KR20050057562A

KR20050057562A - 스마트 안테나 및 이의 빔 형성 방법과 장치

Info

Publication number: KR20050057562A
Application number: KR1020057005011A
Authority: KR
Inventors: 얀웬 왕; 리동 치
Original assignee: 지티이 코포레이션
Priority date: 2002-09-24
Filing date: 2002-12-31
Publication date: 2005-06-16
Also published as: EP1545023A4; WO2004030239A1; JP2006500834A; JP4183134B2; KR100770498B1; CN1486106A; AU2002357571A1; EP1545023A1; EP1545023B1

Abstract

본 발명은 스마트 안테나 및 이에 사용되는 빔 형성 방법과 장치에 관한 것으로서, 상기 빔 형성 방법에는 이산빔을 이용하여 접수된 신호에 대하여 멀티패스 스캔을 진행하는 것을 통하여 멀티패스 타임 딜레이 정보를 취득하고, 상기 멀티패스 타임 딜레이 정보에 근거하여 접수된 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시키며, 타임 딜레이 일치 후의 접수된 신호에 대하여 어댑티브 빔 형성을 진행하는 것을 포함한다.

Description

스마트 안테나 및 이의 빔 형성 방법과 장치{A SMART ANTENNA AND A METHOD AND A DEVICE FOR FORMING BEAM OF THE SMART ANTENNA}

본 발명은 무선통신에 관한 것으로서, 특히 스마트 안테나(Smart Antenna)의 빔 형성 기술에 관한 것이다.

이동통신 시스템이 전 세계적 범위 내에서 급속한 발전을 가져옴에 따라, 제3세대 이동통신 시스템의 핵심기술 중의 하나인 스마트 안테나 기술도 날로 각광을 받고 있다. 일반적으로, 스마트 안테나가 접수한 스페이스 타임(Space-time) 신호를 이용하여 빔 형성을 함에 있어서의 우선되는 과제는 부동한 패스(Path)의 타임 딜레이(Time delay)를 추산하는 것으로서, 만일 타임 딜레이에 대하여 정확한 추산을 진행하지 못한다면 어댑티브 빔(Adaptive beam)의 형성은 불가능하게 된다. 그리고 타임 딜레이에 대한 추산은 빔 형성 이전에 이루어 지는 바, 다시 말하면 타임 딜레이에 대한 추산을 진행할 때, 빔을 이용하여 빔 외에 속한 비기대 사용자에 대하여 제어할 수 없으며, 모든 활성화된 사용자(어느 한 섹터(Sector))의 신호는 모두 접수되게 되며 또한 상호 간섭하게 된다. 스마트 안테나가 구비되지 않은 기지국에 있어서, 이가 용납할 수 있는 동시 활성화 되는 사용자 수량은 규정되어 있는 바, 사용자 수량이 상기 규정된 수량을 초과하게 되면 타임 딜레이에 대한 추산은 비교적 어렵게 된다. 그리고 스마트 안테나가 구비된 기지국이라 할지라도, 빔이 형성되기 전에 다른 조치를 취하지 않는다면 타임 딜레이를 추산하는 방면에서 스마트 안테나가 구비되지 않은 기지국과 별다른 구별이 없다. 다시 말하면, 용납할 수 았는 최대 사용자 수량이 스마트 안테나가 구비되지 않은 기지국과 거의 동일한 것이다. 이는 스마트 안테나가 구비하고 있는 기지국 용량을 확충시킬 수 있는 장점을 발휘하지 못하는 것이 분명히다. 때문에 타임 딜레이의 추산 방면에서 기타 효과적인 조치를 취하여, 활성화된 사용자 수량이 일반적인 기지국이 용납할 수 있는 수준을 초과할지라도 정상적으로 타임 딜레이를 추산할 수 있도록 하여야 한다.현재, 일반적으로 사용되고 있는 어댑티브 빔의 계산법에서는, 타임 딜레이를 기지(旣知)의 것으로 가정하거나, 혹 단지 단일 안테나의 정보를 탐색기에 입력하여 상관 에너지의 피크값(Peak value)을 구해내므로써 이를 통하여 타임 딜레이 정보를 결정한다. 상기 계산 법에서는 안테나 어레이의 빈 필드(Empty field) 정보를 이용하지 않았기 때문에 타일 딜레이에 대한 검색의 정확도를 보증할 수 없게 된다. 출원코드가 CN1198045인 중국 발명특허에서는 종래의 어댑티브 빔 안테나에 대한 개선방법을 제시하고 있는 바, 상기 발명에서는 종래 방법의 설비구성과 작동과정을 보유하고 있는 외, 추가로 모바일 사용자의 이동방향을 추산하는데 필요한 제2 제어신호를 제어하는 설비를 더 구비하고 있다. 상기 발명은 안테나의 성능을 개선시킬 수도 있지만, 종래 방법에서의 복수 가중계수(Weighting coefficient)에 대한 계산을 역시 진행하여야 하기 때문에 계산 속도에 대한 요구가 여전히 비교적 높고, 또 제2 제어신호와 상관되는 설비를 추가하여야 하기 때문에 기지국에 이동방향 추산기기와 복사 방향도 회전기기를 증가하고, 모바일 스테이션에 GPS 접수기 등 설비를 증가하여야 하기 때문에 시스템 원가와 유지보수 비용이 향상되는 등 문제점을 갖고 있다.

또한 출원코드가 CN1235391인 중국 발명특허에서는 성형된 빔에 대하여 사전 최적화를 진행하는 어댑티브 어레이 안테나를 제시하고 있는 바, 상기 발명에서는 어댑티브 처리 진행시, 복수 가중치의 계산을 초기 가중치 디자인과 작동 가중치 처리 두 부분으로 나눈다. 그 중에서 초기 가중치 디자인은 안테나 시스템을 구성할 때 완성되어 어댑티브 안테나 방향도(方嚮圖)에 대한 성형과 최적화를 진행하고, 안테나는 작동하는 과정에서 작동 가중치의 상(Phase)에 대한 계산을 진행하며, 최적화된 방향도의 메인로브(Main lobe)를 유용한 신호가 전송되어 오는 방향으로 회전시켜 저레벨(Level) 마이너로브(Minor lobe) 구역으로 떨어지지 않도록 간섭을 진행하여 간섭을 억제한다. 상기 발명에 따른 안테나는 작동과정에서 초기 가중치와 작동 가중치의 곱셈 계산을 진행하여야 하기 때문에 계산량이 증가되고, 아울러 초기 가중치에 대한 요구도 비교적 높기 때문에 초기 가중치의 디자인 오차가 최종 결과에 대하여 비교적 큰 영향을 미치는 등 문제점이 존재한다.

