CN1146131C - 多路径信号处理方法及使用该方法的处理***和解调*** - Google Patents

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Abstract

描述了不用导频或其他同步信息对CDMA信号进行相干处理的一种新颖和改进的方法和设备。当在低于与非相干处理相关联的功率值下接收时，通过使用相干接收处理***，能够合适地处理反向链路信号。这降低了进行成功的通信所需的发射功率，而所需发射功率的降低减轻了一组用户装置与同一个基站通信时的相互干扰的程度。而这又增加了使用本发明的CDMA无线电信***的总的***容量。

Description

多路径信号处理方法及使用该方法的 处理***和解调***
                             发明背景
I.发明领域
本发明述及通信。说得更详细些，本发明设计一种用于包括相干信号处理的可变速率通信的新颖和改进的方法和设备。
II.有关技术的描述
图1是描述了一种按IS-95空中(over-the-air)接口标准(IS-95标准)构造的无线蜂窝电话***。IS-95标准已被电信工业协会采用并且使用了码分多址(CDMA)调制技术以提供比现有的无线电信技术更大的容量和更健全的性能。按照IS-95标准，为了进行移动电话呼叫或其他通信，用户装置10(通常是蜂窝电话)藉助于射频(RF)电磁信号的使用与一个或多个基站12建立双向链路。每个双向链路包括从基站12向用户装置10发送的正向链路RF信号以及从用户装置10向基站12发送的反向链路RF信号。由移动电话交换局(MTSO)14和公共电话交换网(PSTN)16对来自每个基站的电话呼叫或其他通信作进一步的处理，MTSO和PSTN通常用有线线路连接而相互耦合。
图2是按照IS-95标准的由用户装置10使用的反向链路发送信号处理***的方框图。以20ms的段(称为帧)，用四种速率(分别称为“全速率”、“半速率”、“四分之一速率”和“八分之一速率”)之一，把数据48提供给卷积编码器50，由于每一帧包含的数据为以前的一半，因此以速率之半发送数据。数据48典型地是可变速率声码音频信息，其中，当出现的信息很少(诸如在通话暂停期间)时，就使用较低速率的帧。卷积编码器50对于数据48作卷积编码，产生经编码的码元51，而码元重复器52用足以产生等效于全速率帧的数据量的数量，通过对于经编码的码元进行码元重复，产生重复的码元53。例如，当不产生全速率帧的附加拷贝时，就产生三个四分之一速率的附加拷贝。然后，块交织器54对于经重复的码元53进行块交织，以产生经交织的码元55。调制器56对于经交织的码元55进行64进制的调制，以产生Walsh码元57。即，每隔六个经交织的码元55，就发送六十四个可能的正交的Walsh代码之一(每个代码包括六十四个调制子码)。数据组随机数发生器58使用帧速率信息，对于Walsh码元57进行选通，使之成为伪随机组，从而只发送一个完整的数据样本。
图3示出定时图，该图描述了在发送一个数据帧期间，由数据组随机数发生器58进行的例示的选通。把与发送一帧相关联的时间间隔分为十六个成组时隙。把每个成组时隙称为“功率控制组”，因为接收基站典型地要对每个接收到的成组时隙进行功率强度测量，以发送功率控制信息给用户装置。在所示的例示的实施例中，对于全速率帧，在全部十六个功率控制组期间发送数据，而对于半速率帧，则在功率控制组0、2、5、6、9、11、12和15期间发送数据。对于四分之一速率帧，在功率控制组2、5、9和15期间发送数据，而对于八分之一速率帧，则在功率控制组2和9期间发送数据。这仅仅是一组例示的选通。按照IS-95标准，如此由码元重复器52进行重复和由块交织器54进行交织，从而如上所述的数据选通在要被发送的帧中产生一个数据样本。
然后，用伪随机(PN)长信道代码59对于经选通的Walsh子码进行直接序列调制，其速率为每个Walsh子码四个长信道代码，由此产生经调制的数据61。长信道代码对于每个用户装置是唯一的，并且为每个基站12知晓。复制经调制的数据61，藉助于用同相伪随机扩展代码(PNI)的调制对于其第一个拷贝进行“扩展”，产生I信道数据，而用延迟60将第二个拷贝延迟半个扩展代码子码，并且藉助于用正交相位扩展代码(PNQ)的调制对于该拷贝进行扩展，产生Q信道数据。在把经PNI代码和PNQ代码扩展的数据分别调制同相的和正交相位的载波之前，对于它们进行低通滤波(未示出)。然后，在把经调制的同相的和正交相位的载波信号发送至基站或其他的接收***(未示出)之前，把它们相加在一起。
图4是当按照现有技术方法来构造，用于接收处理按IS-95标准产生的反向链路信号时，基站的接收处理部分的方框图。所示的处理与在1995年8月15日颁布的第5,442,627号美国专利中所描述的处理一致。与现有技术的接收处理方法有关的其他专利包括第5,103,459号和第5,309,474号美国专利(两者的名称都是“在CDMA蜂窝电话***中产生信号波形的***和方法”，分别在1992年4月7日和1994年5月3日颁布)以及第5,109,390号美国专利(其名称为“在CDMA蜂窝电话***中的分集接收机”，1992年4月28日颁布)。上面提到的每个专利都已转让给了本发明的受让人，并且通过参照引入于此。
