JP2002532006A - 復号シンボルを用いる適応性チャンネルの特性化 - Google Patents

復号シンボルを用いる適応性チャンネルの特性化

Info

Publication number
JP2002532006A
JP2002532006A JP2000586056A JP2000586056A JP2002532006A JP 2002532006 A JP2002532006 A JP 2002532006A JP 2000586056 A JP2000586056 A JP 2000586056A JP 2000586056 A JP2000586056 A JP 2000586056A JP 2002532006 A JP2002532006 A JP 2002532006A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
channel
symbols
signal
received
estimate
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000586056A
Other languages
English (en)
Inventor
クハイララー、アリ、エス
フルグム、トレイシイ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ericsson Inc
Original Assignee
Ericsson Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Inc filed Critical Ericsson Inc
Publication of JP2002532006A publication Critical patent/JP2002532006A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Stereophonic System (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 第２パス間、復号シンボルが、第２パス間伝播特性を更新するのに用いられるエラー・タームを計算するのに用いられる既知のシンボルとして取り扱われる、多重パス復調を用いるチャンネル・トラッキングの方法およびシステムが提供される。これによって、既知のシンボルが処理されている間伝播特性を更新するのに、より高い帯域幅を用いることが可能となる。とりわけ、伝播特性は、干渉拒絶／結合（ＩＲＣ）システムのような、悪化相関マトリックス・エスティメータの備わるチャンネル・トラッカーまたは多重アンテナ受信機もしくは双方の組み合わせによって提供される。したがって、受信信号（ＩＲＣからの）の空間ダイバーシティ特性および時間（またはタイミング）特性（チャンネル・トラッカーからの）は、双方とも復号されたおよび復号されていないシンボルについて異なる帯域幅で追跡され、復号されていないシンボルを処理する間に所望の能力特性を維持しながら、急速に変わるチャンネル状態のもとで能力が向上するのを可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の分野） 本発明は、無線通信に関し、詳しくは、デジタル無線移動ラジオ・システムに
おけるチャンネル応答の特性化（ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ）に関する
。
【０００２】 （発明の背景） 移動無線通信において変調信号が伝播するラジオ・チャンネルは、動作上最も
厳しい媒体の１つである。送信信号は、周囲を取り巻く環境によって、頻繁に反
射され、散乱され、回折され、遅延され、減衰される。さらには、送信機から受
信機まで信号が通過する環境は、ユーザーおよび周囲を取り巻く物体の移動性の
ために同じ状態を保つものではない。チャンネル環境の特性もまたエリアによっ
て異なっている。そのような環境でのラジオ伝播は、多重路フェージング、シャ
ドーイング、および経路損失によって特性化される。多重路フェージングは、包
絡線フェージング、ドップラー・スプレッドおよび時間遅延スプレッドによって
特性化される。
【０００３】 多重路波は、典型的には、受信アンテナで結合し、結果として振幅および位相
が大きく異なり得る信号を与える。したがって、信号強度は、小さな移動距離ま
たは時間間隔にかけて急速に変動し、包絡線フェージングを生じる。平坦フェー
ジング信号の受信包絡線、または多重路成分個別の包絡線の、統計時間可変性は
、通例レーリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）分布として特性化される。多くの多重路波
に加えて、衛星移動ラジオおよびマイクロ・セルラー・ラジオにおいては、見通
し（ｌｉｎｅ−ｏｆ−ｓｉｇｈｔ）（ＬＯＳ）信号である主要な信号が、受信機
に到達して、ライシアン（Ｒｉｃｅａｎ）分布した信号包絡線を生じさせる。こ
の主要な経路は、主要な経路におけるパワーの、散乱した経路におけるパワーに
対する比として定義されるライシアン・パラメータＫによると、フェージングの
深さを著しく減少させている。
【０００４】 ドップラー・シフトは、無線移動端末のような無線受信機が移動中であるとき
に、ラジオ信号が経験する周波数シフトである。ドップラー・スプレッドは、移
動ラジオ・チャンネルの変化の時間速度によって引き起こされるスペクトラムの
広がりの大きさである。ドップラー・スプレッドは、観察される信号の変化の速
度に密接に関係する周波数範囲において、そのドップラー・スプレッドを備える
周波数分散を引き起こす。したがって、チャンネルのバリエーションを追跡する
のに受信機において用いられるプロセスの適応時間は、一般に、受信信号におけ
る変動を正確に追跡することができるように、チャンネルの変化の速度よりも速
くなければならない。
【０００５】 ラジオ・チャンネルのダイナミック特性は、受信信号に含まれる情報の復号を
可能とするようチャンネルを追跡するのに困難を生じる。しばしば、無線移動ラ
ジオ・システムにおいては、既知のデータ・シーケンスが送信される情報のシー
ケンスに周期的に挿入される。そのようなデータ・シーケンスは、通例、同期シ
ーケンスまたはトレーニング・シーケンスと呼ばれ、典型的にはデータのフレー
ムの始めに提供される。チャンネル推定（ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）は同期シーケ
ンスおよび他の既知のパラメータを用いて行われ、チャンネルが送信信号に与え
る影響を推定（ｅｓｔｉｍａｔｅ）する。チャンネル応答を測定した後、チャン
ネル・エスティメータ（ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）は、シンボルの推定（ｅｓｔｉｍ
ａｔｅ）がチャンネルを推定するのに用いられる「決定指示」モードに入る。
【０００６】 フェージング変化が一般に非常にゆっくりと起こるシステムについては、最小
平方推定が、付加白色ガウス雑音の存在においてチャンネル・インパルス応答を
効率的に推定する方法である。フェージング速度がフレーム速度に比べて遅いな
らば、チャンネル推定は、著しく不正確になることなくフレームごとに更新する
ことができる。しかしながら、多くの無線移動ラジオ・システムについて、チャ
ンネル応答は小さな移動距離または時間間隔にかけて非常に急速に変化する。例
えば、パーソナル・コミュニケーション・システムズ（ＰＣＳ）において用いら
れているもののようにより高い周波数帯域においては、ドップラー・スプレット