이하에서는 본 발명의 구체적인 실시예를 도면과 함께 상세히 설명하도록 하는 바, 이는 본 발명의 상기 및 기타 장점, 목적 및 특징에 대하여 상세한 설명을 진행하기 위함이다.

도 1은, 본 발명의 한 실시예에 따르는 스마트 안테나 빔 형성 과정을 보여주는 흐름도.

도 2는, 본 발명의 한 실시예에 따르는 스마트 안테나 장치의 구성을 보여주는 블럭도.

도 3은, 본 발명의 한 실시예에 따르는 멀티패스 스캔 타임 딜레이 일치 유닛을 보여주는 블럭도.

도 4는, 접수한 신호에 대하여 복조처리를 진행하는 사시도.

도 5는, 타임 딜레이 검색기 구조의 한 실시예를 보여주는 예시도.

도 6은, 코드 필터 구조의 한 실시예를 보여주는 예시도.

도 7은, 본 발명의 한 실시예에 따르는 스마트 안테나의 공간 배열 사시도.

도 8 및 도 9는, 본 발명의 한 실시예에 따르는 입-출력 잡음 대 신호비(SINR) 곡선도.

[발명의 구성]

이하에서는 본 발명의 구체적인 실시예를 도면과 함께 상세히 설명하도록 한다.

도 1은 본 발명의 한 실시예에 따르는 스마트 안테나 빔 형성 과정을 보여주는 흐름도이다. 어댑티브 빔 스마트 안테나에 있어서, 동시 활성화 되는 사용자 수량이 일반적인 기지국이 용납할 수 있는 최대치를 초과할 때 타임 딜레이에 대한 추산이 불가능한 문제를 해결하기 위하여, 본 발명에서는 이산빔을 이용하여 스캔을 진행하는 바, 즉 일정한 섹터 내에서, 스마트 안테나는 어댑티브 빔의 형성을 통하여 사용자를 추종하는 한편, 다른 한 면으로는 빔을 이용하여 왕복 스캔을 진행하므로써 사용자에 대한 검색을 완성한다.

도 1에 도시된 바와 같이, 우선 101단계에서는 이산빔을 이용하여 멀티패스 스캔을 진행한다. 본 실시예에 있어서는, 단일 빔을 이용하여 간격 각도를 예정하는 이산방식을 통하여 일정한 구역과 섹터 내에서 반복하여 스캔을 진행하며, 일정한 위치에서 기대 사용자가 스캔되면 대응되는 필터 등을 이용하여 타임 딜레이를 취득하며 또 이를 어댑티브 빔형성의 근거로 삼는다.

이어, 105단계에서는 멀티패스 스캔에 위하여 취득한 타임 딜레이 정보에 근거하여 접수된 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 진행하며, 기지의 전문 제어 채널 파일럿 주파수(Pilot Frequency) 부호를 참조신호로 하여 초기 가중치를 구해낸다. 파일럿 주파수 비트에 대하여 대역을 확산하고 스크램블링 한 신호를 참조신호 로 하여 안테나 어레이가 접수한 파일럿 주파수 신호 와 참조신호 의 상관 매트릭스(Matrix) r_xd=E[X_Pd^*]를 구해내며, 최소 평균평방 오차의 원칙에 근거하여 구해낸 근사치를 어댑티브 초기화 가중치 W=r_xd로 한다.

110단계에서는, 상기 단계에서 산출해낸 초기화 가중치에 근거하여 어레이가 접수한 신호에 대하여 빈 필드처리를 진행하고, 검색을 통하여 취득한 멀티패스 정보에 근거하여 매 사용자의 매 타임 딜레이 멀티패스 값에 대하여 각각 빔 형성을 진행하며, 어레이가 접수한 파일럿 주파수 시간대 신호에 대하여 Y_P=W^HX_p의 빔 형성을 진행하고, 아울러 어레이가 접수한 비 파일럿 주파수 시간대 신호에 대해서는 Y_t=W^HX_t의 빔 형성을 진행한다.

이어, 115단계에서는, 빈 필드처리 후의 신호에 대하여 디스크램블링 및 대역 확산 해제를 진행하며, 아울러 전문 제어 채널 정보를 취득한 것으로 판단한다. 구체적으로 말하면, 제어부분의 파일럿 주파수대에 대하여 의 디스크램블링을 진행하고, 또 파일럿 주파수대에 대하여 대역 확산 해제를 진행하는 바, 상기 수학식에서k는 몇번째 정보 부호인가를 표시하고, SF는 전문 제어 채널의 주파수 확산 파라메터이고, 는 스크램블링 코드이고, 는 전문 제어 채널의 스크램블링 코드이다.

전문 물리 채널에서 제어부분과 데이터 부분은 코드분할 다중화(CDM:Code Division Multiplexing) 방식을 통하여 전송되고, 만일 전문 물리 채널의 다중코드 전송을 고려하지 않을 때에는, 그 중의 제어부분의 주파수 확산 파라메터를 SF=256으로 고정한다.

파일럿 주파수대의 정보에 대하여 디스크램블링 및 확산 대역 해제를 진행한 결과에 근거하여 Rake 통합의 제개 멀티패스의 복수 증익(Plus) 를 추산하는 바, 상기 수학식에서q는 파일럿 주파수 비트수이다. 또한 채널 보상(Channel compensation)을 진행하여 사용자가 발송한 정보에 대하여의 판정을 진행하는 바, 상기 수학식에서sign는 부호의 판정 계산을 표시하고, imag는 허수부에 대한 계산을 표시한다.

