JPH07273557A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPH07273557A JPH07273557A JP5920994A JP5920994A JPH07273557A JP H07273557 A JPH07273557 A JP H07273557A JP 5920994 A JP5920994 A JP 5920994A JP 5920994 A JP5920994 A JP 5920994A JP H07273557 A JPH07273557 A JP H07273557A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無線通信に用いる送受信機において、ＩＦ信
号とＬＯ信号を混合してＲＦ信号に変換する周波数変換
回路に関し、トランジスタのゲート幅（ベース電極の総
面積）を一定に保ったまま、変換利得およびＲＦ信号出
力レベルを低下させることなく、相互変調歪み特性を大
幅に改善する。 【構成】トランジスタにＩＦ信号およびＬＯ信号を入力
し、変換周波数であるＲＦ信号を出力する周波数変換回
路において、トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲ
ート（ベース）との間に線形帰還回路を接続する。
号とＬＯ信号を混合してＲＦ信号に変換する周波数変換
回路に関し、トランジスタのゲート幅（ベース電極の総
面積）を一定に保ったまま、変換利得およびＲＦ信号出
力レベルを低下させることなく、相互変調歪み特性を大
幅に改善する。 【構成】トランジスタにＩＦ信号およびＬＯ信号を入力
し、変換周波数であるＲＦ信号を出力する周波数変換回
路において、トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲ
ート（ベース）との間に線形帰還回路を接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線通信機器の送信機
において、中間周波数信号と局部発振信号を混合して無
線周波数信号に変換する周波数変換回路（アップコンバ
ータ）に関する。以下、中間周波数信号をＩＦ信号、局
部発振信号をＬＯ信号、無線周波数信号をＲＦ信号とい
う。
において、中間周波数信号と局部発振信号を混合して無
線周波数信号に変換する周波数変換回路（アップコンバ
ータ）に関する。以下、中間周波数信号をＩＦ信号、局
部発振信号をＬＯ信号、無線周波数信号をＲＦ信号とい
う。
【０００２】
【従来の技術】ＩＦ信号をＲＦ信号に変換する従来の周
波数変換回路（アップコンバータ）は、ショットキバリ
アダイオードやバラクタダイオードを用いた構成が一般
的である。しかし、無線装置の小型化および高集積化に
伴い、増幅器その他の回路と同一プロセスで製造でき、
また変換利得が得られるトランジスタが用いられるよう
になってきた。
波数変換回路（アップコンバータ）は、ショットキバリ
アダイオードやバラクタダイオードを用いた構成が一般
的である。しかし、無線装置の小型化および高集積化に
伴い、増幅器その他の回路と同一プロセスで製造でき、
また変換利得が得られるトランジスタが用いられるよう
になってきた。
【０００３】図１０は、トランジスタを用いた従来の周
波数変換回路の構成例である。図において、ソース
（Ｓ）接地のトランジスタ２１のゲート（Ｇ）に整合回
路６１を介してＩＦ信号を入力し、ドレイン（Ｄ）にサ
ーキュレータ７１および整合回路６２を介してＬＯ信号
を入力し、ドレインから整合回路６２およびサーキュレ
ータ７１を介してＲＦ信号を取り出す構成である。本構
成では、トランジスタ２１のゲートに入力されたＩＦ信
号とドレインに入力されたＬＯ信号が、トランジスタ２
１のトランスコンダクタンスｇm およびドレインコンダ
クタンスｇdの非線形性により周波数変換され、ドレイ
ンからＲＦ信号が出力される。
波数変換回路の構成例である。図において、ソース
（Ｓ）接地のトランジスタ２１のゲート（Ｇ）に整合回
路６１を介してＩＦ信号を入力し、ドレイン（Ｄ）にサ
ーキュレータ７１および整合回路６２を介してＬＯ信号
を入力し、ドレインから整合回路６２およびサーキュレ
ータ７１を介してＲＦ信号を取り出す構成である。本構
成では、トランジスタ２１のゲートに入力されたＩＦ信
号とドレインに入力されたＬＯ信号が、トランジスタ２
１のトランスコンダクタンスｇm およびドレインコンダ
クタンスｇdの非線形性により周波数変換され、ドレイ
ンからＲＦ信号が出力される。
【０００４】図１１は、トランジスタを用いた従来の周
波数変換回路の構成例である。図において、ソース接
地のトランジスタ２１のゲートに整合回路６３を介して
合成器７２で合成されたＬＯ信号およびＩＦ信号を入力
し、ドレインから整合回路６４を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。本構成では、トランジスタ２１のゲー
トに入力されたＬＯ信号とＩＦ信号が、トランジスタ２
１のトランスコンダクタンスｇm の非線形性により周波
数変換され、ドレインからＲＦ信号が出力される。
波数変換回路の構成例である。図において、ソース接
地のトランジスタ２１のゲートに整合回路６３を介して
合成器７２で合成されたＬＯ信号およびＩＦ信号を入力
