CN1328737A - 利用译码符号进行自适应信道特性描述 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种利用多次解调进行信道跟踪的方法和***,其中在第二次解调过程中,译码符号被当做已知符号,用于计算第二次解调过程中更新传播特性所使用的误差项。这可以允许在对已知符号进行处理的同时以更高的带宽去更新传播特性。特别是,可以由信道***,或者配有损耗相关矩阵估计器的多天线接收机(例如干扰抑制/组合(IRC)***),或者两者的组合,来提供传播特性。相应地,接收信号的空间分集特性(从IRC得到)以及时间(或定时)特性(从信道***得到)都可以以不同的带宽,进行跟踪,用于译码符号以及未译码符号,从而使得快速衰落信道条件下的性能得到改善,而同时又能够在处理未译码符号期间,维持所期望的性能特性。

Description

利用译码符号进行自适应信道特性描述

发明领域

本发明涉及无线通信领域，并且特别涉及数字无线移动通信***中信道响应的特性。

发明背景

移动无线通信中调制信号传播所使用的无线信道可能是最难以操作的媒介之一。被发送的信号通常都会受到周围环境的影响，经过反射、散射、折射、延时以及衰减等等。而且由于用户以及周围物体的移动性，信号从发射机到接收机所经过的环境不是静态的。信道环境的特性也是随着地域的不同而有所差异的。在这种环境中无线传播的特性在于多径衰落、阴影效应以及路径损耗。多径衰落的特性在于包络衰落、多普勒扩展以及时延扩展。

接收机天线可以典型地把多径波组合在一起，提供合成信号，这种信号可以在幅度和相位上发生很大的变化。因此信号强度可以在很短的传输距离上或者很短的时间内发生快速地波动，从而导致包络衰落。对所接收到的平衰落信号包络，或者单个多径分量包络的统计时间变化特性来说，其特征在于它们通常都服从瑞利分布。在卫星移动无线环境以及微小区无线环境中，除了大量的多径波之外，接收机还会接收到主信号，即视距信号(LOS)，并导致信号包络服从Ricean分布。该主导路径会使得根据Ricean参数K(定义为主导路径内的信号功率与散射路径内的信号功率之比)的衰落深度大大降低。

多普勒偏移是无线信号在无线接收机(例如无线移动终端)运动过程中所经历的频率偏移。多普勒扩展是对由移动无线信道的时间变化速率所引起的频谱展宽的度量。多普勒扩展可以导致频率弥散，而且频域的多普勒扩展与被观测信号的变化速率紧密相关。因此接收机内用于跟踪信道变化的处理适配时间通常应该快于信道的变化速率，使得接收机能够准确地跟踪接收信号的波动。

无线信道的动态特性会对跟踪信道以便允许对包含在接收信号中的信息进行译码造成困难。在无线移动***中，通常都要在被发送的信息序列中周期性地***已知数据序列。这种数据序列通常被称做同步序列或者训练序列，一般都典型地出现在一帧数据的起始。可以利用同步序列以及其它已知的参数来进行信道估计，从而估计信道对发送信号所造成的影响。判定信道响应之后，信道估计器就会进入“判决控制”模式，其中可以利用符号估计值去估计信道。

对于衰落变化一般比较慢的***来说，当信道中存在有加性高斯白噪声时，最小二乘估计可以是一种有效的用于估计信道冲激响应的方法。如果衰落速率要低于帧速率，则信道估计可以逐帧进行更新，而不会存在太大误差。然而对于许多无线移动***来说，在很短的传播距离内或者时间间隔内，信道响应的变化速率是非常快的。例如对于那些用于个人通信***(PCS)的较高频段来说，多普勒扩展(所观测信号的变化速率)会增加到一个点，在该点上，甚至在同步序列接收期间，移动无线信道响应也不能保持恒定。因此跟踪快速时变***信道参数的需要提出这样的要求，即：使接收机结构的鲁棒性更强，从而改善接收机的性能。

最常用的信道跟踪方法是基于最小均方(LMS)以及递归最小平方(RLS)的算法。例如参见Jingdong Lin，John G.Proakis，FuyunLing等人的“时变信道的最佳跟踪：用于已知和新算法的频域方案(Optimal Tracking of Time-varying Channels：A FrequencyDomain Approach for known and new algorithms)”(IEEEtransaction on selected areas in communications，vol.13，No.1，1995年1月)。最近又引入了一种基于随机分析的方法，它包含先有信道系数估计知识。与LMS和RLS相比，这些方法用于及时的信道系数外推。这些方法的更多细节可以参考“利用维纳滤波方法去设计跟踪算法(A wiener filtering approach to the design oftracking algorithms)”(Uppsala University Department oftechnology and signal processing group(Lars Lindbom，1995))一文。

自适应信道跟踪方法的一个难点在于：在判决控制模式期间，是利用所估计到的符号对信道响应进行调整。因此在参数选择问题上，需要考虑到使用潜在错误的判决结果对信道估计所造成的影响。可以通过调整设计参数，在跟踪能力与噪声敏感度之间做出折衷。例如，如果信道***的调整增益非常大，则信道***会变得对噪声以及错误符号判决非常敏感。另一方面，如果选择幅度比较小的调整增益，则不能跟踪信道参数的变化。特别是在那些采用相干调制和相干解调方案的***中，与采用差分调制的***相比，这些问题会变得更加严峻。

在类似相干正交相移键控(QPSK)的相干调制方案中，即使信道***能够很好地跟踪信道响应幅值，信道的相位也在信道的同相和/或正交相位分量处于深度衰落时发生滑动(即***锁定到了错误的相位偏移之上)，而导致k2π/m的相位偏移。换句话说，***能够很好地进行跟踪，但是会存在频率偏差，而这会产生符号旋转以及误差的传播。由于信道相位旋转与符号旋转是在相反方向，所以常规***通常不能够纠正这一问题。这样，由于这种相位旋转，就会导致所有剩余的信息符号都丢失，一直到接收了新的一帧和同步序列。

也可以采用其它的方法来改善受干扰限制的通信信道中的接收性能。例如已经引入了各种适用于无线数字业务的标准，其中包括IS-136和IS-95标准。这些以及其它***都在1996年CRC Press出版的、由Gibson编写的“移动通信手册(The Mobile CommunicationsHandbook)”中有描述。这些规定中各种都提供在一个数据帧内使用编码比特以及未编码比特类别。下面描述一个使用编码比特和未编码比特(如IS-641规范中所提供的)的实例。

自适应编码激励线性预测(ACELP)源可以提供148比特的数据帧。其中48个比特被划归为类别1A，并且通过CRC检错编码器进行处理，生成检错码附加在这些比特之后。148比特数据帧中的另外48个比特被当作类别1B的比特，这些比特经过卷积编码器的处理，而不再进行检错编码。剩余的52个比特被当做类别2的比特，不用经过编码就直接被提供给交织器。类别1A和1B的比特都经过卷积编码器的处理，而且结果得到的纠错编码输出比特进而又经过凿孔，然后与52个类别2的比特组合之后，生成260个比特，提供给两片段交织器。交织过程可以按如下方式实现：把148个比特分为独立的两片段，提供给调制器用于传输。典型地，差分QPSK(DQPSK)调制中具有四进制符号，每个符号表示数据的两个比特。