在操作期间，从天线***64接收IS-95反向链路信号，并且下变频至基带，以及由RF处理***(Rx)62加以数字化，再把经过下变频的信号施加至搜寻指处理器63A、63B和63C。如对搜寻指63A的更详细的描绘中所示，解调器对于经下变频的信号分别用PNI代码和PNQ代码解调，并对每四个PN子码的解调结果相加，以产生I信道和Q信道数据68A和68B。然后把I信道和Q信道数据分别施加至Walsh变换器电路69和70，这两个电路的每一个电路把经去扩展的数据与六十四个可用的Walsh代码进行相关，由此产生具有六十四个相关值的矢量，六十四个相关值与对于I信道和Q信道的六十四个可用的Walsh代码相对应。然后把这两个矢量的每一个矢量用平方电路72加以平方，并且用加法器74把经过平方的数据的得到的两个矢量相加。在引入可变延迟(未示出)以调节路径差之后，用加法器76把来自加法器74的经过平方的相关值的矢量与由搜寻指处理器63B和63C产生的其他组经过平方的相关值相加。如果可以得到多路径信号的话，则搜寻指处理器63B和63C对于同一反向链路信号的这些多路径样本进行处理。然后用来自加法器76的经过平方的相关值的得到的矢量，对于相应于Walsh码元序列的六个码元的每一个码元，形成软判决。对这些软判决进行去交织和Viterbi译码，以得到发送数据的估计。在上述的第(’627)号专利中描述了各种进行软判决的方案。
用于接收处理***数据的上述方法和设备使用非相干解调。由于不提供导频信号来确定反向链路信号的相位，并且数据的能量大小保持在允许成功通信所需的最小值，因此，非相干解调的使用通常很适合于处理IS-95反向链路信号。此外，非相干接收处理通常没有相干接收处理那样复杂。然而，当与相干处理比较时，非相干解调提供的性能较差，包括通过使用Rake接收机得到的增益减小，如上所述，在Rake接收机中，把反向链路信号的多路径样本(称之为搜寻指)在接收***处相加在一起。这一从Rake接收得到的好处的减小使得用户装置需要用比使用相干信号处理所需的功率更大的功率来发送反向链路信号。在诸如CDMA等接口有限***中，使用添加的功率降低了反向链路的总体数据传输能力，因而减少了能被处理的呼叫的总数。然而，如果能够发明一种相干处理和组合按照IS-95标准产生的反向链路信号的方法，则能够减小发送反向链路信号所需的功率，于是能够增加IS-95或其他CDMA电信***的反向链路容量。所以，非常需要这样一种方法和设备。
                      发明概述
本发明是引入相干信号处理和组合的，用于可变速率通信的一种新颖的和改进的方法和设备。在接收***中，对于每个Rake搜寻指，在每个Walsh码元周期内，产生同相和正交相位Walsh相关器输出值的矢量。通过在一系列Walsh码元周期内把最可能的Walsh码元的同相和正交相位相关器输出加以组合的办法，对于每个Rake搜寻指产生同相和正交相位基准值(即，未调制值)。在逐个码元的基础上，通过把来自每个搜寻指的Walsh相关器输出能量相加并且选出最大值，而确定最可能的Walsh码元。作为经过平方的同相的和正交相位值之和，计算输出能量。
然后把同相和正交相位值的矢量投影在同相和正交相位参考值上，并且用基准幅度加权。基准幅度是经过平方的同相和正交相位值之和的平方根。如果把相关器输出和基准值表示为复数，则这个投影和加权等价于点积。于是，经投影和加权的值等于同相相关器输出乘同相基准值加上正交相位相关器输出乘正交相位基准值。
藉助于相干组合，把经投影和加权的值的矢量相加，并且使用来自其他Rake搜寻指的相应的值，以得到经过相干解调的Walsh相关器输出的最终的矢量。使用经过相干解调的Walsh相关器输出，以形成软判决，对于该软判决进行去交织和软判决Viterbi译码。
                        附图概述
根据下面结合附图所作的详细描述，本发明的特征、目的和优点将变得更明显，相同的部分在遍及所有的图中用相同的标号，其中：
图1是蜂窝电话***的方框图；
图2是按照IS-95空中接口标准构造的用户装置的反向链路发送信号处理部分的方框图；
图3是描述按照IS-95空中接口标准的数据组随机数发生器的操作的定时图；
图4是构造来处理符合IS-95的反向链路信号的现有技术的反向链路接收处理***的方框图；
图5是当按照本发明的一个实施例来构造时，反向链路接收处理***的方框图；
图6是按照本发明的一个实施例构造的射频信号接收处理***和解调器的方框图；
图7是按照本发明的一个实施例构造的非相干组合器的方框图；
图8是当按照本发明的一个实施例构造时，基准发生器的方框图；
图9是流程图，描述当按照本发明的一个实施例进行时，为确定处理的最好类型而实行的步骤；
图10是矢量图，描述使用上述方法来计算相位变化速率；
图11是按照本发明的一个实施例构造的投影和定标***的方框图；以及
图12是曲线图，描述了在各种帧差错率(FER)下的模拟结果性能。
               较佳实施例的详细描述
描述了引入相干信号处理，用于可变速率通信的一种新颖和改进的方法和设备，下面将详细描述各种信号处理***及其结构。熟悉本领域的人显然明白，可以使用许多种公知的方法和设备来实行这些信号处理***，其中包括使用由软件控制的数字信号处理器和数字微处理器，或者专门设计的集成电路(在较佳的实施例中，使用后者)。在贯穿此申请的其他的情形下，将以方框图的描述各种公知的***。这样做是为了避免不必要地使本发明的揭示模糊不清。