し、ドレインから整合回路６４を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。本構成では、トランジスタ２１のゲー
トに入力されたＬＯ信号とＩＦ信号が、トランジスタ２
１のトランスコンダクタンスｇm の非線形性により周波
数変換され、ドレインからＲＦ信号が出力される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】無線装置のＩＦ信号周
波数は、一般に 100ＭHzから１ＧHz程度である。したが
って、図１０および図１１に示す従来の周波数変換回路
では、トランジスタ２１の入力インピーダンスはＩＦ信
号に対するゲート・ソース間容量が支配的になり、極め
て大きな値を示す。ゲートの電圧振幅は閾値電圧とゲー
トショットキー電圧で一義的に決まるので、入力インピ
ーダンスが大きいと入力整合回路が極端に大きくなると
もに、ＩＦ信号に対するダイナミックレンジが狭くな
り、相互変調歪み特性が大きく劣化する。
波数は、一般に 100ＭHzから１ＧHz程度である。したが
って、図１０および図１１に示す従来の周波数変換回路
では、トランジスタ２１の入力インピーダンスはＩＦ信
号に対するゲート・ソース間容量が支配的になり、極め
て大きな値を示す。ゲートの電圧振幅は閾値電圧とゲー
トショットキー電圧で一義的に決まるので、入力インピ
ーダンスが大きいと入力整合回路が極端に大きくなると
もに、ＩＦ信号に対するダイナミックレンジが狭くな
り、相互変調歪み特性が大きく劣化する。
【０００６】ダイナミックレンジを広くするには、ゲー
ト幅を大きくしてトランジスタの入力インピーダンスを
小さくする方法が最も簡単である。たとえば、ゲート幅
を２倍にすると、出力されるＲＦ信号レベルは３dB低下
するが、最も大きな妨害となる３次相互変調歪みレベル
が９dB低下するので、Ｄ／Ｕ比（同一チャネル混信保護
比）は６dB向上する。しかし、この方法では、変換利得
が３dB減少するとともに、トランジスタの直流に対する
消費電力が２倍となる。
ト幅を大きくしてトランジスタの入力インピーダンスを
小さくする方法が最も簡単である。たとえば、ゲート幅
を２倍にすると、出力されるＲＦ信号レベルは３dB低下
するが、最も大きな妨害となる３次相互変調歪みレベル
が９dB低下するので、Ｄ／Ｕ比（同一チャネル混信保護
比）は６dB向上する。しかし、この方法では、変換利得
が３dB減少するとともに、トランジスタの直流に対する
消費電力が２倍となる。
【０００７】このように、従来の周波数変換回路では、
相互変調歪みレベルを低下させる構成をとると、同時に
ＲＦ信号の出力レベルの低下が避けられなかった。した
がって、次段以降の増幅器の負担が大きくなっていた。
相互変調歪みレベルを低下させる構成をとると、同時に
ＲＦ信号の出力レベルの低下が避けられなかった。した
がって、次段以降の増幅器の負担が大きくなっていた。
【０００８】本発明は、トランジスタのゲート幅（ベー
ス電極の総面積）を一定に保ったまま、変換利得および
ＲＦ信号出力レベルを低下させることなく相互変調歪み
特性を大幅に改善し、さらに整合回路の小型化に適した
周波数変換回路を提供することを目的とする。
ス電極の総面積）を一定に保ったまま、変換利得および
ＲＦ信号出力レベルを低下させることなく相互変調歪み
特性を大幅に改善し、さらに整合回路の小型化に適した
周波数変換回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、トランジスタ
にＩＦ信号およびＬＯ信号を入力し、変換周波数である
ＲＦ信号を出力する周波数変換回路において、トランジ
スタのドレイン（コレクタ）とゲート（ベース）との間
に線形帰還回路を接続する。
にＩＦ信号およびＬＯ信号を入力し、変換周波数である
ＲＦ信号を出力する周波数変換回路において、トランジ
スタのドレイン（コレクタ）とゲート（ベース）との間
に線形帰還回路を接続する。
【００１０】線形帰還回路は、キャパシタと抵抗器とを
直列に接続した構成、あるいはキャパシタと抵抗器とイ
ンダクタを含む回路とを直列に接続した構成、あるいは
キャパシタと抵抗器と抵抗器およびキャパシタの並列回
路とを直列に接続した構成である。
直列に接続した構成、あるいはキャパシタと抵抗器とイ
ンダクタを含む回路とを直列に接続した構成、あるいは
キャパシタと抵抗器と抵抗器およびキャパシタの並列回
路とを直列に接続した構成である。
【００１１】
【作用】本発明の周波数変換回路は、トランジスタのド
レイン（コレクタ）とゲート（ベース）との間に線形帰
還回路を接続することにより、トランジスタのゲート幅
（ベース電極の総面積）を一定に保ったまま、ゲート
（ベース）の入力インピーダンスを低下させることがで
きる。これにより、ゲート（ベース）から入力される信
号（ＩＦ信号またはＬＯ信号）に対するダイナミックレ
ンジを大きくすることができ、ゲート（ベース）周りに
起因する相互変調歪み特性を良くすることができる。ま
た、負帰還を施した増幅器の場合と同様に、線形帰還回
路によって歪成分が位相的に相殺しあい、相互変調歪み
特性を向上させることができる。
レイン（コレクタ）とゲート（ベース）との間に線形帰
還回路を接続することにより、トランジスタのゲート幅
（ベース電極の総面積）を一定に保ったまま、ゲート
（ベース）の入力インピーダンスを低下させることがで