干扰抑制/组合(IRC)是另外一种通过采用天线分集来减轻接收机内共道干扰的技术。这种方法的实例可以参见题为“多天线数字蜂窝通信***中用于干扰抑制组合的方法和装置(Method of andApparatus for Interference Rejection Combining in Multi-Antenna Digital Cellular Communications Systems)”的美国专利(No.5680419)，在此全部引入做为参考。采用多天线IRC可以显著地改善在慢衰落条件下的接收性能。然而在快衰落条件下，所要求的跟踪方法的局限性典型地会限制IRC所能提供的性能改善。快衰落期间跟踪过程的性能降低会导致IRC方法所能获得的好处有所减少。

多次解调(MPD)是另外一种利用通信***中所存在的编码信息的技术。传统的接收机典型地把解调与译码进行单独地处理。解调器生成硬或软判决信息，并且然后译码器级根据那些判决结果去生成最终信息。解调和译码的分离，可以使得接收机设计的复杂性比较合理，特别是在通信***中采用交织的情况下。在基于交织的***中，解调器的输出首先经过解交织，然后被送到译码器。多次解调可以利用从译码器到解调器的反馈，来改善***的性能。基于多次解调的解调器/译码器的示例可以参见题为“利用已知符号对数字调制无线信号进行同时解调和译码(Simultaneous Demodulation and Decodingof a Digitally Modulated Radio Signal Using Known Symbols)”的美国专利(No.5673291)，在此全部引入做为参考。该’291专利中首先讨论接收信号的解调，然后对编码符号进行译码，随后把通过对译码器输出进行重新编码得到的信息反馈回解调器，以便用有所改善的性能对未编码符号进行重新解调。解调器把重新编码符号当作已知符号，采用对于同步符号相同的方式，这些同步符号是真正的已知符号，它们在传输之前***到数据当中。采用多次解调的另一个实例可以参见题为“利用多次解调接收包含编码和未编码比特的调制信号的***和方法(Systems and Methods for Receiving a ModulatedSignal Containing Encoded and Unencoded bits Using Multi-Pass Demodulation)”的美国专利(No.__)，在此也全部引入做为参考。

发明概述

就上述的讨论而言，本发明的一个目的在于提供一种描述调制信号传播特性的方法，例如无线通信***的信道，它可以响应传播中的变化(包括信道衰落)。

本发明的另一个目的在于提供这些能够响应快速变化的传播状况的方法。

通过利用多次解调来实现本发明的这些以及其它目的，其中在第二次解调过程中，译码符号经过重新编码，并被当做已知符号，用于计算第二次解调中更新传播特性描述所使用的误差项。这可以允许在对已知符号进行处理的同时以更高的带宽去更新传播特性。特别是，可以由信道***，或者配有损耗相关矩阵估计器的多天线接收机(例如干扰抑制/组合(IRC)***)，或者两者的组合，来提供传播特性。相应地，传播的空间分集特性(从IRC得到)以及时间(或定时)特性(从信道***得到)都可以以不同的速率(即不同的带宽)进行跟踪，用于译码(和重新编码的)符号以及未译码符号，从而使得快速衰落信道条件下的性能得到改善，而同时又能够在处理未译码符号期间，维持所期望的性能特性。这样就可以对传播特性进行初始化，例如在片断(帧)的起始阶段使用同步序列，然后利用译码符号信息经过重新编码得到的估计值做为已知符号，以高带宽进行周期性的更新。

在本发明的一个特定实施例中，提供一种方法和***去描述无线设备所接收的调制信号的传播特性，通过：响应于根据对应译码符号的第一接收信号生成的估计值以第一带宽和响应于对应未译码符号的第二接收信号以低于第一带宽的第二带宽去更新传播特性来实现。根据接收信号所生成的估计值可以是复数符号，表示调制信号内的被发送信息。在执行更新之前，要响应于调制信号的同步时段而初始化传播特性。可以通过利用信道***去维持描述调制信号传播特性的信道估计而提供传播特性，其中信道***具备增益，而且可以通过设定信道***的增益来确定第一带宽和第二带宽。

在一实施例中，除了信道跟踪之外，可以由多个空间位置不同的天线去接收调制信号，每个天线提供接收信号输出，而且每个天线都具备与其相关的传播特性。传播特性描述可以包括利用损耗相关估计器去维持多个天线的损耗相关矩阵，其中损耗相关估计器具有增益，而且可以通过设定损耗相关估计器的增益来确定第一带宽和第二带宽。

根据本发明的另一实施例，接收调制信号以提供第一接收信号。在以第二带宽更新传播特性的同时，对第一接收信号进行解调，然后再对解调的第一接收信号进行译码以提供根据第一接收信号生成的估计值。在以第一带宽更新传播特性的同时，对第一接收信号进行解调。

在本发明的另一实施例中，提供用于接收调制信号的方法和***，该调制信号中包括多个在信道中顺序被发送的片段。通过多个独立的接收天线接收被发送片段之一以提供多个接收信号，其中每个信号中都拥有对应编码符号的部分和对应未编码符号的部分。在响应于接收信号以第一带宽更新信道估计以及响应于接收信号以第二带宽更新多个独立接收天线的损耗相关估计值的同时，对接收信号进行解调以提供第一片段的估计值。然后对第一片段估计值中的、与接收信号中对应编码符号的一部分相对应的部分进行译码以提供译码符号估计值。得到译码符号估计值之后，在响应于译码符号估计值以高于第一带宽的第三带宽更新信道估计以及响应于译码符号估计值以高于第二带宽的第四带宽更新多个独立接收天线的损耗相关估计值的同时，对接收片段进行解调以提供第二片段的估计值。

根据本发明的另一个方面，提供用于在接收DQPSK调制信号(具有偏移的已知接收符号时段和未知接收符号时段)的接收机内进行信道内插的方法和***，而且该***和方法也可以用于上述本发明的实施例。在对第一组已知接收符号与第二组已知接收符号之间的信号进行解调期间，维持多个对应π/2弧度相移的信道估计。在多个信号估计值中选择其中一个以便用于对第一组已知接收符号与第二组已知接收符号之间的信号进行解调。

从本发明信道内插角度所给出的一个实施例中，在对第二组已知接收符号和第三组已知接收符号之间的信号进行解调的期间，维持多个对应π/2弧度相移的信道估计。然后在多个信号估计值中选择其中一个以便用于对第二组和第三组已知接收符号之间的信号进行解调。可以根据最佳度量选择准则，在多个信道估计中选择其中一个信道估计。

从本发明信道内插角度所给出的另一实施例中，可以基于接收到的DQPSK信号，跟踪信道响应。比较跟踪的信道响应与第一组和第二组符号之间的信号部分的多个信道估计。然后从多个信道估计中选择与跟踪的信道响应最为接近的信道估计用于该信号部分。为第一组和第二组符号之间的多个信号部分重复维持、比较以及选择步骤。可以基于最小均方误差准则，从多个信道估计中选择与跟踪的信道响应最为接近的信道估计。