虽然示出了一个特殊***的多个例子，但一般可替代该***的单个例子，因为该***的使用是在由多个***完成的各种功能之间分时的。一般，在遍及本申请中，比特、数据、码元和信号构成各种类型的信息的依赖于电子电压，电荷或电磁波的表示，或者它们的组合，所述信息包括藉助于对物理现象(诸如声波)的取样产生的音频信息、为了控制其他电子***的目的而产生的电压或者人或计算机产生的数字数据。除了基于陆地的无线蜂窝电信***之外的其他***也能从使用本发明中得益，所述的其他***包括基于卫星的无线电信***、点对点无线***或者基于线缆的***(包括基于同轴电缆的通信***，在其中，使用经调制的正弦波来发送数据)。此外，虽然在这样一个***(该***处理按照IS-95标准的反向链路部分产生的信号，并且特别适合于处理这样的信号)的范围内描述了本发明，但可以在处理这些信号的范围内使用本发明，这些信号不是按照IS-95标准产生的，它们包括(但不限于)按照CDMA技术产生，并且用一种或多种占空度发送的信号。
图5是按照本发明的一个实施例构造的基站或其他反向链路接收***的接收处理部分的方框图。在操作期间，RF处理***100藉助于天线***102接收按照IS-95标准产生的反向链路信号的一个或多个样本，并且将经过数字化的和下变频的同相接收样本104a和正交相位接收样本104b提供给解调器106。藉助于诸如反射或多个天线等多路径现象产生反向链路的附加样本，并且称之为“搜寻指”。每个解调器106藉助于使用时间跟踪，对于一个搜寻指处理同相和正交相位接收样本104a和104b，以产生同相解调码元107a和正交相位解调码元107b，它们被快速Hadarnard变换(FHT)***109接收。每个FHT 109对同相解调码元107a和正交相位解调码元107b进行快速Hadarnard变换，以产生相应的同相Walsh码元相关矢量W(i)I和正交相位Walsh码元相关矢量W(i)Q，这里i表示正在处理的搜寻指。
每个矢量W(i)I和W(i)Q包含六十四个Walsh码元相关值。虽然构造示于图5的接收***来处理三个搜寻指，但构造***来处理其他个数(包括四个)的搜寻指也符合本发明的操作。非相干组合器108以非相干的方式把三个正在处理的搜寻指加以组合，以产生非相干相关矢量110。硬判决126使用非相干相关矢量110确定最可能已被发送的Walsh码元，并且藉助于硬指数128指出该Walsh码元。硬指数128是一个六比特的数，指明六十四个Walsh码元中的相应的一个码元。在本发明的较佳实施例中，最可能已被发送的Walsh码元是在相应的非相干相关矢量110中的与最大的Walsh码元相关值相关联的Walsh码元.。
延迟111存储同相和正交相位Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q，与此同时，非相干组合器108进行非相干组合而硬判决126产生硬指数128。然后把经延迟的Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q施加至相位和定标基准发生器12，用硬指数128，通过对包含在功率控制组中的一系列选出的Walsh相关值进行幅度平均，每个Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q为每个搜寻指产生基准R(i)I和R(i)Q。基准R(i)I和R(i)Q分别指出正在处理的第i个搜寻指的同相分量和正交相位分量，接着能够容易地用它们来确定相应的搜寻指的相位偏移。对于熟悉本领域的人而言，提供相位或定标信息或它们两者的另一种方法和格式(包括用单数字值提供相位偏移)是显而易见的，并且与本发明的操作相一致。然而，最好使用如上所述产生的基准估计，因为它把与软判决数据的投影和定标相关联的处理减至最少。此外，基准发生器112产生过程选择113，它指出是非相干相关矢量110还是相干相关矢量120(在下面描述)更可能准确。
在由延迟117进一步延迟后，由投影和定标***116用基准估计R(i)I和R(i)Q对同相和正交相位Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q进行投影和定标，以得出经投影的Walsh码元相关矢量W(i)。相干组合器118以相干的方式把经投影的Walsh码元相关矢量W(I)组合起来，以得出相干相关矢量120。
矢量选择122根据来自基准发生器112的过程选择113，选择非相干相关矢量110或相干相关矢量120作为输出矢量124。使用输出矢量124，软判决134产生包括六个值的软矢量136。在本发明的较佳实施例中，按照在上述第(’627)号专利中描述的双最大值技术产生软矢量136，虽然使用其他方法也与本发明相一致。然后将软矢量136送至译码器(未示出)，以作进一步的处理，包括去交织和Viterbi译码。
在本发明的一个实施例中，使用以虚线示出的硬判决130，以使用相干相关矢量120来产生相干硬指数132。相干硬指数132是在相干相关矢量20中最可能已被发送的Walsh相关值的指数。在基准发生器112中，除了硬指数128之外，还使用相干硬指数132，以产生基准R(i)I和R(i)Q。除了硬指数128之外使用相干硬指数增加了准确度，基准发生器112以该准确度产生基准R(i)I和R(i)Q，所花的代价是额外的复杂性。