は、そしてそれゆえに、観察される信号の変化の速度は、同期シーケンスの受信
の間でさえ移動ラジオ・チャンネル応答が一定でないポイントまで増大される。
したがって、高速時間変化システムのためのチャンネル・パラメータを追跡する
必要性のために、より粗野な受信機構造が受信機の性能を高めるための要件が提
供される。
【０００７】 もっとも普通に用いられるチャンネル追跡方法は、最小平均二乗（ＬＭＳ）お
よび再帰的最小二乗（ＲＬＳ）ベースのアルゴリズムである。例えば、ジンドン
・リン、ジョンＧプロアキンズ、フーユン・リン（Ｊｉｎｇｄｏｎｇ Ｌｉｎ，
Ｊｏｈｎ Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｎｓ， Ｆｕｙｕｎ Ｌｉｎｇ）による「時間変化
チャンネルの最適追跡：周知および新しいアルゴリズムのための周波数領域アプ
ローチ」ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ ｓｅｌｅｃｔｅｄ ａｒｅ
ａｓ ｉｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ第１３巻第１号（１９９５年１月）
を参照のこと。確率論ベースの方法が最近導入されているが、それは推定におけ
るチャンネル係数について先行する知識を取り込んでいる。ＬＭＳおよびＲＬＳ
と対照的に、これらの方法は、時間におけるチャンネル係数の外挿を提供する。
これらのアプローチについての詳細は、ラーズ・リンドボム（Ｌａｒｓ Ｌｉｎ
ｄｂｏｍ）による「追跡アルゴリズムの設計へのウィーナー（ｗｉｅｎｅｒ）フ
ィルタリング・アプローチ」アプサラ（Ｕｐｐｓａｌａ）大学技術学部信号処理
グループ、１９９５年、において得ることができる。
【０００８】 適応性チャンネル・トラッカー（ｔｒａｃｋｅｒ）方法の１つの困難性は、決
定指示モードの間、推定されたシンボルがチャンネル応答適合に用いられている
ということである。したがって、潜在的に正しくない決定を用いる影響を、パラ
メータの選択のために考慮する必要がある。設計パラメータのチューニングは、
結果として追跡能力と雑音に対する感度との間での相殺を生じる。例えば、チャ
ンネル・トラッカーの適応利得が非常に大きいならば、チャンネル・トラッカー
はノイズおよび正しくないシンボル決定に対して非常に感度が高くなる。他方、
適応利得が小さな大きさを有するように選択されるならば、チャンネル・パラメ
ータのバリエーションを追跡する能力は失われてしまう。とりわけ、コヒーレン
トな変調およびコヒーレントな復調の構成が用いられるこれらのシステムにおい
ては、これらの問題は、差分変調が実行されるシステムに比べてより深刻になる
。
【０００９】 コヒーレントな直角位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈ
ｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）（ＱＰＳＫ）のようなコヒーレントな変調構成において
は、たとえチャンネル・トラッカーがチャンネル応答の大きさをよく追跡すると
しても、チャンネル位相は、同相のおよび／または直角位相成分の深いフェード
の間スリップし（すなわち、トラッカーは誤った位相オフセットでロックできる
）、結果としてｋ２π／ｍの位相オフセットを生じる。換言すれば、トラッカー
は実際によく追跡するがオフセットを伴っており、それは結果として符合の回転
およびエラーの伝播を引き起こす。チャンネル位相の回転およびシンボルの回転
は反対の方向であるので、通常のトラッカーは典型的には問題を正すことはでき
ない。このように、新しいフレームと同期シーケンスが受信されるまで、残りの
情報シンボルは全て、この位相の回転のために失われてしまう。
【００１０】 干渉を受ける通信チャンネルでの受信の性能を向上するのに、他のアプローチ
もまた適用されている。例えば、ＩＳ−１３６およびＩＳ−９５スタンダードを
含めて無線デジタル・サービスに適応できる種々のスタンダードが導入されてい
る。これらのおよびその他のシステムが、ギブソン（Ｇｉｂｓｏｎ）によって編
集され、ＣＲＣプレスによって出版された（１９９６年）移動通信ハンドブック
に記述されている。これらのさまざまな仕様書によって、データ・フレーム内の
符号化されたおよび符号化されていない双方のビット・クラスの使用が提供され
る。ＩＳ−６４１仕様書によって提供されるような符号化されたおよび符号化さ
れていないビット双方の使用例がここに記述される。
【００１１】 適応性符号励起線形予測（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌ
ｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ）（ＡＣＥＬＰ）源によって１４８ビットの
データ・フレームが提供される。４８のビットがクラス１Ａへとして分類され、
ＣＲＣエラー検出符号器を経て処理されてそのビットに添付されるエラー検出符
号を生成する。１４８ビットのデータ・フレームからさらに４８のビットがクラ
ス１Ｂのビットとして取り扱われ、エラー検出符号化のない通常の符号器を経て
処理される。残りの５２ビットがクラス２のビットとして取り扱われ、符号化な
しに直接インターリーバー（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）に提供される。クラス１
Ａおよび１Ｂのビットは、通常の符号器を経て処理され、そして続いて、結果と
して生じるエラー訂正符号化出力ビットが壊されて（ｐｕｎｃｔｕｒｅｄ）合計
２６０ビットを５２のクラス２のビットと組み合わせた後、２スロットのインタ
ーリーバーに提供する。１４８ビットを、送信のための変調器に提供される２つ
の別個のスロットに分割することによって、インターリービングが実行される。
典型的には、差分ＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）変調は、それぞれが２ビットのデータ
を表す４元のシンボルが備えられる。
【００１２】 干渉拒絶／結合（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ／ｃｏｍｂ
ｉｎａｔｉｏｎ）（ＩＲＣ）は、アンテナの多様な受信機において共通のチャン
ネル干渉を緩和するのに用いられるもうひとつの技術である。そのようなアプロ
ーチの例が「多重アンテナ・デジタル・セルラー通信システムにおける干渉拒絶
結合の方法およびそのための装置」という名称の米国特許第５，６８０，４１９
号において提供されており、それは参照することによってその全体がここに組み
込まれる。多重アンテナを備えるＩＲＣの使用は、遅いフェージング状態のもと
で受信機能を著しく向上する。しかしながら、速いフェージング状態のもとでは
、要請される追跡プロセスでの制限は、典型的にはＩＲＣによる性能の向上を制
限する。これらの利益の低減は、速いフェージングの間、追跡プロセスの劣化か
ら結果として生じる。
【００１３】 多重パス復調（ＭＰＤ）は、通信システムにおける符号化の存在を利用する別
の技術である。従来の受信機は、典型的には、復調と復号を別々に取り扱う。復
調器は、ハードまたはソフトの決定を生み出し、そして復号器段階は、これらの
決定について動作して最終情報を生み出す。復調と復号のこの分離は、受信機の
設計において、とりわけ通信システムでインターリービングが用いられていると
きに、合理的な複雑さを生じる。インターリーブをベースとするシステムにおい
て、復調器の出力はまず、インターリーブを解除され、そして符号器に送出され