きる。これにより、ゲート（ベース）から入力される信
号（ＩＦ信号またはＬＯ信号）に対するダイナミックレ
ンジを大きくすることができ、ゲート（ベース）周りに
起因する相互変調歪み特性を良くすることができる。ま
た、負帰還を施した増幅器の場合と同様に、線形帰還回
路によって歪成分が位相的に相殺しあい、相互変調歪み
特性を向上させることができる。
【００１２】さらに、線形帰還回路を接続したことによ
り、ゲート（ベース）およびドレイン（コレクタ）の整
合が取りやすくなる。これにより、ＩＦ信号およびＬＯ
信号がトランジスタに効率よく入力されるようになり、
線形帰還回路による利得低下分を補うことができる。
り、ゲート（ベース）およびドレイン（コレクタ）の整
合が取りやすくなる。これにより、ＩＦ信号およびＬＯ
信号がトランジスタに効率よく入力されるようになり、
線形帰還回路による利得低下分を補うことができる。
【００１３】
【実施例】図１は、本発明の周波数変換回路の第１実施
例の構成を示す（請求項２）。図において、ソース
（Ｓ）接地のトランジスタ２１のゲート（Ｇ）に整合回
路３１を介してＩＦ信号を入力し、ドレイン（Ｄ）にサ
ーキュレータ７１および整合回路３２を介してＬＯ信号
を入力し、ドレインから整合回路３２およびサーキュレ
ータ７１を介してＲＦ信号を取り出す構成である。さら
に、本発明の特徴として、トランジスタ２１のドレイン
とゲートとの間に線形帰還回路１０が接続される。な
お、ＲＦ信号の出力端子にＬＯ信号が漏れないようにサ
ーキュレータ７１を用いているが、バランス型にするこ
とでサーキュレータ７１を取り除くことも可能である。
例の構成を示す（請求項２）。図において、ソース
（Ｓ）接地のトランジスタ２１のゲート（Ｇ）に整合回
路３１を介してＩＦ信号を入力し、ドレイン（Ｄ）にサ
ーキュレータ７１および整合回路３２を介してＬＯ信号
を入力し、ドレインから整合回路３２およびサーキュレ
ータ７１を介してＲＦ信号を取り出す構成である。さら
に、本発明の特徴として、トランジスタ２１のドレイン
とゲートとの間に線形帰還回路１０が接続される。な
お、ＲＦ信号の出力端子にＬＯ信号が漏れないようにサ
ーキュレータ７１を用いているが、バランス型にするこ
とでサーキュレータ７１を取り除くことも可能である。
【００１４】図２は、線形帰還回路１０の実施例を示
す。図において、(1) はキャパシタ１１と、抵抗器１２
とを直列に接続した構成である。(2) はキャパシタ１１
と、抵抗器１２と、インダクタ１３とを直列に接続した
構成である。(3) はキャパシタ１１と、抵抗器１２と、
インダクタ１３および抵抗器１４の並列回路とを直列に
接続した構成である。(4) はキャパシタ１１と、抵抗器
１２と、インダクタ１３およびキャパシタ１５の並列回
路とを直列に接続した構成である。(5) はキャパシタ１
１と、抵抗器１２と、抵抗器１４およびキャパシタ１５
の並列回路とを直列に接続した構成である。
す。図において、(1) はキャパシタ１１と、抵抗器１２
とを直列に接続した構成である。(2) はキャパシタ１１
と、抵抗器１２と、インダクタ１３とを直列に接続した
構成である。(3) はキャパシタ１１と、抵抗器１２と、
インダクタ１３および抵抗器１４の並列回路とを直列に
接続した構成である。(4) はキャパシタ１１と、抵抗器
１２と、インダクタ１３およびキャパシタ１５の並列回
路とを直列に接続した構成である。(5) はキャパシタ１
１と、抵抗器１２と、抵抗器１４およびキャパシタ１５
の並列回路とを直列に接続した構成である。
【００１５】図３は、図２(1) に示す線形帰還回路１０
を用いた場合の変換利得および３次相互変調歪み特性に
ついて、計算機シミュレーションを行った結果を示す。
計算条件は、ＩＦ信号を 250ＭHz，−15dBｍ、ＬＯ信号
を1.65ＧHz，３dBｍとし、ゲートバイアスＶg ＝−0.6
Ｖ、ドレインバイアスＶd ＝０Ｖ、キャパシタ１１の容
量Ｃ＝1000ｐＦとした。
を用いた場合の変換利得および３次相互変調歪み特性に
ついて、計算機シミュレーションを行った結果を示す。
計算条件は、ＩＦ信号を 250ＭHz，−15dBｍ、ＬＯ信号
を1.65ＧHz，３dBｍとし、ゲートバイアスＶg ＝−0.6
Ｖ、ドレインバイアスＶd ＝０Ｖ、キャパシタ１１の容
量Ｃ＝1000ｐＦとした。
【００１６】図３(1) は、抵抗器１２の抵抗Ｒと変換利
得ＣＧおよび３次相互変調歪みに対するＤ／Ｕ比の関係
を示す。抵抗Ｒを小さくするに従って線形帰還作用が強
く働き、変換利得ＣＧをあまり低下させることなくＤ／
Ｕ比が増加することがわかる。なお、キャパシタ１１は
ある程度大きな容量が必要である。たとえば、ＩＦ信号
に対するインピーダンスの絶対値で 100Ω以下になるも
のが必要であり、先の計算条件では２ｐＦ以上あればよ
い。また、ＬＯ信号の入力レベルを３dBｍよりさらに上
げることにより（５dBｍ以上）、線形帰還の効果が大き
く現れ、さらに３次相互変調歪みを減少させることがで
きる。
得ＣＧおよび３次相互変調歪みに対するＤ／Ｕ比の関係
を示す。抵抗Ｒを小さくするに従って線形帰還作用が強
く働き、変換利得ＣＧをあまり低下させることなくＤ／
Ｕ比が増加することがわかる。なお、キャパシタ１１は
ある程度大きな容量が必要である。たとえば、ＩＦ信号
に対するインピーダンスの絶対値で 100Ω以下になるも