图6是按照本发明的例示实施例构造时，RF处理***100和解调器166的方框图。通过天线***102接收RF信号，并且将该信号与同相正弦波101和正交相位正弦波103混频，再对其数字化和滤波(未示出)，以产生同相接收样本104a和正交相位接收样本104b。用长信道代码105对于同相接收样本104a和正交相位接收样本104b解调，而对于经长代码解调的同相和正交相位码元再用同相扩展代码PNI和正交相位扩展代码PNQ两者进行解调，这里PNI被延迟了半个子码。把经PNI解调的同相码元与经PNQ解调的正交相位码元相加，以产生XI解调码元156a。把经PNI解调的正交相位码元与经PNQ解调的同相码元的负值相加，以产生XQ解调码元156b。积分器158a和158b分别在四个解调码元范围内对XI解调码元156a和XQ解调码元156b积分，定时调节160接收来自积分器158a和158b的经积分的解调码元，并进行定时调节，以偿在发送正被处理的搜寻指期间所遭受的特殊的延迟，并且把经过时间调节的XI和XQ解调码元提供给图5的FHT 109。
图7是当按照本发明的例示实施例构造时，非相干组合器108的方框图。正被处理的每个搜寻指的Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q由能量测量***170接收(该***计算与搜寻指相关联的能量)，以产生Walsh能量矢量W(i)2。矢量和174把Walsh能量矢量W(i)2相加，以得出非相干相关矢量110，它也可以称为经相加的相关能量矢量。
图8是当按照本发明的一个实施例构造时，基准发生器112的方框图。控制***180和码元选择器152接收经延迟的Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q。码元选择器152向前递送Walsh码元相矢量W(i)I或W(i)Q内由硬指数128规定的特定的Walsh相关值，由此产生相关值153。递送由硬指数128规定的Walsh相关值允许根据包含在正被处理的搜寻指的组中的信息的组合来选择相关值153，由此增加了正被选择的正确的Walsh码元的似然性。
控制***180使用经延迟的Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q。确定计算基准值R(i)I和R(i)Q的最好方法，并且藉助于MAX3/MAX5指示符155对矩阵乘法器154指出最好的方法。MAX3/MAX5指示符155也可认为是相位变化速率的指示符。矩阵乘法器154的每一个乘法器通过平均一系列选出的相关值153来产生基准R(i)I和R(i)Q，这里，选出的相关值153的个数或者最多为3个，或者最多为5个，视MAX3/MAX5指示符而定。然后把这些同相和正交相位基准值提供给图5的投影和定标***166。
如下所述，控制***180还使用Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q产生过程选择113。过程选择113指出是非相干处理还是相干处理更可能准确。在本发明的另一些实施例中，能够在分开的***中产生MAX3/MAX5指示符155和过程选择113。
在本发明的较佳实施例中，使用包含在功率控制组(PCG)中相应的一组选出的Walsh码元相关矢量W(i)I，1...6和W(i)Q，1...6，对于每个PCG产生一组同相和正交相位基准R(i)I，1...6和R(i)Q，1...6，这里，W(i)I，1是对于搜寻指i的在功率控制组中的第一个同相相关值，而R(i)I，1是为投影第一个同相关值的第一个同相基准值。(在一个功率控制组中发送六个Walsh码元)。藉助于把选出的Walsh码元相关矢量W(i)I，1...6和W(i)Q，1...6与MAX3矩阵或者MAX5矩阵相乘而产生基准R(i)I，1...6和R(i)Q，1...6的组。式(1)和(2)提供了用在本发明的较佳实施例中的MAX3和MAX5矩阵产生一组同相相位和定标基准：
R ( i ) I , 1 R ( i ) I , 2 R ( i ) I , 3 R ( i ) I , 4 R ( i ) I , 5 R ( i ) I , 6 = 1 / 2 1 / 2 0 0 0 0 1 / 3 1 / 3 1 / 3 0 0 0 0 1 / 3 1 / 3 1 / 3 0 0 0 0 1 / 3 1 / 3 1 / 3 0 0 0 0 1 / 3 1 / 3 1 / 3 0 0 0 0 1 / 2 1 / 2 · W ( i ) I , 1 W ( i ) I , 2 W ( i ) I , 3 W ( i ) I , 4 W ( i ) I , 5 W ( i ) I , 6 - - ( 1 )
R ( i ) I , 1 R ( i ) I , 2 R ( i ) I , 3 R ( i ) I , 4 R ( i ) I , 5 R ( i ) I , 6 = 1 / 3 1 / 3 1 / 3 0 0 0 1 / 4 1 / 4 1 / 4 1 / 4 0 0 1 / 5 1 / 5 1 / 5 1 / 5 1 / 5 0 0 1 / 5 1 / 5 1 / 5 1 / 5 1 / 5 0 0 1 / 4 1 / 4 1 / 4 1 / 4 0 0 0 1 / 3 1 / 3 1 / 3 · W ( i ) I , 1 W ( i ) I , 2 W ( i ) I , 3 W ( i ) I , 4 W ( i ) I , 5 W ( i ) I , 6 - - ( 2 )