る。多重パス復調は、復号器から復調器へのフィード・バックを使用してシステ
ムの性能を向上する。多重パス復調をベースとする復調器／復号器の例が、「既
知のシンボルを用いるデジタルで変調されたラジオ信号の同時復調および復号」
という名称の米国特許第５，６７３，２９１号において提供されており、それは
参照することによってその全体をここに組み込む。その２９１号特許には、まず
受信信号を復調し、そして符号化されたシンボルを復号し、そして復号器の出力
を再符号化することによって得られる情報を復調器にフィード・バックして、符
号化されていないシンボルを、性能を向上して再復調することが記載されている
。再符号化されるシンボルは、復号器によって、それが同期符号を利用したのと
同じ方法で、既知の符合として利用され、それは送信に先立ってデータに挿入さ
れていた真に既知のシンボルである。多重パス復調を用いるさらなる例が、「多
重パス復調を用いる符号化されたおよび符号化されていないビットを含む変調信
号を受信するシステムおよびその方法」という名称の米国特許出願第 号において提供されており、それもまた参照することによってその全体
をここに取り込む。
【００１４】 （発明の概要） 前記に照らして、本発明の目的は、チャンネル・フェードを含む伝播における
バリエーションに応答する、無線通信システムのチャンネルのような、変調され
た信号の伝播を特性化する方法を提供することである。
【００１５】 さらに本発明の目的は、急速に変化する伝播状態に応答することのできるその
ような方法を提供することである。
【００１６】 本発明のこれらの、およびその他の目的は、多重パス復調を用いることによっ
て提供されるが、そこでは、第２パス間、復号されたシンボルが再符号化されて
周知のシンボルとして取り扱われ、そして第２パス間伝播特性を更新するのに用
いられるエラー・タームを計算するのに用いられる。これによって、より高い帯
域を、既知の符号が処理されている間、伝播特性を更新するのに用いることが可
能となる。とりわけ、伝播特性は、干渉拒絶／結合（ＩＲＣ）システムのような
チャンネル・トラッカーまたは多重アンテナ受信機によって、悪化相関マトリッ
クス・エスティメータ（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｍａ
ｔｒｉｘ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）または双方の組み合わせが備えられる。したが
って、（ＩＲＣからの）伝播の空間ダイバーシティ特性および（チャンネル・ト
ラッカーからの）時間（またはタイミング）特性は双方とも、復号された（およ
び再符号化された）および復号化されていないシンボルが、復号化されていない
シンボルを処理する間、望ましい性能特性を維持する間の高速変化チャンネル状
態のもとで、性能を向上することを可能とするように、異なる速度で（すなわち
異なる帯域幅で）追跡される。このように、伝播特性は、同期シーケンスを用い
るスロット（フレーム）の開始時のように初期化され、そして既知のシンボルと
しての復号されたシンボル情報から再符号化された推定を用いる高帯域で周期的
に更新される。
【００１７】 本発明の特定の実施例においては、復号されたシンボルに対応する第１受信信
号から生成される推定に応答する第１帯域幅および、復号されないシンボルに対
応する第２受信信号に応答する第１帯域幅よりも低い第２帯域幅で、伝播特性を
更新することによって、無線装置によって受信される変調信号の伝播を特性化す
る方法およびシステムが提供される。受信信号から生成される推定は、変調信号
から送信される情報を表す複素数シンボルである。伝播特性は、変調信号の同期
期間に応答する更新の前に初期化される。伝播特性は、チャンネル・トラッカー
が利得を有し、また第１帯域幅および第２帯域幅がチャンネル・トラッカーの利
得を設定することによって確立される、チャンネル・トラッカーを用いる変調信
号の伝播を特性化するチャンネル推定を維持することによって提供される。
【００１８】 チャンネル追跡に加え、ひとつの実施例における変調信号は、各々が受信信号
出力を提供し、かつ各々が関連伝播特性を有する複数の空間的に多様なアンテナ
によって受信される。そして伝播特性には、悪化相関エスティメータが利得を有
し、また第１帯域幅および第２帯域幅が悪化相関エスティメータの利得を設定す
ることによって確立される、悪化相関エスティメータを用いる複数のアンテナに
ついて悪化相関マトリックスを一致することが含まれる。
【００１９】 本発明の別の実施例によると、変調信号が受信されて第１受信信号を提供する
。第１受信信号は、第２帯域幅で伝播特性を更新する間、第１パス復調され、そ
して復調された第１受信信号は、復号されて第１受信信号から生成される推定を
提供する。そして第１受信信号は、第１帯域幅で伝播特性を更新する間、第２パ
ス復調される。
【００２０】 本発明の更なる実施例において、チャンネル上で連続して送信される複数のス
ロットを含む変調信号を受信する方法およびシステムが提供される。送信される
スロットのひとつが、別々の複数の受信アンテナで受信されて複数の受信信号を
提供し、その各々は、符号化された符号に対応する部分と符号化されていない符
号に対応する部分とを有する。受信信号は、第１帯域幅で受信信号に応答するチ
ャンネルの推定および、第２帯域幅で受信信号に応答する別々の複数の受信アン
テナについての悪化相関推定を更新する間、復調され、第１スロット推定を提供
する。そして符号化されたシンボルに対応する受信信号の部分に対応する第１ス
ロット推定の部分が復号されて、復号シンボル推定を提供する。復号シンボル推
定が得られた後、受信スロットは再度復調されて第２スロット推定を提供し、そ
の間第１帯域幅よりも大きな第３帯域幅で復号シンボル推定に応答するチャンネ
ルの推定を更新し、かつ第２帯域幅よりも大きな第４帯域幅で復号シンボル推定
に応答する別々の複数の受信アンテナについての悪化相関推定を更新する。
【００２１】 本発明の更なる観点において、既知の受信符号のオフセット期間および既知で
ない受信符号の期間を有するＤＱＰＳＫ変調信号を受信する受信機におけるチャ
ンネル補間の方法およびシステムが提供され、それはまた、本発明の上記実施例
と一緒に用いられる。複数のチャンネル推定が、既知の受信シンボルの第１グル
ープと既知の受信シンボルの第２グループとの間の復調の間、π／２ラジアンの
位相シフトに対応して維持される。複数のチャンネル推定のひとつが選択され、
既知の受信シンボルの第１グループと第２グループとの間の信号を復調するのに
用いる。
【００２２】 本発明によるチャンネル補間の観点の１つの実施例において、π／２ラジアン
の位相シフトに対応して複数のチャンネル推定が、既知の受信シンボルの第２グ
ループと既知の受信シンボルの第３グループとの間の復調の間維持される。そし
て複数のチャンネル推定の１つが選択されて、既知の受信シンボルの第２グルー
プと第３グループとの間の信号を復調するのに用いる。複数のチャンネル推定の
１つは、最善の測定選択基準に基づいて選択される。
【００２３】 本発明によるチャンネル補間の観点の別の実施例において、チャンネル応答は
、受信されるＤＱＰＳＫ信号に基づいて追跡される。追跡されるチャンネル応答
は、シンボルの第１グループと第２グループとの間の信号の部分について複数の
チャンネル推定と比較される。追跡されるチャンネル応答と最もよく一致する複
数のチャンネル推定の１つが、信号の一部として選択される。シンボルの第１グ
ループと第２グループとの間の信号の複数部分について、維持、比較および選択