이어, 120단계에서는, 전문 제어 채널의 잡음 대 신호비를 계산하고, 상기 잡음 대 신호비가 요구에 부합되는지를 판단하는 바, 이는 상기 잡음 대 신호비를 기설정된 한계치와 비교하므로써 완성할 수 있다. 예를 들면, WCDMA 시스템에 있어서, 상기 한계치는 4-7dB 혹 더욱 낮을 수 있다. 만일 판단 결과 잡음 대 신호비가 상기 한계치보다 크면 125단계로 진행하고, 그렇지 않으면 처리과정은 101단계로 되돌아 와 다시 멀티패스 스캔을 진행한다.

나아가, 125단계에서는, 전문 제어 채널 정보에 대하여 재차 대역 확산 및 스크램블링을 진행하여, 이를 참조신호로 하여 최적화 가중치를 구한다. 예를 들면, WCDMA 시스템에 있어서, 제어부분의 매 10개 시간 간격 부호 비트에서 앞선 3내지 8개는 기지의 파일럿 주파수 부호로서, 때문에 본 발명에 따른 일 실시예에서, 파일럿 주파수대 시간내에서 파일럿 주파수 부호로 판정 결과 부호를 대체하여 재차 대역 확산 및 스크램블링을 진행하여 판정 오차에 의하여 발생하는 부정적 영향을 해소하고 가중치로 하여금 더욱 최적 가중치에 접근하게 함이 바람직하다. 비 파일럿 주파수대 시간내에는, 판정된 비 파일럿 주파수 대 정보에 대하여 의 주파수 확산을 진행하고 또 의 스크램블링을 진행하며, 이어 새로운 참조신호 d₁=[d d_s]를 생성한다. 제어부분은 언제나 OVSF 코드인 를 이용하여 주파수 확산을 진행하기 때문에 상기 주파수 확산 코드 리스트의 256개 데이터는 모두 1인 바, 이는 대역 확산 해제 및 재차 대역 확산위 계산법의 복잡성을 감소시키는데 매우 유리하다. 마지막으로, 새로운 참조신호와 새로운 어레이 접수신호 X₁=[X_P X_t]를 이용하여 상관되는 매트릭스 를 계산하며, 또 최소 평균평방 오차의 원칙에 근거하여 최적화 가중치 를 구해낸다.

마지막으로, 130단계에서는, 상기 최적화 가중치를 이용하여 빔 형성을 진행하므로써 전문 데이터 채널에 대하여 처리를 진행한다. 제어부분과 데이터 부분의 공중에서의 전파 패스가 동일하기 때문에 제어부분에 대한 업데이트를 통하여 취득한 가중치는 데이터 부분에 역시 적용되며, 이에 의하여 구해낸 최적화 가중치에 근거하여 대응하는 데이터 정보를 구해낸다.

도2는 본 발명의 한 실시예에 따르는 스마트 안테나 장치의 구성을 보여주는 블럭도이다. 도2에 도시된 바와 같이, 상기 실시예에 따른 스마트 안테나는 복수개의 어레이 유닛(210.1-210.N)으로 구성된 안테나 어레이, 빈 필드 빔 형성 모듈(21), 시간필드 필터링 모듈(22)과 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈(23) 등을 포함하여 구성되는 바, 상기 안테나 어레이 유닛(210.1-210.N)은 또 무선 신호를 접수하고 이를 접수신호 로 전환시키는 각각의 안테나 선단(미도시)을 더 포함하여 구성되며, 이는 당업자들에게는 공지된 기술이다.

그 중에서, 상기 빈 필드 빔 형성 모듈(21), 시간필드 필터링 모듈(22) 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈(23)은 아울러 본 발명의 일 실시예에 따른 스마트 안테나에 사용되는 핌 형성 장치를 구성한다. 아래에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따르는 스마트 안테나 및 이의 빔 형성 장치에 대하여 상세하게 설명한다.

빈 필드 빔 형성 모듈(21)은 안테나 어레이(210.1-210.N)의 매 유닛과 연결되어 안테나 어레이의 접수신호 에 대하여 빔을 형성한다. 상기 빈 필드 빔 형성 모듈(21)은 멀티패스 스캔 타임 딜레이 일치 유닛(211), 가중치 추산 유닛(212), 곱셈기(Multiplier)(213.1-213.N) 및 가산기(Adder)(214)를 포함하여 구성된다.

멀티패스 스캔 타일 딜레이 일치 유닛(211)의 작용은 이산빔에 대하여 멀티패스 스캔을 진행하여 타임 딜레이 정보를 취득하고 안테나 어레이가 접수한 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시킨다. 코드분할 다중접속 시스템을 기초로 하는 기지국이 접수한 스페이스 타임 신호에 대하여 빔 형성을 진행함에 있어서 우선되는 작업은 부동한 패스의 타임 딜레이를 추산하는 것인 바, 정확한 타임 딜레이가 없다면 어댑티브 빔 형성도 불가능하게 된다. 그리고 타임 딜레이에 대한 추산은 빔 형성 이전에 이루어 지는 바, 다시 말하면 타임 딜레이에 대한 추산을 진행할 때, 빔을 이용하여 빔 외에 속한 비기대 사용자에 대하여 억제할 수 없으며, 모든 활성화된 사용자(어느 한 섹터(Sector))의 신호는 모두 접수되게 되며 또한 상호 간섭하게 된다. 상기 문제를 해결하기 위하여, 본 발명은 이산빔을 이용하여 스캔을 진행하는 바, 즉 일정한 섹터 내에 설치된 안테나는 한 면으로 어댑티브 빔의 형성이 사용자를 추적하는 기능을 실현하고, 다른 한 면으로는 어레이가 접수한 신호에 대하여 빔으로 왕복으로 사용자에 대한 검색을 진행한다. 아래, 다른 도면들과 결합하여 멀티패스 스캔 타임 딜레이 일치 유닛(11)에 대하여 상세한 설명을 진행한다.

