CN1329774A

CN1329774A - 用于非线性电路的阻抗匹配网络

Info

Publication number: CN1329774A
Application number: CN99814035A
Authority: CN
Inventors: V·阿帕林; C·K·佩尔西科
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1998-12-04
Filing date: 1999-12-03
Publication date: 2002-01-02
Anticipated expiration: 2019-12-03
Also published as: WO2000035086A1; CA2351327C; AU764395B2; KR100686785B1; NO20012706D0; HK1040009B; BR9915672A; CN100426671C; CA2351327A1; EP1147604A1; AU2164500A; KR20010080684A; HK1040009A1; US6166599A; NO20012706L; IL143145A0; NZ511679A; JP2003533065A

Abstract

一种在有源电路的输出处减小互调失真的技术,其中上述有源电路具有偶阶和奇阶非线性度。以由奇阶非线性度产生的IM3产物抵消由有源电路的偶阶非线性度产生的IM3产物。通过调节有源电路的源或负载阻抗或两者,操纵IM3产物的幅度和相位。通过在分谐波和第二谐波频率(即,IM2产物的频率)处调节有源电路的阻抗,可以操纵由偶阶非线性度产生的IM2产物的幅度和相位。通过在分谐波或第二谐波频率或两者处,适当地调谐或“匹配”有源电路的源或负载或两者的阻抗,可以调节IM2产物的幅度和相位,从而由于偶阶非线性度导致的IM3产物近似删除IM3产物。

Description

用于非线性电路的阻抗匹配网络

发明背景

本发明涉及电子电路，具体地说，涉及减小有源电路的互调(intermodulation)失真的阻抗匹配网络。

通常在许多电子电路(electronics circuit)包括通信***的接收机和发射机中使用有源电路(诸如低噪声放大器(LAN)和功率放大器(PA))。可用线性度(linearity)、噪声指数(figure)、功率消耗等定量表示有源电路的性能。一般，这些特性导致相互冲突的设计考虑。

用下列传递函数近似无记忆(memoryless)有源电路：

y(x)＝a₁·x＋a₂·x²＋a₃·x₃+更高阶项等式(1)

其中，x是输入信号，y(x)是输出信号，而a₁、a₂和a₃是定义有源电路的线性度的系数。为了简化分析，一般忽略更高阶项(即，高于第三阶的项)。对一个理想的线性有源电路，系数a₂和a₃是0.0，而且输出信号简单地与的输入信号按a₁成比例。然而，所有有源电路都受到用系数a₂和a₃定量表示的一些量的非线性度。系数a₂定义第二阶非线性度的量，而系数a₃定义第三阶非线性度的量。

在窄带通信***中使用有源电路，其中上述通信***根据具有预定带宽和中心频率的输入RF信号进行操作。输入RF信号一般包括位于频谱内的所需信号以及其它不需要的信号。在有源电路中的非线性度导致不想要的信号互调，从而使得产物(product)都落在所需信号带内。

例如，输入RF信号包括以f_d为中心的所需信号m(t)和在f₁和f₂下的不想要的(即，寄生)信号。输入RF信号可表示如下：

x(t)＝m(t)＋g₁·cos(ω₁t)＋g₂·cos(ω₂t) 等式(2)

当向具有等式(1)的传递函数的有源电路提供输入RF信号x(t)，其中a₂和a₃是非零值时，产生互调产物。

图1A示出输入RF信号和互调产物。具体地说，有源电路第二阶非线性度(即，由等式1中的x²项所致)在不同频率下产生第二阶互调(IM2)产物，它包括由于不想要的信号得到的在频率(f₂－f₁)、(2·f₁)、(2·f₂)和(f₁＋f₂)下的那些IM2产物。由于有源电路的非线性输入阻抗和在输出和输入之间的耦合，使得这些IM2产物出现在有源电路的输出端，而且还出现在有源电路的输入端。于是，有源电路相同的第二阶非线性度可将这些IM2产物与最初不想要的信号混合产生在多个频率下的，包括落在所需频带内的第三阶互调(IM3)产物。此外，有源电路的第三阶非线性度(例如，在等式1中的x³项所致)产生的IM3产物与第二阶非线性度所得的IM3产物的频率相同。落在所需频带内的IM3产物是那些在频率为(2·f₂－f₁)和(2·f₁－f₂)下的产物。

作为具体例子，假定f₁＝880MHz，f₂＝881MH和f_d＝882MHz。有源电路的第二阶非线性度产生在(f₂－f₁)＝1MHz、(2·f₁)＝1760MHz、(2·f₂)＝1762MHz和(f₂＋f₁)＝1761MHz的IM2产物。这些IM2产物中的一些与最初不想要的信号混合以产生出现在所需信号频率f_d处的IM3产物。具体而言，在(f₂－f₁)处的IM2产物与在f₂处的不想要信号混合以产生在(f₂－f₁)＋f₂＝882MHz处的IM3产物，以及在(2·f₂)处的IM2产物与在f₁处的不想要信号混合以产生在(2·f₂－f₁)＝882MHz处的IM3产物。如图1A所示，三个IM3产物(f₂－f₁)＋f₂、(2·f₂)－f₁和(2·f₂－f₁)落在所需信号频带内。