ステップが繰り返される。選択は、最小平均二乗エラー基準に基づいて追跡され
るチャンネル応答と最もよく一致する複数のチャンネル推定の１つを選択するこ
とによって提供される。
【００２４】 当業者には理解されるとおり、本発明は主にその方法の観点に関して記述され
ている一方、無線電話のようなシステムにおいても実施される。
【００２５】 （好ましい実施例の詳細な説明） ここで本発明は、本発明の好ましい実施例が示される添付した図面を参照して
、以下でより充実して記述される。しかしながら、この発明は多くの異なる形態
で実施され、ここで説明される実施例に制限されるものと解釈されるべきではな
く、むしろこれらの実施例は、この開示が充実して完全なものとなり、当業者に
発明の範囲を充分伝えるように提供される。全体を通して、同様の番号は同様の
要素を参照する。当業者に理解されるとおり、本発明は、方法または装置として
実施される。したがって、本発明は、完全にハードウェアの実施例、完全にソフ
トウェアの実施またはソフトウェアとハードウェアの観点を組み合わせた実施例
の形状を取る。本開示全体を通して、同様の番号は同じアイテムを参照する。
【００２６】 図１は、本発明の教示が利用されるセルラーまたは衛星電話システムのような
ラジオ通信システム１０を示す。図１に示されるとおり、ラジオ通信システム１
０には、送信アンテナ１４を有するラジオ通信機１２およびラジオ受信機２２が
含まれる。ラジオ受信機２２には、複数の受信アンテナ１６、ラジオ周波数プロ
セッサ１８およびベースバンド・プロセッサ２０が含まれる。ラジオ送信機１２
の出力は、送信アンテナ１４に結合される。受信アンテナ１６は、ラジオ周波数
プロセッサ１８に結合される。ラジオプロセッサの出力は、ベースバンド・プロ
セッサ２０の入力に提供される。
【００２７】 動作に際し、送信機１２は、情報信号（システムおよび管理機関によって特定
され、ラジオ通信に適切なキャリア周波数で変調される）を送信する。送信信号
は、伝播媒体を通過した後ラジオ受信機２２に到達する。送信信号プラスあらゆ
るノイズが、受信機アンテナ１６で受信される。受信信号は、ラジオ周波数プロ
セッサ１８で処理されてベースバンド信号を生成する。特にラジオ・プロセッサ
１８は、信号を増幅し、ミキシングし、濾過し、サンプリングしおよび量子化し
てベースバンド信号を抽出する。結果として得られるベースバンド信号は、送信
された情報信号の復調のためにベースバンド・プロセッサ２０に提供される。
【００２８】 本発明は、第１パス復調からの再符号化された復号シンボルおよび、復調の第
２パスにおける伝播特性（チャンネル推定のような）を更新するのに用いられる
エラー期間の計算のための受信スロットにおける符号化情報の復号を利用する。
このように、チャンネル・トラッカーは、受信信号に対応するチャンネルのチャ
ンネル応答の変化をより正確に追跡する。このように、本発明は、ベースバンド
・プロセッサ２０に組み込まれ、受信信号を復調して送信情報を抽出するのに利
用される。
【００２９】 本発明による伝播特性エスティメータ３２が含まれる無線電話３０の実施例が
、図２のブロック図において示されている。図２に示されるとおり、無線電話３
０には典型的に、送信機３３、受信機２２、ユーザー・インターフェース３６お
よびアンテナ・システム３８が含まれる。アンテナ・システム３８には、アンテ
ナ給電構造４２と１つ以上のアンテナ１６が含まれる。当業者には周知の通り、
送信機３３は、無線電話３０によって送信されるべき情報をラジオ通信に適切な
電磁信号に変換する。受信機２２は、無線電話３０によって受信される電磁信号
を復調し、その信号に含まれる情報が、ユーザーに理解できるフォーマットでユ
ーザー・インターフェース３６に提供されるものとする。受信機２２には、図１
のように、ＲＦプロセッサ１８およびベースバンド・プロセッサ２０が含まれて
おり、伝播特性エスティメータ（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｃｈａｒａｃｔｅｒ
ｉｚａｔｉｏｎ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）３２が、そのベースバンド・プロセッサ
２０に含まれている。携帯無線電話で用いるのに適する、広く様々な送信機３３
、受信機２２およびユーザー・インターフェース３６（例えば、マイクロフォン
、キーパッド、ディスプレイ）が当業者にとっては周知であり、そのような装置
が無線電話３０において実現されている。本発明による伝播特性エスティメータ
３２以外でも、無線電話３０のデザインは当業者にとって周知のものであり、こ
こではさらには記述しない。
【００３０】 図３は、本発明によるベースバンド・プロセッサ２０を示す。図示されるとお
り、アンテナ１６からの受信ベースバンド信号は、適応性伝播特性エスティメー
タ３２の入力に提供され、それには、チャンネル時間分散特性を追跡するチャン
ネル・トラッカー５０および、例えば、空間的に多様なアンテナ１６からの信号
に基づいて空間的に相関する干渉を推定する悪化相関エスティメータ５２が含ま
れる。またベースバンド・プロセッサ２０には、シンボルまたはシーケンス・エ
スティメータ（ｓｙｍｂｏｌ ｏｒ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）
５４が含まれる。伝播特性エスティメータ３２の出力もまた、シンボルまたはシ
ーケンス・エスティメータ５４に提供される。シンボルまたはシーケンス・エス
ティメータ５４の出力は、モード・セレクター５６およびエラー訂正復号器５８
に提供される。復号器５８の出力は、受信信号からの情報を表す復号シンボルを
ユーザ・インターフェース３６に提供し、その復号されたシンボルは、再符号化
されて、伝播特性エスティメータ３２にフィード・バックされる推定を提供する
。
【００３１】 モード・セレクター５６の出力は、適応性伝播特性エスティメータ３２に提供
される。図３においてさらに示されるとおり、モード・セレクター５６もまた、
復号器５８から、再符号化された復号シンボルを提供される。これらのシンボル
は、受信スロットの特定部分と関連するエラー訂正復号器５８を経ての処理後の
、受信信号からの符号化情報の推定に対応する。モード・セレクター５６は、チ
ャンネル・トラッカー（ｃｈａｎｎｅｌ ｔｒａｃｋｅｒ）５０および悪化相関
エスティメータ５２のためにベース帯域幅の選択を提供し、一方で復号されたシ
ンボルが生成されるためのシンボルを復調しながら、チャンネル・トラッカー５
０および悪化相関エスティメータ５２によって更新されるための、検出されたが
復号されていないシンボルとより高い帯域幅を復調する。モード・セレクター５
６はさらに検出されたシンボルよりもむしろ再符号化された復号シンボルの使用
を、高帯域幅での動作の期間、伝播特性を更新するのに用いられるエラー測定の
ための入力として提供する。これらの動作は、２パス復調（２−ｐａｓｓ ｄｅ
ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）により与えられることが理解される。その際、同一の受
信信号が表わすのは、一回目に復号器５８から出力される復号されたシンボルを
生成するよう処理され、そして二回目は再符号化された復号シンボルを用いて処
理され、第２パス間チャンネル・トラッカー５０および悪化相関エスティメータ
５２のより速い更新を可能とするスロットである。したがって、このより高い帯
域幅のチャンネル追跡に基づいて、復調の第２パスでのエスティメータ５４によ
って出力される検出シンボルにおいて、とりわけ速いフェージング状態のもとで