타임 딜레이에 대한 일치 과정을 거친 신호 는 동시에 대응되는 복수개의 곱셈기(213.1-213.N)와 가중치 추산 유닛(212)으로 전송된다. 상기 가중치 추산 유닛(212)은 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈(23)이 생성하는 참조신호와 안테나 어레이가 접수한 신호 에 근거하여 빔 형성에 사용하기 적합한 가중치 를 구해내는 바, 구체적으로 말하면, 상기 참조신호와 안테나 어레이가 접수한 신호와 상관되는 매트릭스를 계산한 후, 최소 평균평방 오차의 원칙에 근거하여 상기 상관 매트릭스의 근사치를 구해내어 가중치로 삼는다. 곱셈기(213.1-213.N)은 대응되는 가중치 에 의하여 각자의 곱셈 계산을 진행하고, 곱셈 계산의 결과는 가산기(214)를 통하여 그 합을 구하며, 아울러 빔 형성의 결과로 시간필드 필터링 모듈(22)에 출력된다.

상기 시간필드 필터링 모듈(22)은 디스크램블링 유닛(221), 대역 확산 해제 유닛(222), Rake합병 유닛(223), 데이터 비트 판정 유닛(224)과 잡음 대 신호비 계산 및 판정 유닛(225)을 포함하여 구성되는 바, 그 중에서 상기 디스크램블링 유닛(221)과 대역 확산 해제 유닛(222)은 빔 형성 후의 신호에 대하여 디스크램블링과 대역 확산 해제를 진행하고, 상기 Rake합병 유닛(223)은 다중 패스의 신호에 대하여 Rake합병을 진행하며, 상기 데이터 비트 판정 유닛(224)은 Rake합병을 진행한 후의 신호에서 출력되는 데이터 비트를 판정하고, 상기 잡음 대 신호비 계산 및 판정 유닛(225)은 판정된 데이터와 접수된 신호의 잡음 대 신호비를 계산하고, 산출된 잡은 대 신호비를 기설정된 한계치와 비교하여 요구에 부합되는지를 판정한다.

재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈(23)은 주파수 확산 유닛(231)과 스크램블링 유닛(232)을 포함하여 구성되는 바, 상기 잡음 대 신호비 계산 및 판정 유닛(225)의 판정 결과가 잡음 대 신호비가 요구에 부합된다면, 주파수 확산 유닛(231)과 스크램블링 유닛(232)은 시간필드 필터링 모듈(22)이 출력하는 판정된 데이터에 대하여 주파수 확산 및 스크램블링을 진행하여 참조신호 d(k)를 생성한다. 만일 상기 잡음 대 신호비 계산 및 판정 유닛(225)의 판정 결과가 잡음 대 신호비가 요구에 부합되지 않거나, 혹 판정 데이터가 없는 경우, 주파수 확산 유닛(231)과 스크램블링 유닛(232)은 기지의 전문 제어 채널 파일럿 주파수 비트를 이용하여 주파수 확산 및 스크램블링을 진행하여 참조신호 d(k)로 삼는다.

아래, 한 이동장치 사용자 m을 일례로 본 실시예의 작동을 설명하면 아래와 같다.

우선, 사용자의 매 큰 타임 딜레이 멀티패스치에 대하여 각각 빈 필드 빔 형성 모듈(21)에서 빔을 형성하고, 사용자 m의 제개 멀티패스치의 접수 가중치 벡터를 로 정하여, 곱셈기(213.1, 213.2,.......213.N)를 이용하여 입력치 과 가중치 에 대하여 대응되는 곱셈을 진행하며, 이어 각 곱셈기의 출력을 가산기(214)에 입력하여 사용자 m의 제개 멀티패스의 빔형성기의 출력 로 하고,

사용자 m의 제개 멀티패스을 빈 필드 빔 형성 모듈(21)의 출력을 거쳐 디스크램블링 유닛(221) 및 대역 확산 해제 유닛(222)의 입력으로 하여 디스크램블링 및 대역 확산 해제 를 진행하고,

대역 확산 유닛(222)의 출력을 파일럿 주파수가 Rake합병을 보조하는 유닛(223)의 입력으로 하여, 파일럿 주파수가 Rake합병을 보조하는 유닛(223)에서 파일럿 주파수 신호를 이용하여 매 멀티패스의 복진폭(Comles amplitude)을 추산하고, 매 시간 간격마다 q개의 파일럿 주파수 부호가 포함되어 있다고 가정하면, 이때 기대 사용자의 멀티패스 신호 파워는 간섭 및 잡음을 합친 것보다 훨씬 크기 때문에, 파일럿 주파수 부호를 이용하여 동일 시간 간격의 비 파일럿 주파수 대의 데이터 채널을 추산하는 간단한 평균 추산법을 이용한다면, 사용자 m의 제개 멀티패스치의 채널 추산치는 이고,

이어, 각 멀티패스 치의 채널 추산에 의하여 가장 비율의 원칙 하에서 상관되는 Rake합병을 진행하고, 이어 데이터 비트 판정 유닛(224)에서 판정을 진행하고, n을 데이터 비트라고 가정하면, 사용자 m의 출력치 를 구해낼 수 있으며,

마지막으로, 잡음 대 신호비 계산 및 판정 유닛(225)을 통하여 잡음 대 신호비 한계치 판정을 진행하여, 한계치 판정 요구에 부합되는 데이터 비트를 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈(23)로 입력한다.

제어부분과 데이터 부분의 공중에서의 전파 패스가 동일하기 때문에 제어부분에 대한 업데이트를 통하여 취득한 가중치는 데이터 부분에 역시 적용되며, 이에 의하여 구해낸 최적화 가중치에 근거하여 대응하는 데이터 정보를 구해내며, 제어부분의 매 10개 시간 간격 부호 비트에서 앞선 3내지 8개는 기지의 파일럿 주파수 부호로서 파일럿 주파수대 시간내에서 파일럿 주파수 부호로 판정 결과 부호를 대체하여 재차 대역 확산을 진행하여 판정 오차에 의하여 발생하는 부정적 영향을 해소하고 가중치로 하여금 더욱 최적 가중치에 접근하게 함이 바람직하다. 비 파일럿 주파수대 시간내에는, 만일 어느 사용자의 제어부분의 제n개 비트 b(n)가 정확하게 탐지되었다면, 그리고 상기 b(n)는 검색기의 출력으로서, 상기 사용자의 [(n-1)Tb,nTb] 시간대(Tb는 비트주기, n은 정정수)의 신호 파형은 상기 사용자 제어부분의 확산 주파수 코드 에 대하여 재차 대역 확산을 진행한 후 검색된 데이터 비트 b(n)에 의하여 취득할 수 있다. 잡음 대 신호비 계산 및 판정 유닛(225) 출력 b(n) 및 기지의 파일럿 주파수 부호(234)는 대역 확산 유닛(231)와 스크램블링 유닛(232)의 통하여 각각 주파수 확산과 스크램블링을 완성하고, 아울러 상기 칩 플로우를 새로운 참조신호(233)로 하여 상기 사용자의 가중치에 대하여 조정을 진행하고 빔을 형성한다.