除了使用正交相位Walsh相关值W(i)Q，1...6之外，对于正交相位分量的计算相同。
于是，对于MAX3矩阵，基准值等于在最多为3个选出的Walsh相关值的范围取平均，或者对于MAX5矩阵，基准值等于在最多为5个选出的Walsh相关值的范围内取平均。应该明白，虽然所示的矩阵对于大多数一般遇到的情形(特别是当如下所述使用时)而言是最佳的，但使用其他的矩阵也与本发明的操作相符。此外，虽然最好在小于或等于功率控制组的时间范围内对选出的Walsh相关值求平均(因为在IS-95反向链路信号中，功率控制组是能够保证恒定发送数据的最长的时间)，但在本发明的另一些实施例中，采用了通过在较长的时间范围内求平均以产生基准值的做法。
在本发明的较佳实施例中，根据正在处理的反向链路信号的相位变化速率，对于应该用MAX3矩阵还是MAX5矩阵，由控制***180作出决定。相位变化速率是许多其他参数的函数，这些参数包括用户装置的移动方向和速率，以及在用户装置和基站之间的任何载波频率的误差。特别，当相位变化速率超过第一阈值时，控制***180指出应该使用MAX3，而当相位变化速率跌至该第一阈值之下时，控制***指出应该使用MAX5矩阵。当相位变化速率较高时，由于从一个Walsh码元到另一个Walsh码元的相位偏离的差异较大，因而在多于3个Walsh码元范围内发生的总的相位改变过大，以致不允许产生有用的平均，因此，应该使用MAX3。
类似地，也是根据相位变化速率来确定非相干组合是否比相干组合更可能准确。特别，当相位变化速率超过高于第1阈值的第二阈值时，控制***180指出，非相干组合比相干组合更可能准确。如上所述，控制***180藉助于过程选择113作出这一指示。在本发明的较佳实施例中，第一阈值是在相邻的WaIsh码元之间的大约30度的相位改变速率而第二阈值是在相邻的Walsh码元之间大约52.5度的相位改变速率。第一阈值相应于400Hz的载波频率误差，而第二阈值相应于700Hz的载波频率误差。
在本发明的一个实施例中，根据每个正在处理搜寻指的唯一的相位改变速率，产生对于该搜寻指的唯一的相位改变速率，产生对于该搜寻指的唯一的MAX3/MAX5指示符155。通过只使用与搜寻指相关联的Walsh码元相关矢量W(i)I和Wi)Q来计算相位改变速率以完成这件事(对该搜寻指，正要产生MAX3/MAX5指示符155)。在相位改变速率对于每个搜寻指在搜寻指之间改变的环境中，对于每个搜寻指计算唯一的MAX3/MAX5指示符155是有用的。
在本发明的另外一些实施例的第一个实施例中，码元选择器152使用硬指数128和相干硬指数132(以虚线示出)的组合来选择相关值153。在这个实施例的第一种实现中，码元选择器使用硬指数128，以根据功率控制组中的Walsh相关矢量W(i)和W(i)Q选择第一组相关值153，并且使用相干硬指数132，以根据在功率控制组中的Walsh相关矢量W(i)I和W(i)Q选择第二组相关值153。在一个例示的实施例中，用硬指数128从功率控制组选择开头两个相关值153，而用相干硬指数132从功率控制组选择剩下的四个相关值153。使用硬指数128和相干硬指数132从功率控制组选择其他个数的相干值153与本发明的这个另外的实施例一致。使用相干硬指数132增加了选出Walsh码元的似然性，并且相干组合提供了比非相干组合更高的准确度。
在另外的第二实施例中，使用硬指数132以迭代方式重复产生对于功率控制组的基准R(i)I和R(i)Q的组，还用第二组基准来投影和定标经延迟的Walsh相关矢量W(i)I和W(i)Q，当产生第二组基准时，要进一步延迟并存储该经延迟的Walsh相关矢量W(i)I和W(i)Q。
在本发明的另一些实施例的第三个实施例中，取消使用矢量选择122以及不产生过程选择113，而是使用相干相关矢量120，以在每个样本中进一步译码，这个实施例对于这样的无线电信***和环境是有用的，其中，相位改变速率落在一个更窄的值的范围内，因而从在相干组合和非相干组合相关矢量得到的好处减小。在这种情形中取消使用矢量选择122和不产生过程选择113，将减少***的复杂性，而性能很少降低。
在本发明的另一些实施例的第四个实施例中，在每次产生基准R(i)I和R(i)Q时都使用相同的矩阵。这个实施例也对这样的无线电信***有用，其中，相位改变速率落在一个更窄的值的范围内。在这个第四实施例的第一种变更中，最好使用在个数更多的Walsh码元范围内取平均的矩阵(诸如MAX5)。这种第一种变更很适合这样的情形，其中，相位改变速率的范围保持相当小。在这个第四实施例的第二种变更中，最好使用在中等个数的Walsh码元范围内取平均的矩阵(诸如MAX3)。这种第二种变更很适合这样情形，其中，相位改变速率值的范围包括一组中间值。当相位改变速率落在一个更窄的范围内时最好只使用一个矩阵，这是因为从使用多于一个矩阵得到的性能改善不足以证明为确定相位改变速率所需的额外的复杂性是合算的，于是选择特定的矩阵。当然，为取平均可以使用其他的矩阵，诸如在最多四个或六个Walsh码元范围内取平均的矩阵。
图9是流程图，描述按照本发明的一个实施例，由控制***100进行的步骤，以确定相位改变速率。熟悉本领域的人将理解，用于确定正在处理的反向链路信号的相位改变速率的其他各种方法，以及使用这些其他的方法是与本发明的使用一致的。确定始于步骤200，而在步骤202，对每个搜寻指αf设定一个变量α，它是Walsh相关值之和的范数与Walsh相关值的范数之和的比值，它可表示为：