向上したエラー速度が得られる。
【００３２】 図面に明白に示されておらず、ここでも詳細に記述されていないが、まず典型
的に、エスティメータ（等価器）５４が、インターリーブを解除され、そして、
インターリーブされた符号がＡＣＥＬＰ符号のように用いられるとき復号器５８
に送出される。そして、復号器５８の出力が再符号化され、再インターリーブさ
れそしてフィードバックされて、符号化情報を含む受信信号の一部の復調の第１
パスから生成される推定として等価器５４によって用いられる。換言すれば、図
３に示されるように、復号器５８の出力が、直接ユーザー・インターフェース３
６に、また伝播特性化器３２へのフィードバックとして提供されている間、復号
シンボルは、各場合において異なる形態で提供される。例えば、ユーザー・イン
ターフェースについては、典型的には、２進ビット情報が再構築された情報フレ
ームによって提供される。復調の第２パスにおいて用いられるためにフィードバ
ックされる復号シンボルは、シンボルまたはシーケンス・エスティメータ５４に
よって生成される検出シンボル・フォーマットと一致するシンボルの形状で提示
される（換言すれば、それらは再符号化される）。これは、例えば、実（振幅）
および虚（位相）成分双方を有する複素数の形状にある。さらには、チャンネル
推定更新調整は、受信信号においてタイミング・エラーを表すフィードバックさ
れたおよび／または検出されたシンボルの位相成分に基づく。
【００３３】 本発明による動作は、チャンネル・トラッカーと結合されるエスティメータ５
４および悪化相関エスティメータ５２が、コヒーレントな等価器を提供する復調
に用いられるコヒーレントな等価器を参照して理解される。最大可能性シーケン
ス・エスティメータ（ＭＬＳＥ）が、最善のシンボル・シーケンスを探し求める
ための格子で動作するシーケンス・エスティメータ５４として提供される。アン
テナ１６の数を示すのにＬを、また時刻ｋでのＬ個の受信値のベクトルを示すの
にｒkを、および仮定されたシンボルおよびチャンネル推定を用いてＭＬＳＥエ
スティメータによって計算される合成された受信値の対応するベクトルを示すの
にｒ’kを用いて、ここで動作がさらに記述される。ｒ’kの構成要素は、以下の
等式によって示されるような形状にある。 ｃ0ｓk＋ｃ1ｓk-1＋．．．＋ｃMｓk-M ここで、ｓkは、現在仮定されているシンボルであり、ｓk-1，．．．，ｓk-Mは
、ＭＬＳＥ格子の状態によって決定される過去のシンボルおよびｃ0．．．，ｃM はチャンネル・トラッカー５０のチャンネル・タップ推定である。ＭＬＳＥ格子
上の各分岐について、分岐測定は以下の等式に従って計算される。 （ｒk−ｒ’k）HＲk -1（ｒk−ｒ’k） ここで、Ｒkは、アンテナ短期間悪化相関マトリックスである。
【００３４】 前述のとおり、ＭＬＳＥ５４は検出されたシンボルをチャンネル・トラッカー
５０および悪化相関エスティメータ（またはアンテナ・トラッカー）５２に提供
する。チャンネル・トラッカー５０は、検出されたシンボルと受信値とを用いて
チャンネル・タップｃ0．．．，ｃMを更新する。ＬＭＳ型およびカルマン（Ｋａ
ｌｍａｎ）型トラッカーならびに簡易化カルマン・フィルターに基づく自動帰還
トラッカーを含めて、種々のチャンネル追跡技術が、本発明で用いるのに適切で
ある。チャンネル・トラッカー５０の出力は、ＭＬＳＥ５４にフィードバックさ
れ、チャンネル追跡に基づくコヒーレントな復調を提供する。
【００３５】 アンテナ・トラッカー５２も同様に、ＭＬＳＥ５４からの検出されたシンボル
および受信信号を用いて、相関マトリックスＲkまたはそれを反転したものを更
新する。アンテナ追跡に用いるのに適切な追跡技術には、チャンネル追跡で先に
記述されたものが含まれる。アンテナ・トラッカー５２の出力もまた、復調にお
いてＭＬＳ５４によって用いられるために提供される。さらには受信スロットの
始めに、例えば同期バーストに基づいてチャンネル・トラッカー５０によって開
発される初期チャンネル推定が、アンテナ・トラッカー５２にフィードバックさ
れてチャンネル空間ダイバーシティ特性の推定を初期化する。
【００３６】 本発明の利点は、エラー訂正復号器５８からのフィードバックを用いることで
、既知のチャンネル追跡およびアンテナ追跡技術を向上することによって得られ
る。エラー訂正復号器５８はまた、ＡＣＥＬＰスタンダードのもとで提供される
ようなＭＬＳＥ型復号器である。復調で用いられる復号器５８からのフィードバ
ックは、２パス復調によって提供される。第２パスでのＭＬＳＥ５４において、
復号器５８の出力から生成される再符合化シンボルは既知の情報であるとする。
本発明の１つの観点において、フィードバックされた再符号化シンボルが用いら
れて、ＭＬＳＥ５４の格子の推移を直接抑制し、第２パスで、検出されたシンボ
ル出力が、確実に、エラー訂正符号化情報に対応する受信スロットの部分につい
て、再符号化された復号シンボルに対応するものとなる。例えば、格子の分岐マ
トリックスにバイアスを印加して推移を抑制する影響を得ることによって、ＭＬ
ＳＥ５４の直接の抑制が提供される。代わりに、ここで記述されるように、再符
号化された復号シンボルは、伝播特性エスティメータ３２を更新するためのエラ
ー値を生成するのに適当な源を使用するモード・セレクター５６を用いることに
よって、ＭＬＳＥ５４を抑制することなく、伝播特性エスティメータ３２を更新
するのに用いられる。
【００３７】 本発明の教示によると、復号されたシンボル情報を伝播特性エスティメータ３
２に提供する方法にかかわらず、再構築されたシンボル情報が、付加的なパイロ
ット・シンボルとして有効に用いられ、伝播特性エスティメータ３２をトレーニ
ングするためのスロットの始めに典型的に提供される同期シーケンスを補足する
。通常のトラッカーにおいては、通信プロトコールに基づく受信機に既知の初期
同期またはトレーニング・シンボルに対応する受信値をトラッカーが処理してい
るとき、トラッキングのために異なるパラメータの組を用いるのが有益である。
特に、同期またはトレーニング・シンボルが、既知でない検出シンボルに基づい
て更新するよりも、更新によりもっと影響を与えることが可能となるという意味
で、トラッキングは増大した帯域幅を有することが可能となる。
【００３８】 本発明による復号シンボル推定からの情報はまた、アンテナおよびチャンネル
追跡を制御するのにも用いられる。すなわち、チャンネルおよび／またはアンテ
ナ・トラッカーは、復号されたシンボル期間にわたって擬似トレーニング・モー
ドに切り替えられる。擬似トレーニング・モードのために設定される帯域幅また
は利得は、伝統的なトレーニング・モードで用いられるものと同じであるか、例
えば、復号器５８からの推定出力が実際に「既知の」ビットであるかどうかで指
示される確実性に基づいて、帯域幅が増大しまたは減少する復号器５８からのソ
フトな出力に基づいて変化しうる中間帯域幅を有するように選択される。アンテ
ナ・トラッカーおよびチャンネル・トラッカー双方に対してこの擬似トレーニン
グ・モードを提供することによって、双方の技術は、受信機ベース・バンド・プ
ロセッサ２０の性能を向上するようＭＬＳＥ５４の格子を抑制する技術を用いる
ことと組み合わされるとき間接的に利益があることに加えて、復号器のフィード
バックから直接に利益がある。
【００３９】 ２パス多重パス復調について、またＡＣＥＬＰなる特定の符号化フォーマット
を参照して、以上発明が記述されているが、発明はそのような実施例に制限され
るものではないことが理解されるべきである。伝播特性エスティメータをトレー
ニングする目的で擬似の既知ビットとして用いられ処理されるエラー訂正符号化