のが必要であり、先の計算条件では２ｐＦ以上あればよ
い。また、ＬＯ信号の入力レベルを３dBｍよりさらに上
げることにより（５dBｍ以上）、線形帰還の効果が大き
く現れ、さらに３次相互変調歪みを減少させることがで
きる。
【００１７】図３(2) は、(1) に示す結果を変換利得Ｃ
ＧとＤ／Ｕ比との関係に変換したものである。なお、点
ａは、図１０に示す従来の周波数変換回路の特性であ
る。線形帰還回路１０を接続せず、ゲート幅を広くして
相互変調歪み特性を向上させた場合は、上述したように
ゲート幅を２倍にするとＤ／Ｕ比が６dB増加するが、変
換利得ＣＧは３dB減少する。すなわち、図中点ａを通る
直線上の特性しか得られない。一方、本実施例のように
線形帰還回路１０を接続することにより、同等の変換利
得ＣＧが得られる従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比が10dB以
上も向上できることがわかる。
ＧとＤ／Ｕ比との関係に変換したものである。なお、点
ａは、図１０に示す従来の周波数変換回路の特性であ
る。線形帰還回路１０を接続せず、ゲート幅を広くして
相互変調歪み特性を向上させた場合は、上述したように
ゲート幅を２倍にするとＤ／Ｕ比が６dB増加するが、変
換利得ＣＧは３dB減少する。すなわち、図中点ａを通る
直線上の特性しか得られない。一方、本実施例のように
線形帰還回路１０を接続することにより、同等の変換利
得ＣＧが得られる従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比が10dB以
上も向上できることがわかる。
【００１８】図４は、図２(1) に示す線形帰還回路１０
を用いた場合の変換利得の周波数特性を示す。横軸はＩ
Ｆ信号周波数（Hz）であり、縦軸は変換利得ＣＧ（dB）
である。本発明による線形帰還回路１０を接続すること
により、ＩＦ信号周波数に対する変換利得ＣＧの変化が
緩やかになり、広帯域になることがわかる。
を用いた場合の変換利得の周波数特性を示す。横軸はＩ
Ｆ信号周波数（Hz）であり、縦軸は変換利得ＣＧ（dB）
である。本発明による線形帰還回路１０を接続すること
により、ＩＦ信号周波数に対する変換利得ＣＧの変化が
緩やかになり、広帯域になることがわかる。
【００１９】図５は、図２(2) に示す線形帰還回路１０
を用いた場合の変換利得および３次相互変調歪み特性
と、雑音指数について、計算機シミュレーションを行っ
た結果を示す。計算条件は、ＩＦ信号を 250ＭHz，−15
dBｍ、ＬＯ信号を1.65ＧHz，０dBｍとし、ゲートバイア
スＶg ＝−0.6 Ｖ、ドレインバイアスＶd ＝０Ｖとし
た。また、キャパシタ１１の容量Ｃを５ｐＦ、抵抗器１
２の抵抗Ｒを 600Ωとし、インダクタ１３のインダクタ
ンスＬ（ｎＨ）をパラメータとした。
を用いた場合の変換利得および３次相互変調歪み特性
と、雑音指数について、計算機シミュレーションを行っ
た結果を示す。計算条件は、ＩＦ信号を 250ＭHz，−15
dBｍ、ＬＯ信号を1.65ＧHz，０dBｍとし、ゲートバイア
スＶg ＝−0.6 Ｖ、ドレインバイアスＶd ＝０Ｖとし
た。また、キャパシタ１１の容量Ｃを５ｐＦ、抵抗器１
２の抵抗Ｒを 600Ωとし、インダクタ１３のインダクタ
ンスＬ（ｎＨ）をパラメータとした。
【００２０】インダクタンスＬを増加させると、変換利
得ＣＧおよびＤ／Ｕ比がともに増加し、キャパシタ１１
と抵抗器１２だけのものより良好な相互変調歪み特性が
得られることがわかる。また、インダクタンスＬの増加
に伴い雑音指数も減少する。
得ＣＧおよびＤ／Ｕ比がともに増加し、キャパシタ１１
と抵抗器１２だけのものより良好な相互変調歪み特性が
得られることがわかる。また、インダクタンスＬの増加
に伴い雑音指数も減少する。
【００２１】また、図２(3) に示す線形帰還回路１０の
構成では、インダクタ１３および抵抗器１４の並列回路
がフィルタの役割をし、周波数変換回路における３信号
（ＲＦ信号，ＬＯ信号，ＩＦ信号）の帰還量および位相
を相対的に変化させることができる。このフィルタ効果
を用いて、インダクタ１３のインダクタンスＬと抵抗器
１４の抵抗Ｒを調整することにより、変換利得ＣＧの向
上と同様にＤ／Ｕ比の向上を図ることができる。
構成では、インダクタ１３および抵抗器１４の並列回路
がフィルタの役割をし、周波数変換回路における３信号
（ＲＦ信号，ＬＯ信号，ＩＦ信号）の帰還量および位相
を相対的に変化させることができる。このフィルタ効果
を用いて、インダクタ１３のインダクタンスＬと抵抗器
１４の抵抗Ｒを調整することにより、変換利得ＣＧの向
上と同様にＤ／Ｕ比の向上を図ることができる。
【００２２】また、図２(4) に示すインダクタ１３およ
びキャパシタ１５の並列回路についても、同様にインダ
クタ１３のインダクタンスＬとキャパシタ１５の容量Ｃ
を調整することにより、変換利得ＣＧおよびＤ／Ｕ比の
向上を図ることができる。
びキャパシタ１５の並列回路についても、同様にインダ
クタ１３のインダクタンスＬとキャパシタ１５の容量Ｃ
を調整することにより、変換利得ＣＧおよびＤ／Ｕ比の
向上を図ることができる。
【００２３】また、図２(5) に示す抵抗器１４およびキ
ャパシタ１５の並列回路についても、同様に抵抗器１４
の抵抗Ｒとキャパシタ１５の容量Ｃを調整することによ
り、変換利得ＣＧおよびＤ／Ｕ比の向上を図ることがで