在所需信号频率处的组合IM3产物的全部幅度依赖于各IM3产物的数值和相位。在最坏的情况下，所有IM3都具有相同的相位并相长地(constructively)相加，从而导致在所需频率处的可能最大的干扰信号(即，最大IM3失真)。干扰信号就象噪声，降低其中用到有源电路的***的性能。

可见，减小干扰IM3产物的幅度的技术是非常希望的，特别是在通信***中。

发明概述

本发明提供减小在具有偶阶和奇阶非线性度d有源电路的输出端的互调失真的技术。特别是，由奇阶非线性度产生的IM3产物抵消(cancel against)有源电路的偶阶非线性度产生的IM3产物。通过调节有源电路的源或负载阻抗或两者，操纵IM3产物的幅度和相位。可通过在分谐波(sub-harmonic)(Δf)和第二谐波(2f)频率(即IM2产物的频率)下，调节有源电路的源或负载阻抗或两者阻抗来操纵由偶非线性度产生的IM2产物的幅度和相位。通过在基频(f)处调节有源电路的源和/或负载阻抗，可操纵奇阶非线性度产生的IM3产物的幅度和相位。通过在分谐波或第二谐波频率或两者处，适当调谐或“匹配”有源电路的源或负载或两者的阻抗，可调节IM2产物的幅度和相位，从而由偶阶非线性度所致的在所需信号频带内的IM3产物(理想地)抵消由于奇阶非线性度所致的IM3产物到更高程度。另一方面，通过在基频处适当地匹配有源电路的源或负载或两者的阻抗，可调节由于奇阶非线性度所致的在所需信号频带内的IM3产物的幅度和相位来消除由于偶阶非线性度所致的IM3产物。

本发明的一个具体实施例提供电子电路，包括有源电路和至少一个匹配网络。有源电路包括耦合到信号源的输入端和耦合到负载的输出端。有源电路具有偶阶非线性度和奇阶非线性度，而且配置成对输入信号进行操纵，上述输入信号包括以第一频率为中心的所需信号和以第二频率为中心的不想要的信号。将匹配网络耦合在信号源和有源电路的输入端之间或在负载和有源电路的输出端之间。在分谐波频率或第二频率的第二谐波或两者处调谐匹配网络，以减小互调失真。通过用由于奇阶非线性度所致的互调产物抵消由于偶阶非线性度所致的互调产物，调谐匹配网络以减小互调失真。在一个实施例中，有源电路是晶体管。

本发明的另一个具体实施例提供用于减小对输入信号进行操作的有源电路的互调失真的方法，其中上述输入信号包括以第一频率为中心的所需信号和以第二频率为中心的不想要的信号。根据该方法，确定有源电路的负载和源阻抗。于是，用具有输入和输出的非线性模型建立有源电路的模型。模型输入耦合到源阻抗和模型输出耦合到负载阻抗。定义第一匹配网络并耦合在模型输入和源阻抗之间或模型输出和负载阻抗之间。于是，用在分谐波频率或第二频率的第二谐波处计算的阻抗值，对于第一匹配网络的一个或多个阻抗值，计算由于有源电路所致的互调失真。选择对于减小互调失真的第一匹配网络的阻抗值。

在上述实施例中，可提供第二匹配网络。在这种情况下，将一个匹配网络耦合到有源电路的输入并将另一个匹配网络耦合到有源电路的输出。

参照下列说明书、权利要求书和附图，上述以及本发明的其它方面将显而易见。

附图简述

图1A示出输入RF信号和互调产物；

图1B示出由于所需信号本身产生的有源电路中的非线性度所致的IM3失真的产生。

图1C示出如图1B所示的互调产物的产生；

图2示出采用本发明的阻抗匹配技术来减小互调失真的电路结构；

图3A示出共射极放大器的实施例；

图3B示出图3A中的共射极放大器的等效电路的示意图；

图4示出运用本发明对低IM3失真最优化的低噪声放大器(LNA)的特定实施例的示意图；

图5示出作为Z_s(Δω)的实部和Z_s(2ω)的虚部函数的LNA的IIP3曲线图；和

图6A和6B示出IIP3性能分别对输入音调的中心频率和偏置(Δf)频率的依赖性。

具体实施例的描述

在蜂窝电话应用中，通常在一个特定地区覆盖的区域中有多于一个的通信***在运行。此外，***可在同一频带或附近工作。当这发生时，从一个***发射可导致另一个***的接收信号的恶化。这些通信***可包括码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、GSM、AMPS和调频(FM)通信***。

CDMA是扩展频谱通信***，它将发送到每个用户的功率扩展到整个(例如，1.2288MHz)信号带宽内。基于FM传输的频谱响应一般是更加集中在中心频率处。因此，基于FM传输可导致在频率上非常靠近接收CDMA信号处出现“干扰(jammers)”。此外，干扰的幅度可能比CDMA信号的幅度要大好几倍。这些干扰可能由于在接收机内的放大器的非线性度而产生的第三阶互调(IM3)产物。IM3产物可能落在接收CDMA信号的频带内，而且作为噪声降低CDMA***的性能。

如图1A所示，干扰可在所需信号频率附近，从而使得很难滤出干扰。为了解决问题(compound the problem)，IM3产物的幅度被定标为g₁·g₂ ²和g₁ ²·g₂(参见等式(1)和(2))。于是，每次干扰的幅度加倍都会使得IM3产物的幅度增加八倍(eight-fold)。看另一个方法，干扰的输入功率每增加1dB就会导致IM3产物增加3dB。