情報を含む種々の符号化フォーマットで発明は用いられる。さらには、チャンネ
ル・トラッカーおよびアンテナ・トラッカーの双方で動作するよう本発明は記述
されているが、本発明をアンテナ追跡かチャンネル追跡かのいずれかに別々に適
応することによって利益が得られることも理解されるべきである。また、以上の
記述は主に復号器からのハードの決定に向けられているが、それは、追跡回路の
擬似の既知シンボルまたは高帯域幅トレーニングとして用いられる確実性レベル
およびシンボルに基づいて利得の可変帯域幅を提供するソフトの決定復号器出力
で等しく利用することもできることが理解されるべきである。
【００４０】 当業者には理解されるとおり、図１乃至図３における本発明の前述の観点は、
ハードウェア、ソフトウェアまたはそれらの組み合わせによって提供される。既
製電話３０および含まれるベースバンド・プロセッサ２０の種々の構成要素は、
分離した構成要素として示されているが、それらはまた、実際には、入力および
出力ポートを含みソフトウェア符号を走らせるマイクロ・コントローラを用いて
、カスタムまたはハイブリッドのチップによって、分離した構成要素またそれら
の組み合わせによって、集積されて実現されてもよい。例えば、ベースバンド・
プロセッサ２０において代表される全てのまたはいくつかの構成要素は、マイク
ロ・プロセッサまたはデジタル信号プロセッサを用いて、もしくは用途特定集積
回路（ＡＳＩＣ）によって実現される。同様に、図において別々のブロックで示
されるベースバンド・プロセッサ２０の種々の動作はプロセッサでの符号の実行
として実現される。
【００４１】 図４は、本発明で利用されるフレーム（スロット）構造を示す。図４に示され
るとおり、フレームには、トレーニング・シンボルを含む同期部分０からＡ、符
号化されないシンボル情報と関連する情報部分Ｂ〜Ｃ、Ｆ〜ＧおよびＪ〜Ｋおよ
び符号化されたシンボル情報と関連するＤ〜Ｅ、Ｈ〜ＩおよびＹ〜Ｚが含まれる
。フレームの同期部分は、図４における０からＡまでの前もって定義された一連
のシンボルであり、それは、各受信フレームについてのものと同じである。フレ
ームの情報部分には、フレームにおいて送信されるべき情報が含まれる。本開示
に照らして当業者によって理解されるとおり、図４のフレーム構造は単に例示的
なものであり、本発明はどのような特定のフレーム構造にも制限されるように構
築されるものではなく、符号化されないおよび符号化されるシンボル情報が含ま
れる多くのフレーム構造のいずれで用いられてもよい。
【００４２】 動作に際して、各フレームの同期期間の間、モード・セレクター５６は、既知
のシンボルを伝播特性エスティメータ３２に提供する。例えば、これらのシンボ
ルはメモリに蓄積され、受信フレームの同期部分の間にアクセスされる。受信フ
レームの同期部分の間、エスティメータ３２はチャンネル推定の既知の方法をい
くつでも用いて伝播応答特性を推定する。例えば、フレームの同期部分の既知の
シンボルに基づいて実際の受信信号と再構築された信号との間の二乗差分を最小
とする最小二乗（ＬＳ）エスティメータが利用される。
【００４３】 ＬＳエスティメータによって得られるこれらの初期推定が、チャンネル・トラ
ッカー５１およびアンテナ・トラッカー５２についての初期推定として用いられ
る。チャンネルは非常に急速に変化し、またＬＳエスティメータは、トレーニン
グ期間の間、平均チャンネル・パラメータ推定を提供するので、チャンネルを追
跡するのにこれらの初期推定（同期シーケンス直後の情報フィールドの同期期間
（図４においてＢとして表される）の後第１情報シンボルから始まる）を用いる
のは、典型的には望ましくない。代わりに、適応性伝播特性化エスティメータ３
２のチャンネル・トラッカー５０は、最小二乗測定によって提供される初期推定
を用いる同期シーケンスの第１シンボル（図４において０として表される）から
チャンネルを追跡し始め、そして、トレーニング・モードにおける同期シーケン
スの最後のシンボル（Ａ）までチャンネルを追跡する。このポイント（Ａ）での
チャンネル推定は、最小二乗測定によって得られる平均チャンネル推定より信頼
できる。このように、同期シーケンスの間、伝播特性化エスティメータ３２は、
典型的には合理的な値に収束し、そしてトレーニング期間（Ａ）の終わりでの推
定は、トレーニング・モードの間のチャンネルにおける変化に追従する。
【００４４】 トレーニング・シーケンスの後、モード・セレクター５６は、決定に向けられ
たモードに変化し、そしてシンボルまたはシーケンス・エスティメータ５４の出
力をチャンネル・トラッカー５０およびアンテナ・トラッカー５２に提供する。
このように、トレーニング・シーケンス直後の情報シーケンスの第１シンボル（
Ｂ）から始まって、シンボルまたはシーケンス・エスティメータ５４の出力で、
推定されるシンボルは、チャンネル応答の推定に用いられる。決定に向けられた
モードにおけるチャンネル推定は、符号化されないシンボル情報と関連する第１
情報シーケンスの最後のシンボル（Ｃ）まで続く。
【００４５】 伝播特性化エスティメータ３２が、決定指向のモードにおいて動作している間
、それはパラメータ選択に基づいて現実のラジオ・チャンネルを追跡する能力を
失う。典型的には、追跡は決定方向セクションにわたって次第に悪くなる。さら
には、伝播特性化エスティメータ３２はチャンネルの振幅に密接に追従すること
ができるが、推定されるパラメータの位相は実際のチャンネルに関してスリップ
するかもしれない。これらのエラーは、正しくないチャンネル推定として伝播し
、それは結果として正しくないシンボル推定を生じ、さらにそれは結果として正
しくないチャンネル推定を生じる。
【００４６】 受信スロットの復調の第１パスの間、スロットの情報部分の全ては、それが符
号化されない情報であるか符号化される情報であるかに拘らず、伝播特性化エス
ティメータ３２およびモード・セレクター５６による周知の情報よりもむしろ検
出されたものとして取り扱われる。しかしながら受信スロットの復調の第２パス
で、復号された情報部分が前述のように既知のビットとして処理される。したが
って、第２パスの間、モード・セレクター５６は、受信スロットの対応する符号
化された部分の間チャンネル・トラッカー５０およびアンテナ・トラッカー５２
を更新するために、第１パスからの復号シンボルに基づいて情報を用いる。モー
ド・セレクター５６はさらに、復号部分の間、異なる帯域幅の選択を提供する。
したがって、チャンネル・トラッカー５０およびアンテナ・トラッカー５２は、
以前に復号されたシンボル情報を処理するとき、追跡能力を高めるために高いバ
ンド幅で動作し、また受信スロットの情報セグメントの残りの部分の間、ノイズ
および正しくないシンボル決定に対するチャンネル・トラッカーおよびアンテナ
・トラッカーの感度が低減するのを可能とするためにより低い帯域幅で動作する
。
【００４７】 本発明は、ラーズ・リンドボムによる（フェージング移動ラジオ・チャンネル
の簡易化されたカルマン推定：ＬＭＳ計算負荷での高い能力）音響、音声および
信号処理国際会議、ミネアポリス、１９９３年４月において説明されるような、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）チャンネル・モデルの係数、およびカルマン予測
変数の近似の簡易化された確率論的なモデリングに関して以上のように記述され
ている。しかしながら、当業者は、発明がいかなる種類の追跡アルゴリズムにも
応用できるということを理解する。
【００４８】 特定のカルマン型トラッカーが以下に説明される。受信信号を与えるためにデ
ータ・シンボルによって多重化されるチャンネル・タップの共役を用いることに