きる。
ャパシタ１５の並列回路についても、同様に抵抗器１４
の抵抗Ｒとキャパシタ１５の容量Ｃを調整することによ
り、変換利得ＣＧおよびＤ／Ｕ比の向上を図ることがで
きる。
【００２４】図６は、本発明の周波数変換回路の第２実
施例の構成を示す（請求項３）。図において、ソース接
地のトランジスタ２１のゲートに整合回路３３を介して
合成器７２で合成されたＩＦ信号およびＬＯ信号を入力
し、ドレインから整合回路３４を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。さらに、トランジスタ２１のドレイン
とゲートとの間に、図２に示す構成の線形帰還回路１０
が接続される。
施例の構成を示す（請求項３）。図において、ソース接
地のトランジスタ２１のゲートに整合回路３３を介して
合成器７２で合成されたＩＦ信号およびＬＯ信号を入力
し、ドレインから整合回路３４を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。さらに、トランジスタ２１のドレイン
とゲートとの間に、図２に示す構成の線形帰還回路１０
が接続される。
【００２５】本実施例構成においても線形帰還回路１０
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路（図１１）に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向
上させることができる。
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路（図１１）に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向
上させることができる。
【００２６】図７は、本発明の周波数変換回路の第３実
施例の構成を示す（請求項４）。図７(1) において、ト
ランジスタ２２のソース端子とトランジスタ２３のドレ
イン端子を接続し、トランジスタ２３のソース端子を接
地する。トランジスタ２２のゲートに整合回路３５を介
してＬＯ信号を入力し、トランジスタ２３のゲートに整
合回路３６を介してＩＦ信号を入力し、トランジスタ２
２のドレインから整合回路３７を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。さらに、トランジスタ２２のドレイン
とゲートとの間に、図２に示す構成の線形帰還回路１０
が接続される。
施例の構成を示す（請求項４）。図７(1) において、ト
ランジスタ２２のソース端子とトランジスタ２３のドレ
イン端子を接続し、トランジスタ２３のソース端子を接
地する。トランジスタ２２のゲートに整合回路３５を介
してＬＯ信号を入力し、トランジスタ２３のゲートに整
合回路３６を介してＩＦ信号を入力し、トランジスタ２
２のドレインから整合回路３７を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。さらに、トランジスタ２２のドレイン
とゲートとの間に、図２に示す構成の線形帰還回路１０
が接続される。
【００２７】本実施例構成においても線形帰還回路１０
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向上させるこ
とができる。
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向上させるこ
とができる。
【００２８】なお、(1) の構成はＬＯ信号に対する線形
性を高めて低歪み効果を得るものである。また (2)に示
すように、トランジスタ２２のドレインとトランジスタ
２３のゲートとの間に線形帰還回路１０を接続してもよ
い。この場合には、ＩＦ信号に対する線形性を高めて低
歪み効果を得る。
性を高めて低歪み効果を得るものである。また (2)に示
すように、トランジスタ２２のドレインとトランジスタ
２３のゲートとの間に線形帰還回路１０を接続してもよ
い。この場合には、ＩＦ信号に対する線形性を高めて低
歪み効果を得る。
【００２９】さらに、トランジスタ２２のソース端子と
トランジスタ２３のドレイン端子を接続した構成は、デ
ュアルゲート電界効果トランジスタで置き替えることが
できる（請求項６）。
トランジスタ２３のドレイン端子を接続した構成は、デ
ュアルゲート電界効果トランジスタで置き替えることが
できる（請求項６）。
【００３０】図８は、本発明の周波数変換回路の第４実
施例の構成を示す（請求項５）。図８(1) において、ト
ランジスタ２４のソース端子とトランジスタ２５のドレ
イン端子を接続し、トランジスタ２５のソース端子を接
地する。トランジスタ２４のゲートに整合回路４１を介
してＩＦ信号を入力し、トランジスタ２５のゲートに整
合回路４２を介してＬＯ信号を入力し、トランジスタ２
４のドレインから整合回路４３を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。さらに、トランジスタ２４のドレイン
とゲートとの間に、図２に示す構成の線形帰還回路１０
が接続される。
施例の構成を示す（請求項５）。図８(1) において、ト
ランジスタ２４のソース端子とトランジスタ２５のドレ
イン端子を接続し、トランジスタ２５のソース端子を接
地する。トランジスタ２４のゲートに整合回路４１を介