图1B示出由于有源电路的非线性度导致产生IM3失真(也称为频谱再生(spectral regrowth))。图1B中的IM3失真因所需的信号本身而产生，而没有任何干扰。在图1B中，例如，到放大器110的输入信号是CDMA信号112。来自放大器110的输出信号是放大CDMA信号114以及失真分量116。失真分量116作为对CDMA信号114以及邻近信道的干扰。于是，要想减小失真分量116的幅度。

图1C示出如图1B所示的互调产物的产生。由于放大器中的第二阶非线性度，以f_d为中心的所需信号112导致在以2f_d为中心的第二谐波频率处的IM2失真分量122以及在以DC为中心的差频处的失真分量124。注意，失真分量122和124的带宽是所需信号112的两倍。于是，由于放大器同样的第二阶非线性度使得失真分量122与所需信号112混合以在差频(2f_d－f_d)处产生失真分量126。由于第二阶非线性度，使得失真分量124还与所需信号112混合以产生在和频(0＋f_d)处的失真分量128。在放大器中的第三阶非线性度导致失真分量130，而且由所需信号112产生。注意，失真分量126、128和130的带宽是所需信号112的三倍。

有源电路的线性度的特征在于输入基准的第三阶截点(input-referredthird-order intercept point)(IIP3)。一般，相对输入RF信号绘制输出RF信号和第三阶互调产物曲线图。当输入RF信号增加时，所输出RF信号和IM3产物在幅度上是相等处的是IIP3理论上的点，。IIP3是外推值，因为有源电路一般在达到IIP3点之前先压缩(go into compression)。为了使由于互调产物所致的恶化最小，将有源电路设计成具有高IIP3。

如上所述，对于在频率f₁和f₂处的干扰对，有源电路的第二阶非线性度产生在上频率(例如，(2·f₁)、(2·f₂)和(f₁＋f₂))及差频率(例如，(f₂－f₁))处的IM2产物。IM2产物的幅度和相位部分依赖于在上频率和差频率处的有源电路的源和负载阻抗。由有源电路的非线性度输入阻抗产生的IM2产物和反馈到有源电路的输入的IM2产物与干扰混合产生落在所需信号频带内的IM3产物。此外，有源电路的第三阶非线性度还产生同样落在所需信号频带内的IM3产物。由于第三阶非线性度所致的IM3产物的幅度和相位部分依赖于在这些IM3产物的频率处的有源电路的源和负载阻抗。

本发明提供消除在有源电路的输出端处的IM3产物的技术。具体而言，删除在特定频率处由有源电路的偶阶(即，第二阶)非线性度产生的IM3产物由奇阶(即，第三阶)非线性度产生的IM3产物来抵消。通过调节有源电路的源或负载阻抗或两者，可操纵IM3产物的幅度和相位。

图2示出采用本发明的阻抗匹配技术来减小互调失真的电路结构。如图2所示，信号源210提供输入信号，包括所需信号和(在大多数情况下)不想要的信号。信号源210通过输入匹配网络212与有源电路214耦合。有源电路214通过输出匹配网络216与负载电路218耦合。有源电路214可以是呈现非线性度的任何电路，诸如任何可用半导体工艺制成的有源器件、低噪声放大器(LNA)或功率放大器(PA)。

本发明可在多个实施例之一中实施。在一个实施例中，将匹配网络设置在有源电路的输入端。在另一个实施例中，将匹配网络设置在有源电路的输出端。在又一个实施例中，将匹配网络设置在有源电路的输入和输出端。在接收***的一个具体应用中，将匹配网络设置在低噪声放大器(LNA)的输入端以在执行放大之前减小互调产物的幅度。在发射机***的另一个具体应用中，将匹配网络设置在引入互调的有源电路(例如，放大器)的输出端。

如图2所示，信号源210具有源阻抗(Z_source)和负载电路218具有负载阻抗(Z_load)。输入匹配网络212将源阻抗(Z_source)变换成在有源电路214的输入端的输入匹配网络阻抗(Z_imn)，它减小在有源电路214的输出端的互调失真。类似地，在有源电路214的输出端，输出匹配网络216将负载阻抗(Z_load)转换成在输出匹配网络阻抗(Z_omn)，它还减小在有源电路214的输出端的互调失真。下面进一步描述匹配网络212和216的设计。

图3A示出共射极放大器的一个实施例。信号源310通过具有阻抗Z_s的网络312耦合到双极结型晶体管(bipolar junction transistor)314的基极。晶体管314的射极耦合到具有阻抗Z_E的网络316。而且，晶体管314的集电极耦合到具有阻抗Z_L的网络318。对于有源电路的输入，网络312包括信号源以及匹配和偏置网络的阻抗。对于有源电路的输出，网络318包括负载以及匹配和偏置网络的阻抗。

图3B示出图3A中的共射极放大器的等效电路的示意图。图3B再次示出信号源310和网络312、316以及318。在正向有效区域(forward active region)中偏置晶体管314并建模成非线性AC等效电路。