α f = | | Σ s = 1 6 W ( f ) , s | | Σ s = 1 6 | | W ( f ) , s | | - - ( 3 )
这里，W(f)，s是在搜寻指f中，功率控制组的第S个选出的Walsh相关码元，而复数值的范数等于其幅值。在步骤204，作为对于正在处理的搜寻指的组的平均αf，计算功率控制组的αf(α(PCG))，它可表示为：
α = ( PCG ) = 1 f max Σ f = 1 f max α f - - ( 4 )
在步骤206，作为一组以指数方式减小的值α(PCG)的平均值，计算值β(PCG)如下：
           β(PCG)＝(1-μ)·α(PCG)+(μ·β(PCG-1))    (5)
这里μ是指数窗的忽略(forgeffing)因子，而在较佳实施例中，将它设定为0.95。在步骤206，判定β(PCG)是否小于0.3，以及因此相位改变速率是否超过第二阈值。如果是的话，则在步骤209把过程选择113设定为非相干，并再次进行步骤202。然而，如果在步骤208判定β(PCG)超过0.3，并且因此如果相位改变速率低于第二阈值，则在步骤211把过程选择113设定为相干。在步骤210判定β(PCG)是否小于0.6，并且因此相位改变速率是否超过第一阈值。如果是的话，则在步骤212把MAX3/MAX5指示符155设定为MAX3，而控制***180返回至步骤202。然而，如果在步骤210判定β(PCG)超过0.6，并且因此相位改变速率低于第一阈值，则在步骤214把MAX3/MAX5指示符155设定为MAX5，并完成步骤202。
图10是矢量图，通过示出把六对Walsh相关值作为相位矢量250和归一化矢量252构造，描述用上述方法在功率控制组范围内计算相位改变速率。把相位矢量250首尾相连地放置，以得出和矢量251，其幅度是通过取和矢量251的范数得到的。把归一化矢量首尾相连地放置，以得到范数矢量之和。如可看出的那样，相位如一个相位矢量250改变至下一个相位矢量250，但和矢量251的幅度却相对于范数矢量之和253的幅度减小，这是由为相位矢量250并非按完全相长的方式相加。于是，通过测量和的范数对范数之和的比值，就能够确定相位改变速率。如上面指出的，对于熟悉本领域的人而言，用于测量相位改变速率的各种其他方法将是显然的。
图11是当按照例示的实施例构造时，投影和定标***116的概图，在由延迟117(图5)进一步延迟，而基准发生器112作上述处理后，把Walsh码元相关矢量W(i)I和W(i)Q分别乘以基准R(i)I和R(i)Q，并将得到的项相加，以产生实数Walsh码元相关矢量W(i)。在名为“导频载波点乘电路”的第5,506,865号美国专利中描述了用于进行这种投影的电路(第5,506,865号美国专利已转让给本发明的受让人，并通过参照引入于此)。把实数Walsh码元相关矢量W(i)送至相干组合器118。再参看图5，然后图5的矢量选择122根据过程选择113而输出非相于相关矢量110或相干相关矢量120至软判断决134。
为了进一步描述本发明的有用性，对在不同的条件下运行的个人通信***(PCS)频段无线电话***进行的各种模拟的结果在下面给出。下面还提供了非相干解调性能作为参考。模拟都在PCS频率(1,870MHz)下运行，并且用14.4kbps的全速率帧。为评价总性能而作测试的不同参数包括：
·高达10,000帧或500帧差错的模拟。
·使用MAX3和MAX5矩阵的相干Walsh解调。
·加性高斯白噪声(AWGN)和瑞利(Jakes)信道。
·具有4％反馈BER的功率控制。
·2m/s(4.5mph，7.2kmh)，30m/s(67mph，108kmh)，45m/s(100mph，160kmh)。
·载波频率误差。
·相等或不等路径(-3dB)。
用于衰落路径模型的瑞利(Jakes)包络分布包括带有多普勒频移的信号(从负的至正的最大反向(或正向)多普勒频率)。除了包括在瑞利衰落模型中的反向链路频率误差之外，以及因为用装置跟踪平均正向链路频率，最坏的情况由用户装置频率转换的不准确度造成。频率转换的最大允许误差是150Hz(见ANSI J-STD-008，2.1.1.2，它亦通过参照引入于此)。对于蜂窝用户单元，根据标准，允许高至300Hz的转换。
当有很强的镜象分量(例如，这里所用的仅有AWGN的情形)，用户装置将跟踪该分量的多普勒偏移频率，并使用它作为用于反向链路的基准。因此，由基站看到的最坏情形的频率误差等于频率转换误差加上正向和反向链路多普勒频移之和，用于只有AWGN模拟的540Hz和731Hz偏移用于150Hz转换误差，用于3900MHz的最大正向加反向频率以及67和100mph的用户装置至基站速度的正向加反向多普勒频率。
由模拟所着手做的主要问题是速度、载波频率偏移和弱路径的作用。表I至V是这些结果的总结。它们给出对于1％FER，每条路径平均所需的信息比特能量与干扰的比值(Eb/Io)。它们还示出了MAX3和MAX5与相干解调相比的增益。
                              表1.AWGN，2条相等路径
                1870MHz，14.4Kbps(全速率)，2条路径AWGN，不用功率控制