正如本领域内的技术人员所理解到的，尽管本发明是从其方法的角度去讨论的，但它也可以体现在***中，例如无线电话中。

附图简述

图1说明了一种利用本发明教义的无线通信***；

图2是根据本发明的无线电话的框图；

图3是根据本发明的基带处理器的框图；

图4是说明根据本发明的一个实施例的特定帧结构；

图5是说明根据本发明的一个实施例的操作过程的流程图；

图6是说明根据本发明的第一可选实施例的信道内插技术；以及

图7是说明根据本发明的第二可选实施例的信道内插技术。

优选实施例详细描述

下面参考附图更加完整地描述本发明，其中给出了本发明的优选实施例。但是本发明可以体现为多种不同的形式，而不应该限制于在此所提出的实施例；相反，提供这些实施例是为了使得这种公开说明更加完整全面，并且可以把本发明的覆盖范围完整地传达给本领域的技术人员。整个附图中，相同的数字表示相同的单元。正如本领域的技术人员所理解的那样，本发明可以体现为各种方法或者设备。相应地，本发明可以采用的形式为：全部都是硬件的实施例，或者全部都是软件的实施例，或者结合软件和硬件的实施例。在本发明的公开描述中，相同的数字表示相同的内容。

图1描述了例如蜂窝或卫星电话***的无线通信***10，***中利用了本发明的教义。如图1所示，无线通信***10中包括带有发射天线14的无线发射机12，以及无线接收机22。无线接收机22中包括多个接收天线16，一个射频处理器18，以及一个基带处理器20。无线发射机12的输出端被耦合连接到发射天线14。接收天线16被耦合连接到射频处理器18。射频处理器的输出被提供给基带处理器20的输入端。

操作过程中，发射机12发送信息信号(在***和管理部门所规定的、适于无线通信的载波上进行调制)。被发送信号在经过传播媒介之后到达无线接收机22。接收机天线16可以接收被发送信号以及任意噪声。被接收信号经过射频处理器18的处理，生成基带信号。特别是，射频处理器18对信号进行放大、混频、滤波、采样和量化，去提取基带信号。所得到的基带信号被提供给基带处理器20，用于对被发送的信息信号进行解调。

本发明利用从第一次解调以及对接收片段内的编码信息进行译码所得到的、经过重新编码的译码符号，去计算第二次解调过程中更新传播特性(例如信道估计)所使用的误差项。这样信道***可以更加准确地去跟踪对应接收信号的信道中信道响应的变化。这样本发明被包含于基带处理器20内，以及用于接收信号的解调过程中，去提取被发送的信息。

在图2的框图中描述无线电话30的实施例，该无线电话中包括根据本发明的传播特性估计器32。如图2所示，无线电话30典型地包括发射机33、接收机22、用户接口36以及天线***38。天线***38可以包括天线馈送结构42以及一个或多个天线16。正如本领域内技术人员所公知的，发射机33把无线电话30所发出的信息变换为适于无线传输的电磁信号。为了以用户能够理解的格式把包含在信号内的信息提供给用户接口36，接收机22要对无线电话30所接收到的电磁信号进行解调。接收机22包括按图1所示的RF处理器18和基带处理器20，而且，还在基带处理器20中包括传播特性估计器32。多种适用于手持无线电话的发射机33、接收机32和用户接口36(例如话筒、键盘、显示器)都是本领域的技术人员所熟知的，而且这些设备都可以实施在无线电话30中。除了根据本发明的传播特性估计器32之外，无线电话30的设计都是本领域内的技术人员所熟知的，在此就不再进一步描述了。

图3中描述了根据本发明的基带处理器20。如图所示，来自天线16的接收的基带信号被提供给自适应传播特性估计器32的输入端，该估计器中包括跟踪信道时间弥散特性的信道***50，以及估计空间相关干扰的损耗相关估计器52，这种估计要在通过空间分集天线16得到的信号的基础上进行。在基带处理器20中还包括符号或序列估计器54。传播特性估计器32的输出还被提供给符号或序列估计器54。符号或序列估计器54的输出被提供给模式选择器56以及纠错译码器58。译码器58的输出可以为用户接口36提供表示接收信号信息的译码符号，其中这些译码符号经过重新编码，提供估计值反馈给传播特性估计器32。

模式选择器56的输出被送到自适应传播特性估计器32。从图3中还可以看到，还把来自译码器58、经过重新编码的译码符号提供给模式选择器56。这些符号对应于经过纠错译码器58处理之后的接收信号内的编码信息估计值，而且这些值与接收片段的特定部分相关。模式选择器56用于选择基本带宽，该基本带宽是在对检测到但未译码的符号进行解调时，供信道***50和损耗相关估计器52使用的，而且还选择更高的带宽，该带宽是在对已生成译码符号的符号进行解调时，供信道***50和损耗相关估计器52更新所用的。在高带宽操作期间，更新传播特性过程中，模式选择器56还使用经过重新编码的译码符号，而不使用做为纠错判决输入的被检测信号。可以理解到，这些操作都是通过针对表示一个片段的相同接收信号的两次解调过程来提供的，即：进行第一次处理，从译码器58生成译码符号输出，然后进行第二次处理，并在此期间利用重新编码的译码符号，去允许更快地更新信道***50和损耗相关估计器52。相应地，在更高带宽的信道跟踪基础上，第二次解调过程中估计器54所输出的被检测符号的误码率会有所改善(特别是在快速衰落条件下)。

当采用例如ACELP码的交织码时，估计器(均衡器)54的输出首先要经过解交织，然后才送到译码器58，尽管这一点没有在图中清楚地给出，而且也没有进行讨论。然后译码器58的输出可以经过重新编码以及重新交织，并做为对包含编码信息的部分接收信号进行第一次解调所生成的估计值，反馈给均衡器54使用。换句话说，尽管译码器58的输出(如图3所示)被直接提供给用户接口36，而且反馈给传播特性描述器32，但是每种情况中译码符号的提供形式是不同的。例如对于用户接口来说，可以典型地采用重构的信息帧去提供二进制比特信息。反馈供第二次解调使用的译码符号的呈现形式可以与符号或序列估计器54所生成的被检测符号的格式相一致(换句话说，它们经过重新编码)。例如可以呈现出复数形式，即包括实部分量(幅值)和虚部分量(相位)。而且信道估计更新调整可以基于表示接收信号中定时误差的反馈以及/或者被检测符号的相位分量。