在等效电路中，基极电阻(r_B)322耦合在网络312和节点n₁之间。电流源(i_B)324与基极-射极扩散电容器(diffusion capacitor)(C_DE)326和射极-基极结电容器(C_jE)并联耦合，两者的组合在节点n₁和n₂之间耦合。基极-集电极结电容(C_U)330在节点n₁和n₃之间耦合。集电极电流源(I_C)332在节点n₂和n₃之间耦合。射极电阻器(r_E)334在节点n₃和网络316之间耦合。集电极-衬底(substrate)电容(C_CS)336在节点n₁和电路接地之间耦合。集电极电阻(r_C)338在节点n₃和网络318之间耦合。网络312和电阻(r_B)322一起形成网络342，从节点n₁看具有阻抗Z₁。网络316和电阻器(r_E)334一起形成网络346，从节点n₂看具有阻抗Z₂。而且，网络318、电容器(C_CS)336和电阻(r_C)338一起形成网络348，从节点n₃看具有阻抗Z₃。

在小信号分析中，电流源332的集电极电流(i_C)如下等式给出：

i_C＝g₁·v_π＋g₂·v_π ²＋g₃·v_π ³＋…… 等式(3)

其中，v_π是内部基极-射极电压(V_π＝V₁－V₂)和g₁、g₂和g₃是幂级数的系数，规定出i_C。如等式(3)所示，集电极电流i_C不依赖于基极-集电极电压(V₁－V₃)。这种假设对于工作在远离饱和和截止区的晶体管是有效的。在远大于负载阻抗(Z_L)的情况下，可忽略建立厄列效应模型中，晶体管本身的输出电阻r_O，这对于大多数RF电路都是这样的。

在下列分析中，可进行下列简化。首先，只分析在等式(3)中的头三项，并忽略在幂级数中的更高阶项。该简化对于弱非线性(即，以小信号运行)的电路是有效的。其次，假定基极阻抗(r_B)是恒定的，如果Z_s的实部远大于r_B(Re{Z_S}＞＞r_B)，这是精确的。第三，假定基极-射极结电容(C_jE)是恒定的，由于C_jE对于偏置电压的相对弱依赖性使这一假设似可成立。第四，假定基极-集电极电容(C_u)和集电极-衬底电容(C_CS)是恒定的，如果基极-集电极和集电极-衬底接合处是很强的反向偏置，那么这是有效的假定。第五，还假定低频率电流增益(β)和正向渡越时间(τ)是恒定。(β)和(τ)是恒定的假定使分析的精确度窄到集电极偏置电流低于导致高级注入(injection)和f_T滚出效应(roll-offeffect)的水平。恒定的(β)和(τ)导致通过基极-射极扩散电容(C_DE)的基极电流(i_E)和电流(i_CDB)是非线性集电极电流(i_C)的线性函数(例如，

和

i_{C_{DE}} = τ \cdot \frac{{di}_{C}}{dt})

通过这种简化，通过找到传递到负载(Z_L)的信号的IM3失真，开始分析。由于在节点n₃处的电压具有与负载处相同的失真，所以可根据对于节点n₃处的电压的Volterra级数，确定负载的失真，其中：

v₃(v_s)＝B₁(ω₁)·v_s＋B₂(ω₁，ω₂)·v_s ²＋B₃(ω₁，ω₂，ω₃)·v_s ³＋… (等式4)

其中B_n(ω₁，……，ω_n)是第n阶Volterra核的n维傅利叶变换。对于包含在频率f_a和f_b处的两个音调的输入信号(v_s)(即，v_s＝|v_s|·[cos(ω_at)＋cos(ω_bt)])，下面给出在频率(2·f_b－f_a)处的IM3：

IM 3 ({2 ω}_{b} - ω_{a}) = \frac{3}{4} \cdot | \frac{B_{3} (ω_{b} \cdot ω_{b}, - ω_{a})}{B_{1} (ω_{a})} | \cdot | v_{s} |^{2} .

(等式5)

根据在现有技术中已知的Kirchoff定律等式可找出在等式(4)中的v₃(v_s)幂级数的系数(例如，B₁()、B₂()、B₃()……)。例如，由Fong，K.L.和Meyer，R.G.在名为“共射极和差分对跨导级的高频非线性度分析”的论文中(IEEE Journalon Solid-State Circuit(对于固态电路的IEEE杂志)，卷33，页548-555，1998年4月)描述了该推导。一旦获得这些系数，将它们代入等式(5)以获得下式：

IM 3 ({2 ω}_{b} - ω_{a}) &equiv; \frac{3}{4} \cdot | H (ω) | \cdot {| A_{1} (ω) |}^{3} \cdot | ϵ (Δω, 2 ω) | \cdot {| v_{s} |}^{2} .

(等式6)

H(ω)将等效输入IM3电压与集电极电流的IM3分量相关，并给出：

| H (ω) | = \frac{1 + jω C_{jH} [Z_{1} (ω) + Z_{2} (ω)] + jω C_{μ} Z_{1} (ω) (1 + \frac{1}{β} + jωτ)}{g_{1} - jω C_{μ} [1 + Z_{2} (ω) (g_{1} + \frac{g_{1}}{β} + jωτ g_{1} + jω C_{jE})]} .