처음으로 사용자가 전송한 신호를 접수할 때, 판정된 출력 b(n)이 없기 때문에 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈(23)은 기지의 파일럿 주파수 부호에 대하여 재차 대역 확산 및 스크램블링을 시켜 참조신호로 하며, 아울러 가중치 추산 유닛(212)에서는 상기 참조신호와 안테나 어레이가 접수한 파일럿 주파수에 상관되는 매트릭스를 계산하여, 최소 평균평방 오차의 원칙에 따라 상기 상관 매트릭스의 근사치를 구하여 상기 초기화 가중치로 삼는다. 또한, 잡음 대 신호비 계산 및 판정 유닛(225)의 판단 결과가 요구에 부합되지 않으면, 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 유닛(23)은 역시 기지의 파일럿 주파수 부호에 대하여 재차 대역 확산 및 스크램블링을 진행하여 참고신호로 삼으며, 아울러 가중치 추산 유닛(212)은 상기 참조신호와 안테나 어레이가 접수한 파일럿 주파수 신호와 상관되는 매트릭스를 계산하여, 최소 평균평방 오차의 원칙에 따라 상기 상관 매트릭스의 근사치를 구하여 상기 초기화 가중치로 삼는다.

도3은 본 발명의 한 실시예에 따르는 멀티패스 스캔 타임 딜레이 일치 유닛을 보여주는 블럭도이다. 도3에 도시된 바와 같이, 타임 딜레이 스캔 일치 유닛(211)은 스캔 빔 형성 유닛(2110), 타임 딜레이 검색기(2112)와 타임 딜레이 일치 유닛(2114)을 포함하여 구성된다.

안테나 어레이로부터의 접수신호는 동시에 타임 딜레이 일치 유닛(2114)와 스캔 빔 형성 유닛(2110)에 전송된다. 상기 스캔 빔 형성 유닛(2110)의 작용은 접수된 신호에 대하여 스캔 빔을 형성하는 것으로서, 이의 빔 형성 원리는 상기한 내용과 기본상 동일하나 부동점이라면, 각 어레이에 대한 가중치는 요구에 근거하여 사전에 계산을 완성한 것인 바, 즉 상기 계산이 완성된 가중치는 적당하게 단일 빔을 형성하여 기설정된 간격 각도로 일정한 구역과 섹터 내에서 이산 스캔을 진행한다. 타임 딜레이 검색기(2112)은 스캔 빔 형성 유닛(2110)에 대하여 빔의 신호를 형성하고 멀티패스의 타임 딜레이를 검색한다. 타임 딜레이 일치 유닛(2114)는 타임 달레이 검색기(2112)가 검색한 멀티패스 타임 딜레이에 근거하여 안테나 어레이가 접수한 멀티패스 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시키고, 아울러 결과를 대응되는 곱셈기(213.1-213.N)로 출력된다.

아래, 첨부된 도면4-6을 참조하여 타임 검색기(2112)의 구성과 타임 딜레이 검색의 처리과정에 대하여 설명을 진행하면 아래와 같다.

도4는 접수한 신호에 대하여 복조처리를 진행하는 사시도이다. 모바일 스테이션의 발사신호를

로 가정하고, 그 중에서 w_c는 반송파 주파수, I는 동일 위상치, Q는 직교치이다. 그리고 무선 공간 패스의 감쇠 파라메터를 , 타임 딜레이를 ,위상 오프셋을 로 하면,

기지국의 안테나가 접수한 신호는

이다.

도4에 도시된 바와 같이, 무선신호 S_R(t)는 우선 스캔 빔 형성 유닛(2110)을 통하여 빔을 형성하고, 이어 주파수 변환과 로우패스 필터링을 진행한다. 그 중에서,

에 대하여 로우패스 필터링을 진행한 후,

를 구해낼 수 있으며, 마찬가지 원리로

를 구해낸다.

도5는 타임 딜레이 검색기 구조의 한 실시예를 보여주는 예시도이고, 도6은 코드 필터 구조의 한 실시예를 보여주는 예시도인 바, 그 중에서 TC는 클럭주기이다. 코드 필터는 bit 펄스를 기준으로 하며, 8배 오버 샘플링(Oversampling) 및 전문 데이터 채널(DPDCH)에서 스크램블링 진행시 롱 스크램블링 코드(Long Scrambling code) 혹 쇼트 스크램블링 코드(Short Scrambling code)를 사용할 수 있다고 가정할 때, 선정되는 레지스터(Register)의 길이는 SF*8(SF는 주파수 확산 파라메터)이다. 여기에서, S_I는 스크램블링 코드의 실부를 나타내고, S_Q는 스크램블링 코드의 허부를 나타낸다. 이는 롱 스크램블링 코드에 대해서는 비 주기성 코드 필터이고, 쇼트 스크램블링 코드에 대해서는 주기성 코드 필터이다. 코드 필터의 출력이 제어신호에만 연관되고 서비스 채널 정보와 무관하기 때문에, 4패스 코드 필터의 출력은 비상관 처리를 거친 후, 각각 (Z12)2와 (Z34)2를 더하여 사용자 신호의 에너지 분포를 구하고, 이어 피크값에 대한 검사를 통하여 타임 딜레이 추산치 를 구한다. 부동한 타임 딜레이의 멀티패스 신호에 대해서는 복수개의 피크값을 구해낼 수 있으며, 피크값의 크기는 대응되는 신호의 세기(즉, 사용자 신호 에너지 분포)를 나타내므로, 피크값의 위치에 근거하여 사응하는 패스의 타임 딜레이를 확인할 수 있다.

아래, 검색과정에 대하여 상세한 설명을 진행한다.