可以参考用于解调的相干均衡器来理解本发明的操作，其中估计器54以及信道***50和损耗相关估计器52构成相干均衡器。可以利用最大似然序列估计器(MLSE)来构成序列估计器54，该设备在网格图中查找最佳的符号序列。通过利用L表示天线16的个数，r_k表示在时刻k的L个接收值矢量，以及r_k′表示利用假设符号和信道估计由MLSE估计器所计算得到的相应合成接收值矢量，在下面进一步描述操作过程。r_k′分量的形式可以由如下等式给出：

 c₀s_k＋c₁s_k－1＋…＋c_Ms_k－M其中s_k是当前的假设符号，s_k－1，…，s_k－M是由MLSE网格图状态所决定的以前时刻的符号，而且c₀，…，c_M是信道***50的信道抽头估计值。对于MLSE网格图的每个支路来说，根据如下方程计算支路度量：

(r_k－r_k′)^HR_k ^-1(r_k－r_k′)其中R_k是天线短期损耗相关矩阵。

按照描述，MLSE 54可以向信道***50以及损耗相关估计器(或者天线***)52去提供检测符号。信道***50使用被检测符号以及接收值去更新信道抽头c₀，…，c_M。各种信道跟踪技术都可以适用于本发明，包括LMS型以及Kalman型以及基于简化Kalman滤波器的自回归***。信道***50的输出被反馈回MLSE 54，以提供基于信道跟踪的相干解调。

天线***52也类似地利用来自MLSE 54的检测符号以及接收信号去更新相关矩阵R_k或其逆矩阵。适于天线跟踪的跟踪技术中包括前面所讨论的那些用于信道跟踪的技术。解调过程中，天线***52的输出也被提供给MLSE 54使用。而且在接收片段的开始部分，信道***50基于同步脉冲所给出的初始信道估计可以被反馈回天线***52，对信道空间分集特性的估计值进行初始化。

本发明的好处可以通过如下方式获得：利用来自纠错译码器58的反馈信息，改善已知的信道跟踪技术和天线跟踪技术。纠错译码器58也可以是MLSE型译码器，例如在ACELP标准下提供的译码器。在两次解调过程中，都提供译码器58的反馈信息，供解调使用。在进行第二次解调的MLSE 54中，根据译码器58输出所生成的重新编码符号被假设为是已知信息。根据本发明的一个方面，被反馈的重新编码符号可以被用于去直接限制MLSE 54网格图中的状态转移，以确保第二次解调过程中，对于与纠错编码信息相对应的部分接收片段，检测符号的输出可以对应于重新编码的译码符号。通过例如对网格图的支路度量进行加权，可以直接限制MLSE 54，从而可以获得与限制状态转移同样的效果。或者按照在此所给出的描述，经过重新编码的译码符号可以被用于去更新传播特性估计器32，而不对MLSE 54进行限制，其中通过使用模式选择器56，利用适当的、产生的误差值去更新传播特性估计器32。

根据本发明的教义，无论向传播特性估计器32提供译码符号信息的方法如何，重构的符号信息被有效地用做附加导频符号，做为片段开始期间所典型提供的同步序列的补充，用于训练传播特性估计器32。在传统的***中，当***根据通信协议处理对应于初始同步符号或训练符号(这些符号都是接收机已知的)接收值时，使用不同组的参数进行跟踪是有好处的。特别是从允许同步或训练符号可以对更新造成更大(高于在未知检测符号的基础上所做的更新)影响的意义上讲，可以允许以更高的带宽进行信道的跟踪。而且通常这一过程被称作是训练工作模式。

根据本发明的译码符号估计值信息也被用于控制天线和信道的跟踪过程。即在译码符号时间内，信道和/或天线***可以被切换到伪训练模式。用于伪训练模式的带宽或增益设置可以与传统训练模式中的所使用的带宽相同，或者可以被选择为具有根据译码器58的软输出变化的中间带宽，其中该带宽可以根据译码器58的输出估计值是真正“已知”比特中所指示的可信程度有所增加或者减少。通过为天线***和信道***提供该伪训练模式，除了联合使用限制MLSE54的网格图状态转移技术时间接获得好处之外，这两种技术还可以直接从译码器反馈中获得好处，从而可以改善接收机基带处理器20的性能。

尽管上述的本发明是针对次数为两次的多次解调，而且还参考了特定ACELP编码格式，但是应该可以理解到本发明并不局限于这些实施例。本发明可以与包含纠错编码信息的多种编码格式共同使用，这些信息可以被用做并当作虚拟已知比特进行处理，用于训练传播特性估计器。而且尽管本发明被描述为工作在信道***和天线***两种***中，但是可以理解到，单独把本发明应用于天线跟踪或者信道跟踪之中都会获得好处。还应该理解到的是，尽管上面的描述都是主要针对来自译码器的硬判决，但是它同样也可以与译码器的软判决输出一起使用，在可信度以及用做虚拟已知符号的符号或者跟踪电路高带宽训练符号的基础上提供用于可变带宽增益。

正如本领域的技术人员所理解的，本发明上述的方面(图1-3中)可以通过硬件、软件或者软硬件组合的方式得到实现。尽管现有电话30的各个部分以及其中所包括的基带处理器20都以独立部件的形式给出，但是在实际情况中，这些部件是可以以集成方式，利用包含输入和输出端口并且运行软件代码的微控制器，通过用户定制或混合芯片，或者通过离散部件或上述的组合来得到实现。例如所有或者部分出现在基带处理器20中的部件可以利用微处理器或数字信号处理器，或者特定用途集成电路(ASIC)的方式得到实现。类似地，图中以单独模块方式给出的基带处理器20的各种操作可以以能够在处理器中执行的代码方式来实现。

图4中说明了本发明中所使用的帧(片断)结构。参见图4，帧中包括从O到A的同步部分(其中包含训练符号)、与未编码符号信息相关的信息部分B-C、F-G和J-K，以及与编码符号信息相关的信息部分D-E、H-I和Y-Z。帧的同步部分是一系列预定义符号(即图4中从O到A的部分)，这对每个接收帧来说都是相同的。帧的信息部分包含该帧内要被发送的信息。根据本公开说明，本领域的技术人员可以理解到，图4中给出的帧结构仅仅是出于说明的目的，而且本发明不应该被限制于这种特定的帧结构，可以采用其它多种包含未编码和编码符号信息的帧结构中的任何一种。

操作过程中，在每一帧的同步期间，模式选择器56向传播估计器32提供已知符号。这些符号可以被存储在存储器内，而且可以在接收帧的同步期间内被访问。在接收帧的同步期间，估计器32可以利用各种公认的信道估计方法去估计传播响应特性。例如可以利用最小二乘(LS)估计器，它在帧结构内同步部分中的已知符号的基础上，使得真正接收信号与重构接收信号之间的平方差能够达到最小。

由LS估计器所得到的这些初始估计值可以被用做信道***51和天线***52的初始估计值。由于信道变化非常快，而且LS估计器只能提供训练阶段的平均信道参数估计值，所以(从同步阶段之后(图4中B)、紧接同步序列的信息域内的第一个信息符号开始)不希望使用这种初始估计值跟踪信道。而是，从同步序列的第一个符号开始(图4中由O表示)，自适应传播特性估计器32的信道***50在训练模式中利用最小二乘判决给出的初始估计值去开始跟踪和跟踪信道，直到同步序列的最后一个符号(A)。在该点(A)上得到的信道估计与最小二乘判决所提供的平均信道估计相比，具备更高的可靠性。这样在同步序列期间，传播特性估计器32会典型地收敛到一个合理的数值上，而且在训练时段结束时刻(A)的估计值能够跟得上训练模式期间信道的变化。