よって簡易化が提供される。遅延τに対応する各チャンネル係数は２つの状態に
よって表され、それらは状態ベクトルｘを形成する。このベクトルの第１素子は
、チャンネル係数そのものである。第２素子は以下に記述される。また、時間ｋ
についてのチャンネル更新等式は、時間ｋで受信データを用い、ｋ＋１で、すな
わち１ステップ先で、チャンネル係数を予測する。ＭＬＳＥ等価化で決定深さｄ
が用いられ現在の時間ｎでの最善の状態に沿って後をたどることによってｄ前の
より早いシンボルを決定する。所定のチャンネル係数に対する状態ベクトルを更
新するための一般的な式は次のように与えられる。 ここでｘ（ｋ）は時間ｋでの予測される状態ベクトルであり、Ｆは以前の状態推
定を新しい状態推定に関連付けるマトリックスであり、Ｍはステップ・サイズμ 0 （τ）およびμ1（τ）の対角線マトリックスであり、ｓdet（ｋ）は時間ｋ後
からの検出されたシンボル値（ｓdet（ｋ），ｓdet（ｋ−１），．．．）のベク
トルであり、そしてｅ（ｋ）は、時間ｋでの受信および予測データ間の差（エラ
ー）であり、すなわち、 ここで、ｃ（τ，ｋ）は遅延τに対する時間ｋでのチャンネル係数を示す。
【００４９】 チャンネル・トラッカーにはいくつかのパラメータが含まれる。可変の数のチ
ャンネル・タップ（Ｊ）が提供される。状態トラッカーごとのチャンネル・モデ
ルが用いられるならば、ｄは０に設定される。さもなければｄはタップの数に設
定される。このようにトラッカーを実行するのに必要とされる残りのパラメータ
はＦ、μ0（τ）およびμ1（τ）である。
【００５０】 トラッカーは、第２オーダーの自動期間プロセスを備えるチャンネル・タップ
時間展開をモデルとし、ｒdｅｘｐ（±ｊωd）で極を有し、ここでｒdは極半径
、ωdは下式で与えられる角度である。 ここでｆmは、チャンネル（Ｈｚ）での最大ドップラー周波数であり、またｆuは
チャンネル追跡更新速度（通常シンボル速度）である。第３パラメータγ（τ）
があり、それは各チャンネル係数について異なる。このパラメータは信号対ノイ
ズ比（ＳＮＲ）およびタップ・サイズ（すなわちタップ係数の大きさ）に関係す
る。例となる自動帰還トラッカーで、状態は下式によって定義される。
【００５１】 パラメータｒdは、典型的には１の近くに選ばれ、ωdは、遭遇する最大の媒体
スピードに基づいて選択される。そしてこれらのパラメータは第２オーダーのモ
デル・パラメータとＦマトリックスを決定する。 ステップ・サイズμ0（τ）およびμ1（τ）はまたγ（τ）に依存し、それは同
期情報および通常設定γ、典型的には１０-3のような１０のマイナス乗から決定
される。同期の後Ｃ（τ）にチャンネル・タップ遅延τに対応する同期相関値の
二乗された大きさに関係する量を示させる。また、Ｃmaxは、最も強い信号線に
対応して、これらの値の最大のものを示すものとする。そしてγ（τ）値は下式
によって決定される。 ここで これは、さらに２つのパラメータαおよびβを導入し、各々が０と１の間の値を
有する。デジタル・セルラー・システム・アプリケーションに対してαおよびβ
の典型的な最終値は、それぞれ１．０および０．０なる値で平坦フェージング性
能が最適化されるけれども、それぞれ０．０８および０．１７である。一旦γ（
τ）が決定されると、ステップ・サイズは以下の通り計算される。 ここで、 このように、前述のチャンネル・トラッカーは５つの特定デザイン・パラメータ
ｒd、ωd、γ、αおよびβを有する。トラッカーの帯域幅は、ωdおよびγによ
って支配的に決定される。従って、これらのパラメータのいずれかが、本発明に
よる利得調整のために利用される。ωdまたはγを低下させることで利得が低減
され、チャンネル・トラッカーにより低い帯域幅を提供する。
【００５２】 典型的には、次のヴィテルビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムの繰り返しが生
じるとき、時間ｎ−ｄ＋１から時間ｎ＋１でチャンネル係数推定を「外挿する」
必要がある。一般に、状態はｄステップ将来までＦdを掛けることによって予測
できる。このマトリックスの最初の行のみが、第１状態、チャンネル係数を外挿
する必要がある。例えば、ｄ＝２に対して、チャンネル・タップ予測は下式で与
えられる。 ｄ＝０に対して、状態ケースごとのチャンネル・モデルにおけるように、予測は
必要ではない。各チャンネル・タップについての状態は、同期相関（またはトレ
ーニング）値を用いて初期化される。こうして第１状態は同期からの推定で初期
化される。第２状態は、この値の−ａ2倍に設定される。そしてこれらの値は、
検出されたシンボルおよび必ずしも０に等しくないｄの代わりに、既知のシンボ
ルおよびｄ＝０である等式（１）を用いて同期フィールドにわたって「トレーニ
ングされ」る。さらにチャンネル・トラッカーは「ＤＡＭＰＳ１９００チャンネ
ルでの適応性ＭＬＳＥ性能」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅ
ｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ第４６巻３号、１９９７年８月第６３４
乃至６４１頁において記述される。
【００５３】 本発明は、フレームおよびシンボルに関して記述されているが、これらの用語
は一般的な意味で用いられている。このようにフレームは、一般に連続するシン
ボルの前もって定義されたグループ分けを言及する。シンボルは一般に、受信シ
ンボルが、実（振幅）および虚（位相）部分双方によって表される差分位相シフ
ト・キーング（ＤＱＰＳＫ）を用いて提供されるような４元のシンボルのような
、例えば、ビットまたは２元ではないシンボルのような情報ユニットを言及する
。
【００５４】 本発明による動作は、図５のフローチャートを参照してここでさらに記述され
る。ブロック１００で、受信機２２は変調信号を受信し、典型的には受信された
変調信号のフレームまたはスロット・セグメントをバッファーに保留する。受信
信号には、符号化された情報に対応する第１受信信号と符号化されていない情報
に対応する第２受信信号とが含まれる。受信信号は、ＤＱＳＰＳＫ変調を用いて
提供されるような変調信号から送信される情報を表す複素数シンボルとして表さ
れる。ブロック１０２では、受信信号が送信されるチャンネルの伝播特性が初期
化される。フレームの開始でのこの初期化は、典型的には、期間０〜Ａとして図
４に示されるよな変調信号の同期期間に応答して提供される。
【００５５】 図５を参照して記述されるような全ての動作は、単一の受信信号に関して提示
されるが、好ましい実施例においては、受信機には各々が受信信号の出力を提供
し、また各々が関連する伝播特性を有する複数の空間的変位アンテナ１６が含ま
れる。したがって、伝播特性には、チャンネルの時間分散に基づくチャンネル追
跡と受信信号の空間特性に基づくアンテナ追跡の双方が含まれる。これらの根底
にある概念の各々は、当業者には一般に知られておりここでさらに記述する必要
はない。
【００５６】 コンテキストとしては、余分な帯域幅を備えるシステムにおいて、受信信号を
シンボル速度より高いサンプリング速度で処理することは有益である。例えば、
ＩＳ−１３６では、送信機パルスは、典型的には３５％余分の帯域幅を有する。
換言すれば、シンボル速度は２４．３ｋｓｙｍｂｏｌｓ／ｓであり、一方、帯域
幅は３２．８１ｋＨｚである。ベース・ライン復調器は一般にシンボル速度で受
信信号を処理し、それはシンボルごとに１サンプルである。余分の帯域幅は多様
性の形態として見ることができ、アンテナ・ダイバーシティに類似するやり方で