예를 들면, 하나의 WCDMA 무선 멀티패스 채널에 있어서, 만일 사용자가L개의 패스를 구비하고 있다면, 채널응답은

이고, 상기 수학식에서, , 각각은 사용자의 제l개 패스의 타임 딜레이, 감쇠 파라메터 및 위상으로서, 타임 딜레이 검색은 에 대하여 추산하는 것이다.

멀티패스 신호는 복수개의 단일 패스가 중첩되는 과정이기 때문에, 일반성을 확보하기 위하여, 여기서는 단지 단일 사용자의 단일 패스의 무간섭 상태에 대해서만 추산을 진행한다. 상기의 수학식 (4)와 (5)에 근거하여 X_I(t)와 X_Q(t)를 구해낼 수 있는 바, 그 과정은 아래와 같다.

상기 수학식에서, S_CQ(t)는 스크램블링 코드의 허부를 나타내고, t'는 스크램블링 코드의 타임 딜레이 (t-t')를 나타낸다. 는 재차 채널화 코드 의 필터링을 거치면 분리된 제어채널을 취득할 수 있으며, 또한 전문 제어채널(DPCCH)의 채널화 코드과 옹근 1이고, 아울러 채널화 코드의 직교성에 의하여

를 구해낼 수 있다.

또 동일한 원리에 의하여

를 구해낼 수 있다.

만일 코드 필터가 패스, 즉 을 검색해 내었고, 아울러 코드 필터의 길이가 G*8chip일 때이면 이 되기 때문에, 나아가 상기 수학식 (8)과 (9)에 근거하여

을 구해낼 수 있는 바, 그 중에서 T_b는 비트주기이고, b_c,n은 b_c의 제n 비트이며, G는 주파수 확산 배수이다. Z1와 Z2를 합병하여

을 구하고, 동일한 원리에 근거하여

등을 구한다. 이어 (Z12)2와 (Z34)2를 합하여 사용자 신호의 에너지 분포를 구하고, 피크값에 대한 검사를 통하여 타임 딜레이 추산치 를 구한다.

이상적인 상태에서, 만일 라면, 코드 필터링을 통하여 구해낸 Z의 값은 0보다 크고, 만일 라면, 코드 필터링을 통하여 구해낸 Z의 값은 계속적으로 0의 상태를 확보할 것이고, 이러한 상황에서 그 값이 0이 아닌 Z의 값의 위치를 검색해내기만 한다면 타임 딜레이를 확인할 수 있다. 허나 스크램블링의 자체 상관성과 상호 상관성이 아직 이상적인 상황에 도달하지 못하였고, 게다가 잡음의 영향과 오버 샘플링의 영향을 받기 때문에, Z의 값이 인 경우라 할지라도 비교적 큰 피크값(허피크값이라 함)이 나타날 가능성이 있는 바, 이는 타임 딜레이의 추산이 일정한 문제와 난이도를 가져다 준다. 타임 딜레이에 대한 정확한 추산을 위하여 두 가지 문제를 해결해야 하는 바, 하나는 피크값의 한계치를 적절하게 취하여 허피크값이 나타나는 것을 피면해야 하고, 둘째로는 피크값 한계치를 초과하는 많은 Z의 값 중에서 참 피크값 위치를 탐지하여 정확하게 타임 딜레이를 추산하는 목적에 도달한다.

본 실시예에서는 Z의 값이 필터링을 진행하기 전의 모든 접수된 신호의 평균 공율의 4배의 값을 피크값 한계치 로 한다. 피크값 탐지에서 극대치 좌측의 기울기는 0보다 크고, 우측의 기울기는 0보다 작다. 그리고 피크값 한계치 탐지는 아래와 같은 몇 개 부분으로 구성된다.

（1）피크값의 초기선정

Z의 값 중에서 피크값 한계치보다 큰 점을 선정하여 후선 피크값 포인트(), 로 한다. 여기서 P는 가능한 피크값 포인트의 집합이고, 단위는 1/8chip이며, 선정된 후선 피크값에서 참 피크값 좌우의 포인트들이 포함될 수 있으나, 이들은 피크값 포인트가 아니고 이에 대하여 더 한층 처리를 진행하여야 한다.

（2）피크값 선정 전의 사전처리

피크값을 선정하기 전에 좌특 기울기의 부호함수 D_l(k) , 즉

및 우측 기울기의 부호함수 D_r(k) , 즉

을 구한다.

（3）피크값 식별로직

피크값의 특성에 근거하여, 상기 사전처리의 기초상에 쉽게 피크값 식별로직을 구할 수 있다. 만일 k를 피크값 포인트라고 하면,

일 것이고

비피크값 포인트는 반드시

일 것이다.

상기 수학시(18)을 만족시키는 집합을 탐지하여, 거기에 1/8chip의 지속시간을 곱하면 바로 수요되는 타임 딜레이 를 구해낼 수 있는 바, 여기서 L은 탐지 가능한 패스 수량이다.

상기 본 발명의 실시예의 스마트 안테나 빔 형성 장치를 구성하는 각 구성 부분은 하드웨어 모듈일 수도 있고 또 소프트웨어 모듈일 수도 있는 바, 상기의 모듈들을 전문 칩 혹 FPGA에 구현할 수도 있고, 혹 일부 모듈을 DSP에서 소프트웨어의 방식으로 실현할 수 있다.

도7은 본 발명의 한 실시예에 따르는 스마트 안테나의 공간 배열 사시도이다. 현재 벌집형 구역내에서는 많이는 지향성 안테나를 사용하는 바, 하나의 구역을 3개의 섹터로 구분한다. 도7에 도시된 바와 같은 본 발명의 실시예에 있어서, 안테나 어레이는 3개 그룹의 균일한 케이블 어레이 유닛으로 구성되었는 바, 제1 그룹은 3.101, 3.102, 3.103 및 3.104이고, 제2 그룹은 3.201, 3.202, 3.203 및 3.204이며, 제3 그룹은 3.301, 3.302, 3.303 및 3.304인 바, 매 그룹의 안테나는 120도 범위내의 공간에 대하여 스캔을 진행한다. 상기 스캔 방식은 시간을 너무 많이 소모하지 않는 바, 이는 하나의 섹터가 120도이고, 안테나 어레이 유닛의 수량이 4개이며, 웨이브 로브(Wave lob)의 가장 작은 너비는 25.25도이기 때문에, 만일 이산빔의 스캔 각도 간격을 25도로 하면, 1차의 스캔을 완성함에 빔 각도를 5차만 변환시키면 가능하기 때문이다.