训练序列之后，模式选择器56切换到判决控制模式下工作，并且把符号或序列估计器54的输出提供给信道***50和天线***52。这样从紧跟训练序列之后的信息序列的第一个符号(B)开始，符号或序列估计器54输出端的估计符号被用做信道响应的估计值。继续判决控制模式中的信道估计，直到与该未编码符号信息相关的第一信息序列的最后一个符号(C)。

尽管传播特性估计器32在判决控制模式下工作，但是根据参数的选择，它有可能丧失某些跟踪真正无线信道的能力。典型情况就是，在判决控制阶段，信道的跟踪会变得越来越坏。而且，传播特性估计器32能够紧密地跟踪信道幅值的变化，但是估计参数的相位值会相对真正信道的相位值滑动。这些错误作为错误的信道估计传播，而这些错误信道估计又会进一步导致符号估计发生错误，这些符号估计错误进而又会进一步导致信道估计的错误。

在接收片段的第一次解调过程中，片段的所有信息部分(无论编码还是未编码信息)都被传播特性估计器32和模式选择器56当作已检测的，而不是已知信息。然而在接收片段的第二次解调过程中，如前面所给出的描述，译码信息部分被当作已知比特处理。相应地在第二次解调过程中，模式选择器56利用基于第一次解调得到的译码符号的信息，在对应的接收片段编码部分中，去更新信道***50和天线***52。模式选择器56还提供在译码部分中选择不同的带宽。相应地，在对前面的译码符号信息进行处理的时候，信道***50和天线***52可以工作在比较高的带宽内，从而可以改善跟踪能力，而在接收片段中信息段的剩余部分期间，两个***可以工作在较低的带宽内，从而可以减小信道***和天线***对噪声和错误符号判决的敏感性。

以上描述的本发明都是针对有限冲激响应(FIR)信道模型的系数的简化随机模型，以及Lars Lindbom在文章“衰落移动无线信道的简化Kalman估计：利用LMS计算负荷获得更高性能(Simplifiedkalman Estimation of Fading Mobile Radio Channels：HighPerformance at LMS Computational Load)”(InternaltionalConference on Acoustics，Speech and Signal Processing，Minneapolis，1993年4月)中解释的近似Kalman预测器。然而对于本领域的技术人员来说，本发明可以适用于各种跟踪算法。

下面解释一种特定类型的Kalman***。使用信道抽头的复共厄与数据符号相乘，得到接收信号，从而进行简化。每个信道系数(对应时延τ)都由两个状态来表示，构成状态矢量x。该矢量的第一元素是信道系数本身。其中第二个元素将在随后进行描述。而且，时刻k的信道更新公式中利用第k时刻的接收数据去预测第k＋1时刻的信道系数(即提前一步)。利用MLSE均衡，判决深度d可以通过沿着当前时刻n的最佳状态进行跟踪而被用于去判断前面d个时刻的符号。在给定信道系数的条件下，用于更新状态矢量的通用表达式为：

x(n－d＋1)＝Fx(n－d)＋M(τ)s_det(n－d)e^*(n－d)    (1)其中x(k)是预测得到的时刻k的状态矢量，F是使以前状态估计值与新状态估计值相关的矩阵，M是步长μ₀(τ)和μ₁(τ)的对角矩阵，s_det(k)是时刻k之前的检测符号值矢量(s_det(k)，s_det(k－1)，…)，以及e(k)是时刻k上接收数据和预测数据之间的差值(误差)，即： $e(n-d)=r(n-d)\underset{\mathrm{\τ}=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}(\mathrm{\τ};n-d)s_{\det }(n-d-\mathrm{\τ})----\left(2\right)$ 其中c(τ，k)表示第k个时刻上时延τ的信道系数。

信道***包括若干参数。可以提供可变数量的信道抽头(J)。如果采用每状态***一个信道模型，则可以把d设定为零。否则，d可以被设定为抽头数量。这样，实现***所需要的其它参数为F、μ₀(τ)和μ₁(τ)。

***利用二阶自回归过程模拟信道抽头的时间演化结果，其中在r_dexp(±jω_d)位置存在极点，r_d表示极点半径，ω_d是角度，按下式给出： $\stackrel{-}{{\mathrm{\ω}}_d}=2\mathrm{\π}\frac{f_m}{f_u}----\left(3\right)$ 其中f_m是信道中最大多普勒频移(Hz)，f_u是信道跟踪更新速率(通常为符号速率)。存在第三个参数γ(τ)，该参数对每个信道系数来说是不相同的。该参数与信噪比(SNR)以及抽头大小(即抽头系数的幅值)相关。在自回归***的实例中，根据下式定义状态： $x\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_0\left(k\right)\\ x_1\left(k\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}c(\mathrm{\τ};k)\\ -a_{2}c(\mathrm{\τ};k-1)\end{array}\right]----\left(4\right)$

参数r_d典型地被选择为接近单位值，ω_d基于最大车辆移动速度来进行选择。然后这些参数可以确定二阶模型参数以及F矩阵： $a_1=-2r_d\cos \left({\mathrm{\ω}}_d\right),a_2=r_d^2,F=\left[\begin{array}{cc}-a_1& 1\\ -a_2& 0\end{array}\right]----\left(5\right)$ 步长大小μ₀(τ)和μ₁(τ)也要取决于γ(τ)，而γ(τ)又可以根据同步信息以及很小的γ设定值(典型地为10的负幂次，例如10^-3)来确定。同步之后，令C(τ)表示对应信道抽头时延τ的、与同步相关值的幅度平方有关的量。而且还令C_max表示这些数值当中的最大值，对应最强的信号分支。然后按下式确定γ(τ)值：

            γ(τ)＝f(τ)γ    (6)其中 $f\left(\mathrm{\τ}\right)=\max \{\frac{C\left(\mathrm{\τ}\right)}{(1-\mathrm{\α})C\left(\mathrm{\τ}\right)+\mathrm{\α}{C}_{\max }},\mathrm{\β}\}-----\left(7\right)$ 这样就又会引入两个额外的参数α和β，它们都在0到1之间取值。数字蜂窝***应用中α和β的典型终值分别为0.08和0.17，而对于平衰落性能来说，可以分别利用值1.0和0.0而最佳化。一旦确定了γ(τ)，步长可以按照下式来计算： ${\mathrm{\μ}}_0=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_d^2(1+p_{11})}(-a_1{p}_{11}+p_{12})----\left(8a\right)$ ${\mathrm{\μ}}_1=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_d^2(1+p_{11})}(-a_2{p}_{11})-----\left(8b\right)$ 其中 $p_{11}=-1+\frac{\mathrm{\ζ}+\sqrt{{\mathrm{\ζ}}^2-4a_2^2}}{2}----\left(9a\right)$ $p_{12}=\left(\frac{a_1{a}_2}{1+a_2+p_{11}}\right)p_{11}----\left(9b\right)$ $\mathrm{\ζ}=\frac{a_0-2a_2+\sqrt{{(a_0+2a_2)}^2-4a_1^2{(1+a_2)}^2}}{2}----\left(9c\right)$ $=\frac{a_0-2a_2+\sqrt{\[{(a_2-a_2+1)}^2+\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\]\[{(a_2+a_1+1)}^2+\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\]}}{2}$ α₀＝1＋α₁ ²＋α₂ ²＋γ(τ)     σ_d ²＝1    (9d)这样，上述的信道***中就会具备5个特定参数：r_d、ω_d、γ、α和β。***的带宽主要由ω_d和γ来决定。相应地根据本发明，这些参数可以被用于增益调整。降低ω_d和γ会减小增益，向信道***提供较低的带宽。