(等式7)

A₁(ω)是将v_π与v_s相关的第一阶传递函数，并给出：

A_{1} (ω) = \frac{1}{g_{1} + g (ω)} \cdot \frac{1 + jω C_{μ} Z_{3} (ω)}{(\frac{1}{β} + jωτ) [Z_{1} (ω) + Z_{x} (ω)] + Z_{x} (ω)},

(等式8)

ε(Δω，2ω)是由多个IM3所致的交互作用因子，并由下式给出：

ϵ (Δω, 2 ω) = g_{3} - \frac{2 {g_{2}}^{2}}{3} [\frac{2}{g_{1} + g (Δω)} + \frac{1}{g_{1} + g (2 ω)}],

(等式9)

g(ω)关于对相同阶v_π响应的第n阶i_C响应，其中在相应频率下v_s＝0，并由下式给出：

g (ω) = \frac{1 + jω C_{μ} [Z_{1} (ω) + Z_{3} (ω)] + jω C_{jE} [Z_{1} (ω) + Z_{x} (ω)]}{(\frac{1}{β} + jωτ) [Z_{1} (ω) + Z_{x} (ω)] + Z_{x} (ω)}

(等式10)

其中，ω≈ω_aω_b、Δω＝ω_b－ω_a，而且Z_x＝Z₂＋jωC_μ(Z₁Z₂＋Z₁Z₃＋Z₂Z₃)。在上述美国临时申请第QCPA729P和QCPA730P号中进一步描述了等式(4)至(10)的推导。

在等式(9)中，第一项(g₃)来自集电极电流的第三阶非线性度(如等式3所示)，而第二项[(2g₂ ²/3)(…)]来自集电极电流的第二阶非线性度。第二项反映了由与输入音调混合的IM2产物产生的IM3产物。

对于在等式(6)中的IM3产物的经推导闭合式(closed-form)表达式包括集电极-基极结电容(C_μ)。该电容器影响晶体管产生的失真的量。电容器(C_μ)把IM2产物从集电极反馈到基极，并在基极它们与输入音调混合以产生IM3产物。如等式(6)所示，当减小因子|H(ω)|、|A₁(ω)|和|ε(Δω，2ω)|时，获得较低的IM3失真。头两个因子是ω的函数并依赖于带内源和负载阻抗(即，在ω的阻抗)。一般对于其它性能考虑最优化带内阻抗，即，选择它们以提供所需增益、噪声指数、输入/输出阻抗匹配，等。因此，在本发明的实施例中，不调谐在ω的带内阻抗以减小IM3失真。

如等式(9)所示，ε()是g()的函数，而g()是Z₁、Z₂和Z₃的函数。参照图3B，Z₁是Z_S和r_B的组合、Z₂是Z_E和r_E的组合，而Z₃是Z_L、r_C和C_CS的组合。一般固定Z_E，而且通常在最优化以减小IM3失真的过程不考虑。

根据本发明的另一个方面，首先确定导致“最佳”失真性能的阻抗(Z₁和Z₃)。然后，根据确定的阻抗(Z₁和Z₃)和分量r_B、r_C和C_CS，计算“最佳”源和负载阻抗(Z_S和Z_L)，其中上述阻抗和分量可根据信号模型已知或凭经验测定。下列讨论参照分别与阻抗Z₁和Z₃相关的源和负载阻抗Z_S和Z_L。

如等式(9)和(10)所示，交互作用因子|ε(Δω，2ω)|依赖于在差频(或分谐波)(Δω＝ω₁－ω₂)和上(或第二谐波)频率(2ω)处的源和负载阻抗。如这里所用到的，分谐波是指差频(即，Δω或Δf)混合产物。在本发明的一个实施例中，最优化在这些频率处的阻抗以减小因子|ε(Δω，2ω)|和IM3失真。可被最优化的参数是：(1)在分谐波频率处的集电极负载阻抗，或Z_L(Δω)；(2)在第二谐波频率处的集电极负载阻抗，或Z_L(2ω)；(3)在分谐波频率处的基极源阻抗，或Z_S(Δω)；和(4)在第二谐波频率处的基极源阻抗，或Z_S(2ω)。

通过将等式(9)设为零并解出Z_L(Δω)、Z_L(2ω)、Z_S(Δω)和Z_S(2ω)的阻抗值可获得最小IM3失真。这是具有多个解的复杂等式。通过计算机模拟、数字分析、手算和其它电路分析技术，可获得对导致最小IM3失真的阻抗的最优化。

为了简化最优化处理，可固定有源电路的源或负载阻抗。在一个实施例中，有源电路的负载阻抗是固定的，而且应用上述等式，在分谐波频率和第二谐波频率下对有源电路的源阻抗最优化以使IM3失真最小。在另一个实施例中，固定有源电路的源阻抗，而且在分谐波频率和第二谐波频率下最优化有源电路的负载阻抗。

为了简化最优化处理，可进行几种附加近似，如下面所述。这些近似中的第一个忽略了Z_L(Δω)的影响。原理上，在频带外的频率处(例如，Δω和2ω)的负载阻抗影响由晶体管的第二阶非线性度所致的IM2产物的产生。通过集电极-基极结电容器(C_μ)将这些IM2产物反馈到输入端，而且与输入信号混合(再次由于第二阶非线性度所致)以产生IM3产物。如上述例子所示，在分谐波(即，(f₂－f₁))和第二谐波(即，(2·f₂))频率处的IM2产物与输入信号混合以产生IM3产物(即，在(f₂－f₁)＋f₂和(2·f₂)－f₁)。