도8 및 도9는 본 발명의 한 실시예에 따르는 입-출력 잡음 대 신호비(SINR) 곡선도이다. 여기서 실험의 에뮬레이션 조건은 4 어레이 유닛의 균일한 케이블 어레이, 20명 사용자, 각 사용자는 4개의 동일 강도의 Jack 감쇠 멀티패스를 구비하고 있다. 그 중에서, 도8에 도시된 것은 본 발명의 실시예를 적용한 스마트 안테나가 매크로 구역, 20명 사용자, 20 프레임 테이터 길이, 60 kbit/s의 부호속도, 30km/h의 모바일 스테이션 속도 하에서의 데이터 채널의 출력 SINR이다. 횡좌표 Eb/N0은 출력 잡음 대 신호비를 나타내며, 변화범위는 4∼12dB, 간격은 2dB이다. 도시된 바와 같이, 입력 잡음 대 신호비가 8dB에 도달하면, 본 발명의 출력 잡음 대 신호비는 8.7dB에 도달하고, 빔 스캔이 없는 방식의 출력 잡음 대 신호비는 약 5.3dB로서, 약 3.5↑dB의 차이가 존재한다. 그리고 입력 잡음 대 신호비가 4, 6, 10과 12dB시의 결과는 이와 유사하다. 이는 본 발명의 방법을 적용한 후 출력 잡음 대 신호비가 개선되었음을 보아낼 수 있다.

도9에 도시된 것은 본 발명의 실시예를 적용한 스마트 안테나가 매크로 구역, 20명 사용자, 20 프레임 테이터 길이, 60 kbit/s의 부호속도, 240km/h의 모바일 스테이션 속도 하에서의 데이터 채널의 출력 SINR이다. 횡좌표 Eb/N0은 출력 잡음 대 신호비를 나타내며, 변화범위는 4∼12dB, 간격은 2dB이다. 도시된 바와 같이, 입력 잡음 대 신호비가 8dB에 도달하면, 본 발명의 출력 잡음 대 신호비는 5.6dB에 도달하고, 빔 스캔이 없는 방식의 출력 잡음 대 신호비는 약 0.9dB로서, 약 4.7↑dB의 차이가 존재한다. 그리고 입력 잡음 대 신호비가 4, 6, 10과 12dB시의 결과는 이와 유사하다. 이는 역시 본 발명의 방법을 적용한 후 출력 잡음 대 신호비가 개선되었음을 보아낼 수 있다.

본 발명은 구체적인 예에 대해서만 상세히 설명되었지만 본 발명의 기술사상 범위 내에서 다양한 변형 및 수정이 가능함은 당업자에게 있어서 명백한 것이며, 이러한 변형 및 수정이 첨부된 특허청구범위에 속함은 당연한 것이다. 예를 들면, 상기의 실시예는 WCDMA에 관한 것이지만, 다른 다중코드 분할 시스템에도 적용됨을 당업자들은 이해하여야 한다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 이산빔을 이용하여 접수된 신호에 대하여 멀티패스 스캔을 진행하여 멀티패스의 타임 딜레이 정보를 취득하고, 상기 멀티패스의 타임 딜레이 정보에 근거하여 접수된 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시키며, 또 타임 딜레이 일치를 시킨 접수 신호에 대하여 어댑티브 처리를 진행하여 빔을 형성하는 과정을 포함하여 구성되는 스마트 안테나의 빔 형성 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 안테나 어레이가 접수한 신호에 대하여 빔을 형성하는 빈 필드 빔 형성 모듈; 상기 빈 필드 빔 형성 모듈의 빔 형성 신호에 근거하여 전송할 데이터를 취득하는 시간필드 필터링 모듈; 및 상기 시간 필드 필터링 모듈이 취득한 데이터 정보에 근거하여 참조 신호를 생성하여 상기 빈 필드 빔 형성 모듈에 피드백 시키는 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈 등을 포함하여 구성되는 스마트 안테나의 빔 형성 장치를 제공하는데 있으며, 그 중에서 상기 빈 필드 빔 형성 모듈에는 멀티패스 스캔 타임 딜레이 일치 유닛이 구비되어 있어 이산빔에 대하여 멀티패스 스캔을 진행하여 타임 딜레이 정보를 취득하고 또 안테나 어레이가 접수한 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시킨다.

본 발명의 또 다른 목적은 복수개의 어레이 유닛(Array unit)으로 구성되는 안테나 어레이 및 상기 빔 형성 장치로 구성되는 스마트 안테나 장치를 제공하는데 있다.

Claims

이산빔을 이용하여 접수된 신호에 대하여 멀티패스 스캔을 진행하는 것을 통하여 멀티패스 타임 딜레이 정보를 취득하는 과정; 상기 멀티패스 타임 딜레이 정보에 근거하여 접수된 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시키는 과정; 타임 딜레이 일치 후의 접수된 신호에 대하여 어댑티브 빔 형성을 진행하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 방법.
제1항에 있어서,

상기 멀티패스 과정은 기설정된 각도 간격과 너비의 이산빔을 이용하여 일정한 구역을 스캔하는 과정; 하나 또는 복수개의 스캔 각도에서 기대 사용자가 발견되면 상기 스캔 각도를 기록하는 과정; 및 상기 스캔 각도에 대응되는 멀티패스의 타임 딜레이를 계산하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
제2항에 있어서,

상기 스캔 빔의 각도 간격이 최소 빔 너비보다 작은 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
제1항에 있어서,

상기 어댑티브 빔 형성 과정은 전문 제어채널의 파일럿 주파수를 참조신호로 하여 초기화 가중치를 구하는 과정; 상기 초기화 가중치를 이용하여 어레이가 접수한 신호에 대하여 빈 필드 처리를 하는 과정; 상기 빈 필드 처리를 한 신호에 근거하여 전문 제어 채널 정보의 판정 출력을 취득하는 과정; 기지의 및 판정된 전문 제어채널 정보에 근거하여 최적화 가중치를 구하는 과정; 상기 최적화 가중치를 이용하여 빔을 형성하고 전문 데이터 채널 정보를 처리하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
제4항에 있어서,