当要进行下一次维特比算法迭代时，需要对n－d＋1时刻到n＋1时刻的信道系数估计值进行外推计算。总体来说，可以通过与F^d相乘来预测未来d步的状态。只有该矩阵的第一行对第一状态，信道系数的外推是必要的。例如对于d＝2来说，信道抽头预测可以由下式给出：

c(τ；n＋1)＝[(α₁ ²－α₂)－α₁]x(τ；n－1)

           ＝(α₁ ²－α₂)x₀(τ；n－1)－α₁x₁(τ；n－1)    (10)对于d＝0来说，也就是单状态的信道模型来说，则不再需要进行预测。每个信道抽头的状态都可以利用同步相关(或训练)值进行初始化。这样第一状态可以根据同步得到的估计值来初始化，而第二状态可以被设置为该值的-α₂倍。然后利用公式(1)(其中采用已知符号以及d＝0，而不采用检测符号以及d不等于0)，这些值可以在同步域内进行“训练”。信道***在文章“DAMPS1900信道中自适应MLSE性能(Adaptive MLSE Performance on the DAMPS 1900 channel)”(IEEE Trans，on Vehicular Technology，vol，46，No.3，1997年8月，第634-641页)中有进一步的描述。

尽管本发明是针对帧结构和符号来进行描述的，但这些术语仅仅用于通常意义中。这种情况下，帧一般就是指序列中预定的一组符号。符号一般就是指信息单元，例如一个比特或者非二进制符号(例如使用差分正交相移键控DQPSK提供的四进制符号)，其中接收符号由实部(幅值)和虚部(相位)来表示。

下面参考图5中的流程图，来进一步描述根据本发明的操作过程。在模块100，接收机22接收调制信号，并且典型地缓存接收调制信号帧或者片段部分。接收信号中包括对应于编码信息的第一接收信号，以及对应于未编码信息的第二接收信号。接收到的信号可以用复数符号来表示，这些符号表示调制信号中被发送的信息，例如可以通过使用DQPSK调制来提供。在模块102，对接收信号在其上传输的传播特性进行初始化。在帧起始阶段响应调制信号的同步部分(如图4所示的0-A部分)来提供初始化。

参考图5所给出的所有操作都与单一接收信号相关，但是应该理解到，在优选实施例中，接收机内包含多个在空间上安置开的天线16，每个天线都可以提供接收信号输出，而且每个天线都具备与其相关的传播特性。相应地，传播特性包括基于信道时间弥散的信道跟踪，以及基于接收信号空间特性的天线跟踪。其中每个方面的基本概念都应该是本领域内的技术人员所熟知的，所以在此不再进一步描述。

通过上下文可以看到，在具有额外带宽的***中，以高于符号速率的采样速率对接收信号进行处理是有好处的。例如IS-136标准中，发射机脉冲典型地要具备35％的额外带宽。换句话说，符号速率是24.3k符号/s，而带宽却有32.81kHz。基本解调器一般按照符号速率对接收信号进行处理，也就是一个符号对应一个采样值。额外带宽可以被看作是一种分集形式，可以按类似天线分集的方式加以利用。特别是，可以按每符号两个采样值的速率对接收信号进行采样。这两个样值可以被认为是由两个天线所接收得到的，并且可以相应地进行处理。例如配有一个天线的终端可以使用每符号两个采样值的接收机，其中每个样值被认为是来自不同天线，由此可以在只配有一个接收天线的***中利用本发明的天线跟踪方法。

在带有IRC的***中，另外一种跟踪形式要联合处理信道抽头***和损耗矩阵***。特别是按照Bottomley的美国专利(No.5,822,380)中所描述的，来自解调器的误差信号可以由根据损耗矩阵得到的矩阵进行处理，从而可以减小误差信号内的干扰部分。然后在信道抽头***中使用经过修正的误差信号。该方法也可被认为是预消除方法。预消除技术通过减小干扰对信道抽头估计值的影响，典型地可以改善接收机性能。这反过来也可以改善解调器性能以及损耗矩阵跟踪性能。

预消除可以与本发明共同使用。信道抽头***以及损耗矩阵***的带宽可以根据符号是已知、未知还是重新编码的而变化。根据损耗矩阵所得到的矩阵在用于信道抽头***之前，可以先被用于处理误差信号。

如模块104所示，在按基本带宽(适用于基于检测符号，而不是已知符号更新)对信道***和天线***进行更新的同时，要在第一次解调过程中对接收信号进行解调。在模块106，来自估计器54、以及第一次解调过程的被检测符号估计值在译码器58中进行译码，生成译码符号估计值。在模块108，接收片段在第二次解调过程中再次经过解调。然而与第一次解调不同的是，在第二次解调过程中，来自译码器58的译码符号被重新编码为适当的形式，做为在第一次解调过程中对编码接收信号进行解调所生成的估计值，而且这些值又被反馈并且用于更新信道***50和天线***52。相应地，在根据使用译码符号所得到的虚拟已知符号的基础上，可以以更高的带宽去更新传播特性，其中包括对信道***50和损耗相关估计器52进行更新。

在对帧内的未编码信息进行处理的部分第二次解调过程中，可以在使用估计器54输出的被检测符号以及用于信道***50和天线***52的基本更新带宽的基础上，继续执行操作。或者可以按下面的描述，内插传播特性。

在模块110，第二次解调中所得到的被检测符号由译码器58进行译码，并且把输出的译码符号提供给用户接口36。如果在模块112接收到了其它的片段，并且准备进行处理，则操作过程返回且从模块100中开始。相应地，通过期望的两次解调操作，本发明被用于：响应于根据对应译码符号的第一接收信号生成的估计值以第一带宽，以及响应于对应包含在同一接收片段内的未编码符号的第二接收信号以低于第一带宽的第二带宽去更新传播特性。增益调整可以为信道***和天线***提供带宽，例如上述的自回归信道***。

本发明的描述都是参考图5给出的，图中给出了用于说明本发明实施例的流程图。应该可以理解到，流程说明中的每个模块，以及其中的模块组合都可以采用计算机程序指令的形式得到实现。如果把这些程序指令提供给处理器，则会生成一种机器，这样处理器中所执行的指令就可以生成一种装置，用于实现流程图模块中所指定的某种功能。而且处理器来执行计算机程序指令，可以生成一系列处理器所能执行的操作步骤，实现计算机的操作过程，使得处理器中所执行的指令可以提供如下步骤：实现流程图的模块中所指定的功能。