然而，在分谐波频率处，对于多种窄带RF电路，一般负载阻抗(Z_L)小于耦合电容器(C_μ)的阻抗。于是，可以忽略在分谐波频率(Δω)处通过电容器(C_μ)的反馈和Z_L(Δω)的影响。这种简化对于其中集电极电流(i_C)明显地依赖于基极-集电极电压(v₃－v₁)的电路是不精确的。对于这些电路，在集电极电压(v₃)中的分谐波频率(Δω)处的IM2产物调制输出信号，从而导致IM3失真。

在多种情况下，在任何频率处都可能出现不想要的信号。于是，好的设计不应最优化在任何特定频率组处的低IM3失真。从等式(9)可见，为了获得在不同偏移和中心频率处的原理上零的失真，g(Δω)和g(2ω)应在频率上是独立的，从而：

g (Δω) = \frac{1}{r},

(等式11A)

g (2 ω) = {(\frac{3 g_{3}}{2 g_{2}^{2}} - \frac{2 r}{1 + g_{1} r})}^{- 1} - g_{1},

(等式11B)

其中，r是将ε(Δω，2ω)设为零的常数。在等式(11A)和(11B)中的表达式是不确定的(under-determined)，而且具有多个解。在这些解中，容易地实现解具有Z_L(Δω)、Z_S(Δω)和Z_S(2ω)的正实部的情况而且正是人们感兴趣的。

将ε(Δω，2ω)设为零导致在频率(2ω₂－ω₁)处的零IM3产物，但是不必要在频率(2ω₁－ω₂)处的零IM3产物。在(2ω₁－ω₂)处的IM3产物与ε(-Δω，2ω)相关，如果g(Δω)≠g(－Δω)，那么ε(-Δω，2ω)不等于ε(Δω，2ω)。当情况是这样的，那么IM3(2ω₁－ω₂)≠IM3(2ω₂－ω₁)，而且将这种情况称为IM3不对称。IM3不对称阻止了两个IM3同时地被最小化。可示出g(Δω)对Δω的依赖性是由于g(Δω)的非零虚部，当用-Δω替代Δω时，它改变了g(Δω)的符号。换句话说，g(Δω)与g(-Δω)共轭。于是，为了避免IM3不对称，将g(Δω)的虚部设为零，或者Im{g(Δω)}＝0，而且在等式(11A)中的r应是实数。这种简化进一步减小了最优化的复杂度以减小IM3失真。

为了更加清楚地理解本发明和它的应用，描述对于特定LNA设计的匹配网络。

图4示出运用本发明为了获得低IM3失真最优化的低噪声放大器(LNA)400的特定实施例的示意图。如图4所示，微带线路(microstrip line)412在LNA400的输入和电路接地之间耦合。电容器414与微带线路416串联耦合，它们的组合耦合在LNA400的输入和晶体管420的基极之间。微带线路422耦合在晶体管420的射极和电路接地之间。电阻430与电容器432串联耦合。它们的组合耦合电源(Vcc)和电路接之间。电阻434与电容器436串联耦合，它们的组合与电容器432并联耦合。微带线路438在晶体管420的基极和电容器436之间耦合。微带线路440与电阻器442并联耦合，它们的组合在电源(V_CC)和晶体管420的集电极之间耦合。电容器对444和446在电源(V_CC)和电路接地之间耦合。电感器450和电容器452串联耦合，它们的组合在晶体管420的集电极和LNA400的输出之间耦合。电容器454在电路接地和电感器450与电容器452的连接处之间耦合。

在实施例中，晶体管420是由Philips公司生产的分立RF晶体管(例如，模型号BFG425W)，它在电源电压2.7V(V_CC＝2.7V)的5mA静态集电极电流处偏置。电容器444和446为LNA400提供电源滤波以及AC短路(short)。电阻器430和434设定偏置电流还提供电源阻抗的隔离。一般，电阻器434远远小于电阻器430并使偏置电流的影响最小。电容器432为电阻器430和434提供AC接地。电容器414和452是AC耦合(即，隔直)电容器。电阻器434和电容器436设定在分谐波(即，Δω)频率处的源阻抗。

为了简化，只调谐频带外的阻抗(Z_S)以使IM3失真最小或者获得高IIP3性能。另一方面，可调谐频带外负载阻抗(Z_L)或源和负载阻抗的组合以获得最小IM3失真。

在一个实施方案中，为了在第二分谐波频率处，将晶体管420与外部负载阻抗的影响隔离开来，用短路(short-circuited)四分之一波长微带线路440固定(即，短路或接地)集电极负载阻抗(Z_L(2ω))。这种短路将外部负载的第二分谐波阻抗(一般没有清楚地定义)与晶体管420的集电极隔离开来。线路440还用来提供集电极偏置电流。如上所述，考虑到大多数RF电路，可忽略在分谐波频率(Z_L(2ω))处的负载阻抗，因为一般在分谐波频率(Δω)处，线路440的阻抗远远小于基极-集电极电容器的阻抗。

为了在第二分谐波频率下将晶体管420与信号源的阻抗的效应隔离开来，用短路四分之一波长微带线路412将信号源短路接地。该短路使(一般没有清楚定义的)信号源的第二分谐波阻抗与晶体管420的基极隔离开来。在基频(ω)处，微带线路412和440用作开路(open circuit)而且对LNA400的频带内性能的影响最小。