상기 전문 제어채널 정보의 판정 출력을 취득한 후, 판정된 출력의 데이터 비트의 잡음 대 신호비를 추산하는 과정; 및 만일 상기 잡음 대 신호비가 일정한 한계치보다 작으면 상기 과정을 반복하는 과정을 포함하여 구성되는 빔 형성 방법.
제4항에 있어서,

상기 초기화 가중치를 구하는 과정은, 기지의 전문 제어채널 파일럿 주파수 비트에 대하여 대역 확산 및 스크램블링을 진행하는 과정; 상기 대역 확산 및 스크램블링을 진행하여 취득한 파일럿 주파수 신호와 어레이가 접수한 파일럿 주파수 신호와 상관되는 매트릭스를 구하는 과정; 최소 평균평방의 원칙에 근거하여 상기 상관 매트릭스의 근사치를 구하여 초기화 가중치를 삼는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
제4항에 있어서,

상기 어레이가 접수한 신호에 대하여 빈 필드 처리를 진행하는 과정은, 검색된 멀티패스 정보에 근거하고, 상기 초기화 가중치를 이용하여 사용자의 매 대 타임 딜레이치에 대하여 각각 빔을 형성하는 과정을 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
제4항에 있어서,

상기 전문 제어채널 정보의 판정 출력을 취득하는 과정은, 상기 파일럿 주파수 시간대의 빔 형성 신호에 대하여 대역 확산 해제 및 디스크램블링을 진행하는 과정; 상기 대역 확산 해제 및 디스크램블링 결과를 이용하여 복수 증익을 추산하고, 제어부분의 비 파일럿 주파수 대의 정보에 대하여 판정을 진행하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
제5항에 있어서,

상기 최적화 가중치를 구하는 과정은, 기지의 파일럿 주파수 부호와 판정된 비 파일럿 주파수 정보에 대하여 대역 확산 및 스크램블링을 진행하여 참조신호로 삼는 과정; 상기 새로운 참조신호와 새로운 접수신호와 상관되는 매트릭스를 계산하고, 최소 평균평방 오차의 원칙에 따라 최적화 가중치를 구하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 빔 형성 방법.
안테나 어레이가 접수한 신호에 대하여 빔을 형성하는 빈 필드 빔 형성 모듈을 포함하여 구성되는 스마트 안테나의 빔 형성 장치에 있어서, 상기 빈 필드 빔 형성 모듈은 이산빔을 이용하여 멀티패스 스캔을 진행하여 타임 딜레이 정보를 취득하고, 또 안테나 어레이가 접수한 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시키는 멀티패스 스캔 타임 딜레이 일치 유닛; 상기 빈 필드 빔 형성 모듈의 빔 형성 신호에 근거하여 전송할 데이터를 취득하는 시간필드 필터링 모듈; 및 상기 시간필드 필터링 모듈이 취득한 데이터 정보에 근거하여 참조신호를 생성하고 이를 상기 빈 필드 빔 형성 모듈에 피드백 시키는 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 장치.
제10항에 있어서,

상기 멀티패스 스캔 타임 딜레이 일치 유닛은，기설정된 각도 간격 및 너비로 이산 스캔 빔을 형성하는 스캔 빔 형성 유닛; 상기 스캔 빔 형성 유닛이 형성한 스캔 빔에 대하여 멀티패스 타임 달레이를 검색하는 타임 딜레이 검색기; 상기 타임 딜레이 검색기가 검색한 멀티패스 타임 딜레이에 근거하여 안테나 어레이가 접수한 멀티패스 신호에 대하여 타임 딜레이 일치를 시키는 타임 딜레이 일치 유닛을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 장치.
제10항에 있어서,

상기 빈 필드 빔 형성 모듈은, 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈의 참조신호에 근거하여 빔 형성에 사용되는 복수개의 가중치를 계산하는 가중치 추산 유닛; 가중치 추산 유닛이 계산해낸 대응하는 가중치와 안테나 어레이가 접수한 대응되는 접수신호에 대하여 각각의 곱셈계산을 진행하는 복수개의 곱셈기; 상기 복수개의 곱셈기의 출력의 합을 구하는 가산기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 장치.
제10항에 있어서,

상기 시간필드 필터링 모듈은, 상기 빈 필드 빔 형성 모듈이 형성하는 신호에 대하여 대역 확산 해제 및 디스크램블링을 진행하는 대역 확산 해제 및 디스크램블링 유닛; 복수개의 패스 신호에 대하여 Rake합병을 진행하는 Rake합병 유닛; Rake합병을 진행한 신호에 대하여 전송되는 데이터의 출력을 판정하는 데이터 비트 판정 유닛을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 장치.
제10항에 있어서,

상기 재차 대역 확산 및 스크램블링 피드백 모듈은, 상기 시간필드 필터링 모듈이 취득한 전송 데이터에 대하여 재차 대역 확산 및 스크램블링을 진행하여 참조신호로 삼는 재차 대역 확산 및 스크램블링 유닛을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 장치.
제12항에 있어서,

상기 가중치 추산 유닛은 상기 참조신호 및 안테나 어레이가 접수한 신호와 상관되는 매트릭스를 계산하고, 최소 평균평방 오차의 원칙에 따라 상응하는 매트릭스의 근사치를 구하여 상기 가중치로 삼는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 장치.
제15항에 있어서,

전송 데이터를 취득하지 못한 상황에서는, 재차 대역 확산 및 스크램블링 모듈은 기지의 전문 제어채널 파일럿 주파수 비트를 이용하여 주파수 확산 및 스크램블링을 진행하여 참조신호로 삼으며, 아울러 상기 가중치 추산 유닛은 상기 참조신호 및 안테나 어레이가 접수한 파일럿 주파수 신호와 상관되는 매트릭스를 계산하고, 최소 평균평방 오차의 원칙에 따라 상응하는 매트릭스의 근사치를 구하여 상기 가중치로 삼는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나의 빔 형성 장치.
복수개의 어레이 유닛으로 구성되는 안테나 어레이와 청구항10내지 청구항16의 상기 빔 형성 장치를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 스마트 안테나.