相应地，流程说明中的各个模块还支持把执行特定功能的装置进行组合，而且还支持把执行特定功能的步骤进行组合。应该可以理解到，流程说明中的每个模块，以及流程说明中的模块组合都能够按如下方式得到实现，即：用执行特定功能或步骤的、基于特定目标硬件的***，或者组合特定目标的硬件和计算机指令的方式实现。

现在描述与信道内插相关的根据本发明的操作。首先参考图4，内插是处理第二次解调过程中接收片段内未编码信息部分B-C、F-G、J-K的另一种解决方案。在未编码信息部分期间，传播特性的变化基本上是在编码部分D-E、H-T、Y-Z所得到信道信息的基础上被进行内插。参考图6和图7的另一实施例，并且参考DQPSK调制信号的情况来描述内插操作。

在DQPSK调制情况中，只能根据差分符号或者被发送符号之间的相位变化，实际地得知编码部分的已知比特信息。换句话说，尽管在第一次解调过程中，这些组符号被当做已知比特信息，但真正得知的只是符号之间的相位变化，并不是每个被可靠地认为已知的符号的绝对相位。因此给定一组已知符号，通过那些符号所得到的信道估计可能实际上就是绝对相位加π/2，减π/2弧度的偏移，或者存在π弧度相移的信道。根据本发明，这种绝对相位的不确定性通过在此所描述的内插技术得到调整。

内插操作从已知符号序列(例如图4中的D-E)开始，当采用差分调制方式时，可以在四个可能的绝对相位中任意选择一个，做为定义信道相位的信道估计。然而为了利用内插信道估计对已知序列之后的未知符号(即F-G)进行解调，要生成四种可能的内插信道估计，表示在下一组已知符号H-I中的四种可能信道估计。然后内插信道估计可以被用于解调介于已知符号组D-E和H-I之间的未知符号F-G。一旦完成了F-G内未知符号的解调，则所维持的四种信道估计中的三种就会在H-I部分内被清除掉，这是通过选择多个传播特性或信道估计当中的一种来用于未编码符号的解调而进行的。通过把下一点已知符号(H-I)信道估计的数量缩减为1，该过程可以在随后的未知和已知符号组中重复进行。

按图6和图7中所给出的实施例，维持有多个对应于π/2弧度相移的传播特性，这种维持是为对应译码符号的第一组符号与对应译码符号的第二组符号之间信号的部分解调而进行的。按图6中实施例所示，在整个未知符号期间，存在有四种独立的传播特性。换句话说就是，介于已知符号组之间的未知符号序列要在根据已知符号所得到的时刻1处的已知信道估计基础上，经过四次独立的解调，即从第一个已知符号信道估计(图6中以c₀表示)到四种可能绝对相位点中的每一个点

。沿4条路径中的每一条路径进行的线性内插被针对为未知符号序列的四次解调中的每一次而选择的一条路径来使用。然后时刻1的最佳匹配结果被选做未知符号信息期间合适的解调序列估计。最佳结果的判决可以在如下基础上得到，即在四个序列当中选择哪个能够提供最佳度量的序列，该最佳度量可以从维特比类型的MLSE解调算法中得到。

本发明中所描述的操作可以被推广到包括三个或更多的、这种同步符号或重新编码符号组的模块。参考图4，OA、De和HI可以被同时用于内插计算。由于与绝对相位参考不相关，因此OA组符号的相位被固定作为参考。然后DE的相位就会出现不确定性，存在四种可能的相位(π/2的若干倍)，而HI的相位就会存在总共十六种可能性。因此OA、DE和HI可以被用于生成十六种不同的轨道。则可以进行十六次解调，然后基于解调器的度量，保留其中的一条轨道。利用三个或多个模块进行内插计算可以潜在地改善信道估计性能。但这样的缺点是增加了可能轨道的数量，而且也会相应增加解调器的使用。

图7中说明了可以在未编码信息的期间内所实现的另外一种内插。在图7的实施例中，***以一步一步的方式进行工作，逐渐从时刻0的估计值(用

表示)逼近到时刻1的实际信道估计。针对图6， 表示根据译码符号反馈所得到的“已知”信息期间的“已知”信道估计，而c₁表示时刻1的正确绝对相位。使用图7中的实施例作为对未知比特所做的解调，对信道进行跟踪，然后在步进期间，把结果得到的信道***估计值与四种可能的内插信道估计进行比较。经过某一选定数目的符号之后，选择最佳内插信道估计，而且从该选定序列开始，继续在另一时段内执行解调操作，在该时段内再次比较四种可能的内插信道估计。该实施例中，可以在最小均方误差准则的基础上，通过使用选定的与信道估计能够最准确吻合的序列，提供最佳的内插信道估计。相应地使用任一所给出的实施例，可以利用与接收片段内的编码信息部分相对应的译码符号信息，来改善该接收片段内未编码信息部分期间的信道跟踪。

在附图和特定描述中，已经公开了本发明的典型优选实施例，尽管其中采用了特定术语，但是这些术语都只是用做通用和普遍意义，而并不是出于限制本发明的目的，本发明的覆盖范围在随后的权利要求中给出。

Claims (32)

1.用于描述无线设备所接收的调制信号的传播特性的方法，其中包括如下步骤：

响应于根据对应译码符号的第一接收信号生成的估计值以第一带宽和响应于对应未译码符号的第二接收信号以低于第一带宽的第二带宽去更新传播特性。

2.根据权利要求1的方法，其中根据第一接收信号生成的估计值和第二接收信号是复数符号，表示调制信号中的被发送信息。

3.根据权利要求1的方法，其中更新步骤包括利用信道***去维持描述调制信号传播特性的信道估计的步骤，其中信道***具有增益，而且可以通过设定信道***的增益来确定第一带宽和第二带宽。

4.根据权利要求1的方法，其中可以由多个空间位置不同的天线去接收调制信号，每个天线提供接收信号输出，而且每个天线都具备与其相关的传播特性，并且其中更新步骤包括利用损耗相关估计器去维持多个天线的损耗相关矩阵的步骤，其中损耗相关估计器具有增益，而且可以通过设定损耗相关估计器的增益来确定第一带宽和第二带宽。