    速度m/s(mph)     载波f误差Hz     非相干Eb/Io(dB)      相干MAX3       相干MAX5
   Eb/Io(dB)   增益(dB)   Eb/Io(dB)   增益(dB)
    6.0(0.6)30(67)45(100)     0540731     225245260   1.702.202.65   0.550.25-0.05   1.402.804.45    0.85-0.35-1.85
                             表II.瑞利，2条相等路径
                 1870MHz，14.4Kbps(全速率)，2条路径瑞利哀落，有功率控制(带4％反馈BER)
    速度m/s(mph)     载波f误差Hz     非相干Eb/Io(dB)      相干MAX3        相干MAX5
  Eb/Io(dB)   增益(dB)   Eb/Io(dB)   增益(dB)
    2.0(4.5)     0150     5.055.00   4.454.50   0.600.50   4.054.25   1.000.75
    30(67)     0150     6.056.00   5.255.25   0.800.75   4.905.10   1.150.90
    45(100)     0150     5.755.75   5.005.00   0.750.75   4.654.85   1.100.90
                        表III.瑞利，4条相等路径
               1870MHz，14.4Kbps(全速率)，4条相等路径瑞利衰落，有功率控制(带4％反馈BER)
    速度m/s(mph)     载波f误差Hz     非相干Eb/Io(dB)      相干MAX3      相干MAX5
  Eb/Io(dB)   增益(dB)   Eb/Io(dB)   增益(dB)
    2.0(4.5)     0150     1.451.45   0.950.95   0.500.50   0.500.60   0.950.85
    30(67)     0150     2.602.60   2.002.10   0.600.50   1.401.55   1.201.05
             表IV.瑞利，一条0dB路径，一条-3dB路径
              1870MHz，14.4Kbps(全速率)，2条路径瑞利衰落，无功率控制，1条弱路径(-3dB)
    速度m/s(mph)   载波f误差Hz     非相干Eb/Io(dB)      相干MAX3     相干MAX5
  Eb/Io(dB) 增益(dB)   Eb/Io(dB)   增益(dB)
    30(67)   0     6.45   N/A N/A   5.45   1.00
                 表V.瑞利，两条0dB路径，两条-3dB路径
                1870MHz，14.4Kbps(全速率)，4条路径瑞利衰落，无功率控制，2条弱路径(-3dB)
    速度m/s(mph)     载波f误差Hz     非相干Eb/Io(dB)     相干MAX3      相干MAX5
 Eb/Io(dB) 增益(dB) Eb/Io(dB) 增益(dB)
    30(67)     0     2.70  N/A N/A 1.60 1.10
于是，在没有载波频率误差时，MAX3比非相干解调好0.55至0.8dB，而MAX5比非相干解调好0.85至1.2dB。在瑞利衰落的情况下，频率误差使以前的增益至多降低0.2dB。然而，对于AWGN，载波频率误差有较大的影响；MAX3的性能与非相干的等价，而MAX5要比非相干的差2dB。图12是曲线图，示出在在各种帧差错率(FER)下的模拟结果性能。总的说来，相干解调在大多数情形下得出大约1dB的Eb/Io处理增益，它大约使容量增加26％。
于是，已经描述了用于相干处理CDMA信号而不使用导频或其他同步信息的方法和设备。通过使用上述的接收处理***，当在较低的功率电平(与只作非相干处理时的功率电平相比)下接收反向链路信号时，则可对反向链路信号作适当处理。这减少了为成功通信所需的发送功率，而这一所需发送功率的减少又减轻了与同一基站通信的一组用户装置互相干扰的程度。这又增加了包含本发明的CDMA无线电信***的总的***容量。熟悉本领域的人将看出，为实现本发明有各种其他的方法和设备。为了描述的目的，提供上述特殊的实施例，因而不能将它视为对本发明的范围的限制。

Claims (18)

1.一种用于接收处理一组多路径信号的方法，其特征在于，包括下述步骤：
a)相应于所述多路径信号组计算一组相位基准；
b)用所述相位基准投影所述多路径信号组，以得到经投影的多路径信号组；以及
c)组合所述经投影的多路径信号组；
其中，步骤a)包括下述步骤：
a.1)使用所述多路径信号组确定对于已被发射的沃尔什码元来说是最大似然的沃尔什码元；
a.2)根据来自所述多路径信号组每个多路径信号的同相部分，选择所述沃尔什码元；
a.3)根据来自所述多路径信号组每个多路径信号的正交相位部分，选择所述沃尔什码元。
2.一种用于接收处理一组多路径信号的方法，其特征在于，包括下述步骤：