通过在第二分谐波频率(2ω)处使LNA400的输入短路，运用在输入匹配网络中的电阻器，可产生Z_S(2ω)的良好控制的非零实部。然而，该晶体管趋于增加在信号频带内的LNA400的噪声指数(NF)。可形成一网络，它提供在第二分谐波频率(2ω)处的所需阻抗(即，实值)以及在基频(ω)处的零阻抗。

另一方面，为了避免在输入匹配网络中使用电阻器(即，为了避免噪声指数性能的恶化)，将Z_S(2ω)限定在其实部接近零的值。对于特定Z_L(2ω)，与等式(11B)强加的限制一起，定义在多种第二分谐波频率处的常数r和Z_S(2ω)的值。一旦定义常数r，就在分谐波频率下，解出等式(11A)以获得Z_S(2ω)的最佳值。

于是，近似和它们的依据如下：

Z_L(Δω)≈0；线路440的阻抗《基极-集电极电容器阻抗

Z_L(2ω)≈0；λ/4微带线路440

Im(g(Δω)}≈0；假设获得IM3不对称

Re{Z_S(2ω)}≈0；在输入匹配网络中没有任何电阻器

在如图4所示的实施例中，将输入匹配网络设计成在基频(例如，f≈2GHz)处将LNA400的输入与50Ω匹配，而且适当地端接在分谐波频率(例如，Δf＜50MHz)和第二谐波频率(例如，2f≈4GH)处的输入，以减小IM3失真并改善IIP3性能。

将微带线路438用于在基频(f)处的频带内匹配，而且由分路电容器436确定它的长度。电阻器434与电容器436并联将在分谐波频率Z_S(Δω)处设定源阻抗。在分谐波频率处，可忽略电器414和微带线路416的效应，因为选择电容器414在该频率下具有高阻抗。改变电阻器434的值改变了Z_S(Δω)的实部。微带线路416与微带线路438平行将在第二分谐波频率Z_S(Δω)处设定源阻抗。改变微带线路416的长度调谐Z_S(Δω)的虚部，而不影响频带内阻抗匹配，这是因为线路416是50Ω线路。

电感器450和电容器454形成输出匹配网络，它用于调谐在基频(f)处的LNA输出阻抗。电阻器442用来稳定LNA400并阻止振荡。微带线路422以及组件引线(package lead)和晶体管焊接线(bondwire)的电感形成发射极负反馈电路(emitter degeneration circuit)。该电路导致晶体管的共轭输入阻抗更接近源阻抗，从而提高了噪声指数性能。

图5是示出图4中LNA400的IIP3(以dBm为单位)作为Z_S(Δω)的实部和Z_S(2ω)的虚部的函数的曲线图。在该例子中，输入信号包括在2.000GHz和2.001GHz处的两个音调。运用等式(6)示出该轮廓。分立数据点表示测定的测试结果。该图示出IIP3，它是IM3(2f_a－f_b)和IM3(2f_b－f_a)中的较大者。如图5所示，Re{Z_S(Δω)}和Im{Z_S(Δω)}的“最佳”组合导致+15.8dBm的最佳IIP3性能，它比而没有本发明的频带外阻抗匹配类似LNA的IIP3高14dB。

图6A和6B是示出IIP3性能分别对输入音调的中心频率(f)和偏置(Δf)频率的依赖性曲线图。如图6A和6B所示，对于频率范围在1.95GHz到2.05GHz以及Δf在-50MHz到+50MHz的范围内，IIP3性能高于+8dBm。由于只在单个偏移和中心频率处最优化Z_S(Δω)和Z_S(2ω)的这一事实止住了，IIP3对频率项的依赖性，这简化了最优化处理。本发明的匹配网络具有可忽略的对LNA400的其它性能的影响，如果有的话。测定增益、噪声指数和输入返回损耗大约分别为16dB、1.7dB和-10dB，带有或没有本发明的阻抗匹配。于是，获得对IIP3性能的提高，而不牺牲其它重要参数的性能。

部分运用微带线路实现，图4中的匹配网络。在匹配网络中还可用其它传输线(例如，微波线)、集总元件(例如，电感器和电容器)等，并在本发明的范围内。

为了简化，最优化匹配网络以减小在特定频率组处的IM3失真。为了改进线性度，应在由频带选择滤波器(即，在蜂窝收发机中的双工器)确定的频率范围内(Δf)最优化匹配网络。

为了清楚，描述本发明具有作为双极结型晶体管(BJT)实施的非线性电路。本发明还可用于其它非线性电路，包括FET、MOSFET、MESFET、HBT、P-HEMT和其它。如这里所用到的，“晶体管”一般是指任何非线性电路，而不限于BJT。

本发明的一个方面提供包括本发明的匹配网络的电子电路(例如，LNA、混频器和其它非线性电路)。本发明的另一个方面提供用来设计本发明的匹配网络的软件码。

提供较佳实施例的上述描述以使得熟悉本技术领域的人员能进行或运用本发明。对这些实施例的各种变化对于熟悉本技术领域的人员是显而易见的，而且这里所定义的一般原理可用于其它实施例，而无需进行创造性劳动。因此，本发明不限于这里所示的实施例而与这里解释的原理和新颖性的最宽范围相一致。