してＩＦ信号を入力し、トランジスタ２５のゲートに整
合回路４２を介してＬＯ信号を入力し、トランジスタ２
４のドレインから整合回路４３を介してＲＦ信号を取り
出す構成である。さらに、トランジスタ２４のドレイン
とゲートとの間に、図２に示す構成の線形帰還回路１０
が接続される。
【００３１】本実施例構成においても線形帰還回路１０
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向上させるこ
とができる。
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向上させるこ
とができる。
【００３２】なお、(1) の構成はＩＦ信号に対する線形
性を高めて低歪み効果を得るものである。また (2)に示
すように、トランジスタ２４のドレインとトランジスタ
２５のゲートとの間に線形帰還回路１０を接続してもよ
い。この場合には、ＬＯ信号に対する線形性を高めて低
歪み効果を得る。
性を高めて低歪み効果を得るものである。また (2)に示
すように、トランジスタ２４のドレインとトランジスタ
２５のゲートとの間に線形帰還回路１０を接続してもよ
い。この場合には、ＬＯ信号に対する線形性を高めて低
歪み効果を得る。
【００３３】さらに、トランジスタ２４のソース端子と
トランジスタ２５のドレイン端子を接続した構成は、デ
ュアルゲート電界効果トランジスタで置き替えることが
できる（請求項６）。
トランジスタ２５のドレイン端子を接続した構成は、デ
ュアルゲート電界効果トランジスタで置き替えることが
できる（請求項６）。
【００３４】図９は、本発明の周波数変換回路の第５実
施例の構成を示す（請求項７）。図において、ソース接
地のトランジスタ２１のゲートに整合回路４７を介して
ＬＯ信号を入力し、ドレインに整合回路４８を介してＩ
Ｆ信号を入力し、ドレインからＩＦ信号を阻止するＲＦ
フィルタ５１を介してＲＦ信号を取り出す構成である。
さらに、トランジスタ２１のドレインとゲートとの間
に、図２に示す構成の線形帰還回路１０が接続される。
施例の構成を示す（請求項７）。図において、ソース接
地のトランジスタ２１のゲートに整合回路４７を介して
ＬＯ信号を入力し、ドレインに整合回路４８を介してＩ
Ｆ信号を入力し、ドレインからＩＦ信号を阻止するＲＦ
フィルタ５１を介してＲＦ信号を取り出す構成である。
さらに、トランジスタ２１のドレインとゲートとの間
に、図２に示す構成の線形帰還回路１０が接続される。
【００３５】本実施例構成においても線形帰還回路１０
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向上させるこ
とができる。なお、本実施例構成は、ＬＯ信号とＲＦ信
号の周波数が数百ＭHzから２ＧHz程度の場合に効果的で
ある。
を接続することにより、同等の変換利得ＣＧが得られる
従来回路に比べて、Ｄ／Ｕ比を10dB以上も向上させるこ
とができる。なお、本実施例構成は、ＬＯ信号とＲＦ信
号の周波数が数百ＭHzから２ＧHz程度の場合に効果的で
ある。
【００３６】ところで、以上説明した実施例において、
トランジスタ２１，２３，２５のソース接地は、直接接
地の他に、ソース端子とグランドとの間にインダクタ，
抵抗器，キャパシタ，レベルシフト用ダイオードその他
を挿入してもよい。また、各実施例における整合回路３
１〜４８は、それぞれ入力される信号周波数に対応した
構成であり、それぞれバイアス回路を兼ねている。
トランジスタ２１，２３，２５のソース接地は、直接接
地の他に、ソース端子とグランドとの間にインダクタ，
抵抗器，キャパシタ，レベルシフト用ダイオードその他
を挿入してもよい。また、各実施例における整合回路３
１〜４８は、それぞれ入力される信号周波数に対応した
構成であり、それぞれバイアス回路を兼ねている。
【００３７】また、トランジスタ２１〜２５は電界効果
トランジスタとして説明したが、バイポーラトランジス
タを用いてもよい。その場合には、ゲートをベースに、
ドレインをコレクタに、ソースをエミッタに対応させ
る。
トランジスタとして説明したが、バイポーラトランジス
タを用いてもよい。その場合には、ゲートをベースに、
ドレインをコレクタに、ソースをエミッタに対応させ
る。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数変
換回路は、トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲー
ト（ベース）との間に線形帰還回路を接続することによ
り、従来構成に比べて変換利得を損なうことなく３次相
互変調歪み特性を大幅に改善することができる。
換回路は、トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲー
ト（ベース）との間に線形帰還回路を接続することによ
り、従来構成に比べて変換利得を損なうことなく３次相
互変調歪み特性を大幅に改善することができる。
【００３９】また、変換利得を低下させることなく、ト
ランジスタのゲート幅（ベース電極の総面積）を実効的
に数倍大きくしたのと同等の３次相互変調歪み特性の改
善効果が得られるので、低消費電力化および回路規模の
小型化を図ることができる。また、線形帰還回路を接続
したことにより、ゲート（ベース）およびドレイン（コ