5.根据权利要求1的方法，其中执行更新步骤之前要执行响应于调制信号的同步时段而初始化传播特性的步骤。

6.根据权利要求1的方法还包括如下步骤：

接收调制信号以提供第一接收信号；

在以第二带宽更新传播特性的同时，对第一接收信号进行解调；

对解调的第一接收信号进行译码以提供根据第一接收信号生成的估计值；以及然后，

在以第一带宽更新传播特性的同时，对第一接收信号进行解调。

7.根据权利要求1的方法还包括步骤：

在解调不对应于译码符号的调制信号部分期间，对传播特性进行内插操作。

8.根据权利要求7的方法，其中调制信号是DQPSK调制信号，而且其中内插步骤还包括如下步骤：

在对应于译码符号的第一组符号与对应于译码符号的第二组符号之间的信号进行解调期间，维持多个对应π/2弧度相移的传播特性；以及

从多个传播特性中选择其中一个以便用于对第一组和第二组符号之间的信号进行解调。

9.根据权利要求8的方法，其中传播特性就是来自信道***的信道估计。

10.根据权利要求9的方法，其中选择步骤之后还有如下步骤：

在对应于译码符号的第二组符号与第三组符号之间的信号进行解调期间，维持多个对应π/2弧度相移的信道估计；以及

从多个信道估计中选择其中一个以便用于对第二组和第三组符号之间的信号进行解调。

11.根据权利要求9的方法，其中选择步骤中包括基于最佳度量选择准则在多个信道估计中选择其中一个的步骤。

12.根据权利要求9的方法，其中选择步骤包括如下步骤：

基于接收的调制信号，维持描述调制信号传播特性的信道估计；

比较所维持的信道估计与用于第一组和第二组符号之间的信号部分的多个信道估计；以及

在多个信道估计中选择与所维持的该信号部分的信道估计最为接近的信道估计。

13.根据权利要求12的方法，其中还包括步骤：

为第一组和第二组符号之间的多个信号部分重复维持、比较以及选择步骤。

14.根据权利要求12的方法，其中从多个信道估计中选择与所维持的信道估计最为接近的信道估计的步骤中包括：基于最小均方误差准则，从多个信道估计中选择与所维持的信道估计最为接近的信道估计的步骤。

15.用于接收调制信号的方法，该调制信号中包括多个在信道中顺序被发送的片段，该方法包括如下步骤：

通过多个独立的接收天线接收被发送片段之一以提供多个接收信号，其中每个信号中都拥有对应编码符号的部分和对应未编码符号的部分；

在响应于接收信号以第一带宽更新信道估计以及响应于接收信号以第二带宽更新多个独立接收天线的损耗相关估计值的同时，对接收信号进行解调以提供第一片段的估计值；

对第一片段估计值中的、与接收信号中对应编码符号的一部分相对应的部分进行译码以提供译码符号估计值；以及然后

在响应于译码符号估计值以高于第一带宽的第三带宽更新信道估计以及响应于译码符号估计值以高于第二带宽的第四带宽更新多个独立接收天线的损耗相关估计值的同时，对接收片段进行解调以提供第二片段的估计值。

16.根据权利要求15的方法还包括步骤：

在接收信号中对应于未编码符号部分期间，对信道估计进行内插操作。

17.根据权利要求16的方法还包括步骤：

在接收信号中对应于未编码符号部分期间，对损耗相关矩阵进行内插操作。

18.用于在接收DQPSK调制信号的接收机内进行信道内插的方法，该DQPSK调制信号具有偏移的已知接收符号时段和未知接收符号时段，该方法包括如下步骤：

在对第一组已知接收符号与第二组已知接收符号之间的信号进行解调期间，维持多个对应π/2弧度相移的信道估计；以及

从多个信道估计中选择其中一个以便用于对第一组和第二组已知接收符号之间的信号进行解调。

19.根据权利要求18的方法，其中选择步骤后跟随如下步骤：

在对第二组已知接收符号与第三组已知接收符号之间的信号进行解调期间，维持多个对应π/2弧度相移的信道估计；以及

从多个信道估计中选择其中一个以便用于对第二组和第三组已知接收符号之间的信号进行解调。

20.根据权利要求18的方法，其中选择步骤包括基于最佳度量选择准则在多个信道估计中选择其中一个信道估计的步骤。

21.根据权利要求18的方法，其中选择步骤包括如下步骤：

基于接收到的DQPSK信号，跟踪信道响应；

比较跟踪的信道响应与第一组和第二组符号之间的信号部分的多个信道估计；以及

从多个信道估计中选择与跟踪的信道响应最为接近的信道估计用于该信号部分。

22.根据权利要求21的方法，还包括步骤：

为第一组和第二组符号之间的多个信号部分重复维持、比较以及选择步骤。

23.根据权利要求21的方法，其中从多个信道估计中选择与跟踪的信道响应最为接近的信道估计的步骤中包括：基于最小均方误差准则，从多个信道估计中选择与跟踪的信道响应最为接近的信道估计的步骤。

24.用于描述无线设备所接收的调制信号的传播特性的***，包括：

响应于根据对应译码符号的第一接收信号生成的估计值以第一带宽和响应于对应未译码符号的第二接收信号以低于第一带宽的第二带宽去更新传播特性的装置。

25.根据权利要求24的***，其中用于更新的装置中还包括利用信道***去维持描述调制信号传播特性的信道估计的装置，其中信道***具有增益，而且可以通过设定信道***的增益来确定第一带宽和第二带宽。

26.根据权利要求25的***，其中可以由多个空间位置不同的天线去接收调制信号，每个天线提供接收信号输出，而且每个天线都具备与其相关的传播特性，并且其中更新装置包括利用损耗相关估计器去维持多个天线的损耗相关矩阵的装置，其中损耗相关估计器具有增益，而且可以通过设定损耗相关估计器的增益来确定第一带宽和第二带宽。

27.根据权利要求26的***还包括：

用于接收调制信号以提供第一接收信号的装置；

用于在以第二带宽更新传播特性的同时对第一接收信号进行解调的装置；

用于对解调的第一接收信号进行译码以提供根据第一接收信号生成的估计值的装置；以及

用于在以第一带宽更新传播特性的同时对第一接收信号进行解调的装置。

28.根据权利要求27的***还包括：

在解调不对应于译码符号的调制信号部分期间对传播特性进行内插操作的装置。

29.用于在接收DQPSK调制信号的接收机内进行信道内插的***，该DQPSK调制信号具有偏移的已知接收符号时段和未知接收符号时段，该***包括：

用于在对第一组已知接收符号与第二组已知接收符号之间的信号进行解调期间维持多个对应π/2弧度相移的信道估计的装置；以及

用于从多个信道估计中选择其中一个以便用于对第一组和第二组已知接收符号之间的信号进行解调的装置。

30.根据权利要求29的***，其中用于维持的装置中还包括在对第二组已知接收符号与第三组已知接收符号之间的信号进行解调期间维持多个对应π/2弧度相移的信道估计的装置，以及其中用于选择的装置中还包括从多个信道估计中选择其中一个以便用于对第二组和第三组已知接收符号之间的信号进行解调的装置。

31.根据权利要求29的***，其中选择装置还包括用于基于最佳度量选择准则在多个信道估计中选择其中一个信道估计的装置。

32.根据权利要求29的***，其中选择装置还包括：

用于基于接收到的DQPSK信号跟踪信道响应的装置；

用于比较跟踪的信道响应与第一组和第二组符号之间的信号部分的多个信道估计的装置；以及

用于从多个信道估计中选择与跟踪的信道响应最为接近的信道估计供该信号部分使用的装置。

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