a)相应于所述多路径信号组计算一组相位基准；
b)用所述相位基准投影所述多路径信号组，以得到经投影的多路径信号组；以及
c)组合所述经投影的多路径信号组；
其中，通过下述步骤完成所述步骤a)：
a.1)相应于所述多路径信号组产生一组同相基准；以及
a.2)相应于所述多路径信号组产生一组正交相位基准；
其中，步骤a.1)包括下述步骤：
在小于或等于所述功率控制组的范围内，把一组同相沃尔什码相关值相加。
3.一种用于接收处理一组多路径信号的方法，其特征在于，包括下述步骤：
a)相应于所述多路径信号组计算一组相位基准；
b)用所述相位基准投影所述多路径信号组，以得到经投影的多路径信号组；以及
c)组合所述经投影的多路径信号组；
其中，通过下述步骤完成所述步骤a)：
a.1)相应于所述多路径信号组产生一组同相基准；以及
a.2)相应于所述多路径信号组产生一组正交相位基准；
其中，步骤a.1)包括下述步骤：
当相位改变速率小于第1阈值时，在小于或等于五个沃尔什码元周期内把一组沃尔什码元相关值相加，并且当所述相位改变速率大于所述第1阈值时，在小于或等于三个沃尔什码元周期的范围内把所述一组沃尔什码元相关值相加。
4.如权利要1所述的方法，其特征在于，步骤a.1)包括下述步骤：
相应于所述多路径信号组产生一组沃尔什码元相关矢量；
相应于所述沃尔什码元相关矢量产生一组相关能量矢量；
把所述相关能量矢量相加，以得出相加的相关能量矢量；以及
使用所述相加的相关能量矢量进行硬判决。
5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤a.2)包括下述步骤：
在小于或等于所述功率控制组的范围内，把一组正交相位沃尔什码元相关值相加。
6.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述第一阈值大于或等于每个沃尔什码元周期大约30度。
7.如权利要求4所述的方法，其特征在于，步骤c)得出相干相关矢量，并且还包括下述步骤：
如果相位改变速率小于第二阈值，则选择所述相干相关矢量，而如果所述相位改变速率大于所述第二阈值，则选择所述相加的相关能量矢量，用于进一步处理。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第二阈值等于或大于每个沃尔什码元周期大的52度。
9.一种用于处理多路径信号的***，其特征在于，包括：
射频信号处理***，用于通过处理多路径信号组产生数字化信号；
解调***，用于通过解调所述数字化信号产生经解调的数据；
延迟电路，用于通过延迟所述经解调的数据产生经延迟的经解调的数据；
基准电路，用于使用所述经调制的数字产生基准；
投影***，用于使用所述基准通过投影所述经延迟的经解调的数据产生经投影数据投影；以及
组合器，用于通过组合所述经投影的数据产生相干矢量。
10.如权利要求9所述的***，其特征在于，所述基准包括同相基准和正交相位基准。
11.如权利要求10所述的***，其特征在于，所述基准电路通过在小于或等于功率控制组的范围内把所述经解调的数据相加，产生所述同相基准和所述正交相位基准。
12.一种解调***，其特征在于，包括：
多个搜寻指处理装置，用于产生相应的多个经解调的搜寻指；
数据识别装置，用于使用所述多个经解调的搜寻指来识别发送数据；
基准产生装置，用于根据每个所述多个经解调的搜寻指的同相部分产生多个同相基准，以及用于根据每个所述多个经解调的搜寻指的正交相位部分产生多个正交相位基准；
投影装置，用于使用所述多个同相基准和所述多个正交相位基准，通过投影每个所述多个经解调的搜寻指的所述同相部分和每个所述多个经解调的搜寻指的所述正交相位部分，产生投影数据；以及
组合器，用于通过组合所述投影数据相干地产生组合数据。
13.如权利要求12所述的解调***，其特征在于还包括：
非相干组合器装置，用于通过非相干地组合所述多个经解调的搜寻指产生非相干地组合的相关矢量；以及
硬判决装置，用于使用所述非相干地组合的相干矢量产生发送数据。
14.如权利要求13所述的解调***，其特征在于，包括：
过程选择装置，用于产生过程选择指示符；以及
矢量选择装置，用于如果由所述过程选择指示符指出，则选择所述非相干组合的相关矢量，以及用于如果由所述过程选择指示符指出，则选择所述相干地组合的数据。
15.如权利要求13所述的解调***，其特征在于，所述基准产生装置还用于在小于或等于六个沃尔什码元周期的范围内平均所述发送数据。
16.如权利要求15所述的解调***，其特征在于，还包括：
基准产生方法选择装置，用于产生指出相位改变速率是否超过第一阈值的基准产生方法选择值，并且如果所述基准产生方法选择值为正，则所述基准产生装置还用于在小于或等于三个沃尔什码元周期的范围内平均所述发送数据，而如果所述基准产生方法选择值为负，则在小于或等于五个沃尔什码元周期的范围内平均所述发送数据。
17.如权利要求16所述的解调***，其特征在于，所述第一阈值是每个沃尔什码元周期大约30度。
18.如权利要求14所述的解调***，其特征在于，如果相位改变速率小于第二阈值，则所述过程选择指示符指出应该选择所述相干地组合的数据，而如果所述相位改变速率大于所述第二阈值，则指出应该选择非相干地组合的相关矢量。
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