Claims

1.一种电子电路，其特征在于，包括：

有源电路，包括耦合到信号源的输入以及耦合到负载的输出，其中上述有源电路具有偶阶非线性度和奇阶非线性度，并构成以对来自信号源的输入信号进行操作，其中所述输入信号包括以第一频率为中心的所需信号和以第二频率为中心的不想要信号；和

第一匹配网络，在所述信号源和有源电路的输入之间或所述负载和有源电路的输出之间耦合；

其中，在分谐波频率或所述第二频率的第二谐波或者两者处调谐第一匹配网络，以减小由于有源电路的偶阶和奇阶非线性度所致的互调失真。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一匹配网络包括用来调谐阻抗的微带线路。

3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一匹配网络包括集总电抗性电路。

4.如权利要求1所述的电路，其特征在于，在所述第二频率的第二分谐波处短路所述有源电路的输出。

5.如权利要求1所述的电路，其特征在于，在所述第二频率的第二分谐波处，开路所述有源电路的输出。

6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，在所述第二频率的第二分谐波处短路所述信号源的输出阻抗。

7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，调谐所述第一匹配网络以通过用由于奇阶非线性度所致的互调产物抵消由于偶阶非线性度所致的互调产物来减小互调失真。

8.如权利要求1所述的电路，其特征在于，将所述第一匹配网络设在信号源和所述有源电路的输入之间。

9.如权利要求1所述的电路，其特征在于，将所述第一匹配网络设在负载和所述有源电路的输出之间。

10.如权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括：

第二匹配网络，设在所述有源电路的负载和输出之间；和

其中将所述第一匹配网络设在所述信号源和所述有源电路的输入之间。

11.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一匹配网络实现在分谐波频率处的阻抗的第一复数值以及在所述第一频率的第二谐波处的阻抗的第二复数值，选择它们以减小互调失真。

12.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一匹配网络在第一频率处对阻抗具有最小影响。

13.一种被用作放大器或混频器的电路，其特征在于，包括：

晶体管，包括耦合到信号源的基极和耦合到负载的集电极，其中所述晶体管具有偶阶非线性度和奇阶非线性度并配置成对来自信号源的输入信号进行操作，其中所述输入信号包括以第一频率为中心的所需信号和以第二频率为中心的不想要信号；

第一匹配网络，在所述信号源和基极之间耦合；和

电路元件，在集电极和电路的输出之间耦合，其中选择所述电路元件以使得在所述第二频率的第二谐波处将负载与集电极隔离开来；

其中，调谐所述第一匹配网络以通过用由奇阶非线性度所致的互调产物抵消由偶阶非线性度所致的互调产物来减小互调失真。

14.如权利要求13所述的电路，其特征在于，将电路元件配置成提供到AC接地的近似短路或在所述第二频率的第二谐波处的近似串联开路。

15.一种减小对输入信号进行操作的有源电路的互调失真的方法，其中所述输入信号包括以第一频率为中心的所需信号和以第二频率为中心的不想要信号，其特征在于，所述方法包括：

确定有源电路的负载阻抗；

确定有源电路的源阻抗；

以具有输入和输出的非线性模型建立所述有源电路的模型，其中所述模型的输入耦合到源阻抗而所述有源电路的输出耦合到负载阻抗；和

定义第一匹配网络，其中所述第一匹配网络耦合在所述模型输入和源阻抗之间或者在所述模型输出和负载阻抗之间；和

对于所述第一匹配网络的一个或多个阻抗值，计算由于有源电路所致的互调失真，其中在分谐波频率或第二频率的第二谐波处计算阻抗值；和

选择所述第一匹配网络的阻抗值以减小互调失真。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：

在所述第二频率的第二谐波处，使有源电路的输出阻抗短路。

17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，在所述模型输出和负载阻抗之间耦合所述第一匹配网络。

18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，在模型输入和源阻抗之间耦合第一匹配网络。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括：

根据源阻抗和所述第一匹配网络的所选阻抗值，确定输入匹配网络阻抗(Z_imn)；和

在以第一频率为中心的频率范围内近似地保持Z_imn相似的值。

20.如权利要求15所述的方法，其特征在于，第一匹配网络耦合在模型输入和源阻抗之间，所述方法进一步包括：

确定耦合在模型输出和负载阻抗之间的第二匹配网络；

对第二匹配网络的一个或多个阻抗值计算由有源电路产生的互调失真，其中在分谐波频率或第二频率的第二谐波处理计算所述阻抗值；和

选择使它们减小互调失真的第一和第二匹配网络的阻抗值。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括：

根据源阻抗和所述第一匹配网络的所述阻抗值，确定输入匹配网络阻抗(Z_imn)；

根据负载阻抗和所述第二匹配网络的所选阻抗值，确定输出匹配网络阻抗(Z_omn)；和

在差频以及上频率和第二频率的范围内选择Z_imn和Z_omn的值，来使互调失真最小，其中差频的范围是由不想要信号的频率分离范围限定的，其中上频率的范围是由不想要信号的第二频率的第二谐波范围限定。

22.如权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：

在所述第二频率的第二谐波处短路源阻抗。

23.如权利要求15所述的方法，其特征在于，调谐所述第一匹配网络以通过用由奇阶非线性度所致的互调产物抵消由偶阶非线性度所致的互调产物来减小互调失真。

24.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述第一匹配网络实现在分谐波频率处的第一复数值和在第二频率的第二谐波处的输入阻抗的虚部值，它们减小互调失真。