レクタ）の整合が取りやすくなり、整合回路の小型化に
有利となる。
ランジスタのゲート幅（ベース電極の総面積）を実効的
に数倍大きくしたのと同等の３次相互変調歪み特性の改
善効果が得られるので、低消費電力化および回路規模の
小型化を図ることができる。また、線形帰還回路を接続
したことにより、ゲート（ベース）およびドレイン（コ
レクタ）の整合が取りやすくなり、整合回路の小型化に
有利となる。
【図１】本発明の周波数変換回路の第１実施例の構成を
示す図。
示す図。
【図２】線形帰還回路１０の実施例を示す図。
【図３】図２(1) に示す線形帰還回路１０を用いた場合
の変換利得および３次相互変調歪み特性を示す図。
の変換利得および３次相互変調歪み特性を示す図。
【図４】図２(1) に示す線形帰還回路１０を用いた場合
の変換利得の周波数特性を示す図。
の変換利得の周波数特性を示す図。
【図５】図２(2) に示す線形帰還回路１０を用いた場合
の変換利得および３次相互変調歪み特性を示す図。
の変換利得および３次相互変調歪み特性を示す図。
【図６】本発明の周波数変換回路の第２実施例の構成を
示す図。
示す図。
【図７】本発明の周波数変換回路の第３実施例の構成を
示す図。
示す図。
【図８】本発明の周波数変換回路の第４実施例の構成を
示す図。
示す図。
【図９】本発明の周波数変換回路の第５実施例の構成を
示す図。
示す図。
【図１０】従来の周波数変換回路の構成例を示す図。
【図１１】従来の周波数変換回路の構成例を示す図。
１０ 線形帰還回路 １１，１５ キャパシタ １２，１４ 抵抗器 １３ インダクタ ２１〜２５ トランジスタ ３１〜４８，６１〜６４ 整合回路 ５１ ＲＦフィルタ ７１ サーキュレータ ７２ 合成器
Claims (10)
- 【請求項１】 トランジスタに中間周波数信号および局
部発振信号を入力し、変換周波数の無線周波数信号を出
力する周波数変換回路において、 前記トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲート（ベ
ース）との間に、線形帰還回路を接続した構成であるこ
とを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項２】 トランジスタのゲート（ベース）に中間
周波数信号を入力し、ドレイン（コレクタ）に局部発振
信号を入力し、ドレイン（コレクタ）から無線周波数信
号を出力する周波数変換回路において、 前記トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲート（ベ
ース）との間に、線形帰還回路を接続した構成であるこ
とを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項３】 トランジスタのゲート（ベース）に中間
周波数信号と局部発振信号を入力し、ドレイン（コレク
タ）から無線周波数信号を出力する周波数変換回路にお
いて、 前記トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲート（ベ
ース）との間に、線形帰還回路を接続した構成であるこ
とを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項４】 第１のトランジスタのソース（エミッ
タ）と第２のトランジスタのドレイン（コレクタ）を接
続し、第１のトランジスタのゲート（ベース）に局部発
振信号を入力し、第２のトランジスタのゲート（ベー
ス）に中間周波数信号を入力し、第１のトランジスタの
ドレイン（コレクタ）から無線周波数信号を出力する周
波数変換回路において、 前記第１のトランジスタのドレイン（コレクタ）と、前
記第１のトランジスタまたは前記第２のトランジスタの
ゲート（ベース）との間に、線形帰還回路を接続した構
成であることを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項５】 第１のトランジスタのソース（エミッ
タ）と第２のトランジスタのドレイン（コレクタ）を接
続し、第１のトランジスタのゲート（ベース）に中間周
波数信号を入力し、第２のトランジスタのゲート（ベー
ス）に局部発振信号を入力し、第１のトランジスタのド
レイン（コレクタ）から無線周波数信号を出力する周波
数変換回路において、 前記第１のトランジスタのドレイン（コレクタ）と、前
記第１のトランジスタまたは前記第２のトランジスタの
ゲート（ベース）との間に、線形帰還回路を接続した構
成であることを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項６】 請求項４または請求項５に記載の第１の
トランジスタおよび第２のトランジスタを１つのデュア
ルゲート電界効果トランジスタに替えたことを特徴とす
る周波数変換回路。 - 【請求項７】 トランジスタのゲート（ベース）に局部
発振信号を入力し、ドレイン（コレクタ）に中間周波数
信号を入力し、ドレイン（コレクタ）から無線周波数信
号を出力する周波数変換回路において、 前記トランジスタのドレイン（コレクタ）とゲート（ベ
ース）との間に、線形帰還回路を接続した構成であるこ
とを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項８】 請求項１ないし請求項７のいずれかに記
載の周波数変換回路において、 線形帰還回路は、キャパシタと抵抗器とを直列に接続し
た構成であることを特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項９】 請求項１ないし請求項７のいずれかに記
載の周波数変換回路において、 線形帰還回路は、キャパシタと、抵抗器と、インダクタ
を含む回路とを直列に接続した構成であることを特徴と
する周波数変換回路。 - 【請求項１０】 請求項１ないし請求項７のいずれかに
記載の周波数変換回路において、 線形帰還回路は、キャパシタと、抵抗器と、抵抗器およ
びキャパシタの並列回路とを直列に接続した構成である
ことを特徴とする周波数変換回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5920994A JPH07273557A (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | 周波数変換回路 |
| US08/390,522 US5606738A (en) | 1994-02-24 | 1995-02-17 | Frequency conversion circuit with linear feedback |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5920994A JPH07273557A (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | 周波数変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07273557A true JPH07273557A (ja) | 1995-10-20 |
Family
ID=13106793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5920994A Pending JPH07273557A (ja) | 1994-02-24 | 1994-03-29 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07273557A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020012936A (ko) * | 2000-08-09 | 2002-02-20 | 송재인 | 로컬 오실레이터의 누설전력특성을 개선한 에프이티 저항믹서 |
| JP2005057745A (ja) * | 2003-07-22 | 2005-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波可変利得増幅装置、制御装置、高周波可変利得周波数変換装置、および通信機器 |
| KR100668365B1 (ko) * | 2004-12-09 | 2007-01-16 | 한국전자통신연구원 | 주파수 혼합기 |
| US7783266B2 (en) | 2004-10-08 | 2010-08-24 | Panasonic Corporation | Bidirectional frequency converter and radio equipment using same |
| JPWO2012098754A1 (ja) * | 2011-01-19 | 2014-06-09 | 三菱電機株式会社 | 出力モード切替増幅器 |
-
1994
- 1994-03-29 JP JP5920994A patent/JPH07273557A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020012936A (ko) * | 2000-08-09 | 2002-02-20 | 송재인 | 로컬 오실레이터의 누설전력특성을 개선한 에프이티 저항믹서 |
| JP2005057745A (ja) * | 2003-07-22 | 2005-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波可変利得増幅装置、制御装置、高周波可変利得周波数変換装置、および通信機器 |
| US7783266B2 (en) | 2004-10-08 | 2010-08-24 | Panasonic Corporation | Bidirectional frequency converter and radio equipment using same |
| US8145143B2 (en) | 2004-10-08 | 2012-03-27 | Panasonic Corporation | Bidirectional frequency converter and radio equipment using same |
| KR100668365B1 (ko) * | 2004-12-09 | 2007-01-16 | 한국전자통신연구원 | 주파수 혼합기 |
| JPWO2012098754A1 (ja) * | 2011-01-19 | 2014-06-09 | 三菱電機株式会社 | 出力モード切替増幅器 |
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