利用される。特に、受信信号は、シンボルごとに２サンプルの速度でサンプルす
ることができる。２サンプルは２つのアンテナとして考えることができ、それに
従って処理される。例えば、単一のアンテナを備える端末は、シンボルごとに２
サンプルを備える受信機を、各サンプルを異なるアンテナから来るものとして取
り扱って用いることができ、それによって単一の受信アンテナのみを備えるシス
テムにおいて本発明のアンテナ追跡の観点を利用する。
【００５７】 ＩＲＣを備えるシステムにおいては、追跡の代わりの形態は、チャンネル・タ
ップ・トラッカーおよび悪化マトリックス・トラッカーを共同で処理するもので
ある。とりわけ、ボトムリー（Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ）による米国特許第５，８２
２，３８０号に記述されるとおり、復調器からのエラー信号が悪化マトリックス
から得られるマトリックスによって処理することができる、エラー信号によって
干渉内容を減衰する。そして、変調されたエラー信号は、チャンネル・タップ・
トラッカーにおいて用いられる。この方法は、プリキャンセレーション（ｐｒｅ
−ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）として言及される。典型的にはプリキャンセレー
ションはチャンネル・タップ推定での干渉の衝撃を低減することによって受信器
性能を向上させる。続いてこれが復調器の性能および悪化マトリクス追跡を向上
させる。
【００５８】 プリキャンセレーションは本発明と組み合わされてもよい。チャンネル・タッ
プ・トラッカーおよび悪化マトリックス・トラッカーの帯域幅は、シンボルが既
知であるか既知でないかまたは再符号化されているかによって変えることができ
る。悪化マトリックスから得られるマトリックスは、それをチャンネル・タップ
・トラッカーにおいて用いるのに先立ってエラー信号を処理するのに用いられる
。
【００５９】 ブロック１０４で示されるように、受信信号は、既知であるよりもむしろ検出
されたシンボルに基づいた更新に適切なベースバンド幅で、チャンネル・トラッ
カーおよびアンテナ・トラッカーを更新しながら、第１復調パスの間に復調され
る。ブロック１０６では、エスティメータ５４からの検出シンボル推定および復
調の第１パスは、復号器５８によって復号され復号シンボル推定を提供する。ブ
ロック１０８では受信スロットは第２パス復調の間に再度復調される。しかしな
がら復調の第１パスとは違って、第２パス復調の間、復号器５８からの復号シン
ボルは、符号化された受信信号の第１パス復調から生成される推定として用いる
ために適切な形に再符号化されて、フィードバックされ、チャンネル・トラッカ
ー５０およびアンテナ・トラッカー５２を更新するのに用いられる。したがって
、チャンネル・トラッカー５０の更新および悪化相関エスティメータ５２の双方
を含んで、伝播特性は、復号シンボルからの擬似既知シンボルの使用に基づいて
より高い帯域幅で更新される。
【００６０】 フレームからの符号化されていない情報が処理されている第２パスでの復調の
部分の間、エスティメータ５４からの検出シンボルならびにチャンネル・トラッ
カー５０およびアンテナ・トラッカー５２についてのベース更新帯域幅の使用に
基づいて、動作し続ける。代わりに、伝播特性は、以下でさらに記述されるよう
に補間されてもよい。
【００６１】 ブロック１１０では、第２パスからの検出シンボルは、復号器５８において復
号され、出力の復号されたシンボルがユーザー・インターフェース３６に提供さ
れる。更なるスロットが受信されておりブロック１１２での処理の準備が整って
いるならば、動作はブロック１００に戻って再開する。したがって前述の復調の
２パス動作（ｔｗｏ−ｐａｓｓ ｏｐｅｒａｔｉｏｎｓ）を通して、本発明は、
復号シンボルに対応する第１受信信号から生成される推定に応答する第１帯域幅
、および受信スロット内に含まれる復号されていないシンボルに対応する第２受
信信号に応答する、第１帯域幅よりも低い第２帯域幅で伝播特性を更新すること
を提供する。チャンネル・トラッカーおよびアンテナ・トラッカーの帯域幅は、
前述の自動帰還チャンネル・トラッカーについての例のような利得調整によって
提供される。
【００６２】 本発明は、本発明による実施例のフローチャートの例示である図５を参照して
記述されている。フローチャートの例示の各ブロックおよびフローチャ−トの例
示におけるブロックの組み合わせは、コンピュータ・プログラムのインストラク
ションによって実現できるということが理解される。これらのプログラムのイン
ストラクションは、プロセッサで実行するインストラクションが、フローチャー
トのブロックにおいて特定される機能を実現する手段を作り出すように、プロセ
ッサに提供されて機械を生産する。コンピュータ・プログラムのインストラクシ
ョンはプロセッサによって実行されて、一連の動作ステップがプロセッサによっ
て行われるものとなり、プロセッサで実行するインストラクションが、フローチ
ャート・ブロックにおいて特定される機能を実現するためのステップを提供する
ように、コンピュータで実現されるプロセスを生産する。
【００６３】 したがって、フローチャートの例示のブロックは、特定の機能を行う手段の組
み合わせ、および特定の機能を行うステップの組み合わせを支持する。フローチ
ャートの例示の各ブロック、およびフローチャートの例示におけるブロックの組
み合わせは、特定の機能またはステップ、あるいは特定の目的のハードウェア、
およびコンピュータのインストラクションの組み合わせを行う特別な目的のハー
ドウェアをベースとするシステムによって実現することができるということもま
た理解される。
【００６４】 チャンネル補間の観点に関する本発明による動作を以下に述べる。まず、図４
を参照すると、補間は、復調の第２パスの間の受信スロットの符号化されていな
い情報部分Ｂ〜Ｃ、Ｆ〜Ｇ、Ｊ〜Ｋの処理への、代わりのアプローチである。符
号化されていない情報部分にわたっての伝播特性の変化は、本質的には符号化さ
れた部分Ｄ〜Ｅ、Ｈ〜Ｉ、Ｙ〜Ｚにおいて得られるチャンネル情報に基づいて補
間される。補間動作は、図６および図７の代わりの実施例を参照することでＤＱ
ＰＳＫ変調信号の場合を参照して記述される。
【００６５】 ＤＱＰＳＫ変調の場合において、符号化された部分からの既知のビット情報は
、異なるシンボルまたは送信されたシンボル間の既知の位相変化に基づいてのみ
実際には知られている。換言すれば、これらのシンボルのグループは、第１復調
パスからの既知のビット情報として取り扱われるものを表す一方で、それは実際
はシンボル間の位相変化のみであって、信頼して既知と考えることができる各々
の絶対的な位相ではない。結果として、既知のシンボルのグループが与えられる
と、これらのシンボルの上に推定されるチャンネルは、実際には、絶対位相にお
いて、プラスπ／２、マイナスπ／２またはπラジアンの位相シフトのオフセッ
トを備えるチャンネルであり得る。本発明によると、絶対位相におけるこの曖昧
さは、ここで記述される補間技術によって受け入れられる。
【００６６】 チャンネル位相を変調技術として定義するチャンネル推定が特異であるので、
４つの可能な絶対位相の１つが、任意に選択される図４におけるＤ〜Ｅのような
シンボルの既知のシーケンスで補間動作が始まる。しかしながら、この既知のシ
ーケンスに従って、既知でないシンボルの復調のために補間されたチャンネル推
定を用いるのに、すなわち期間Ｆ〜Ｇの間、補間されたチャンネル推定の４つの
バージョンが、既知のシンボルＨ〜Ｉなる次の組で４つの可能なチャンネル推定
を表して作り出される。そして、補間されたチャンネル推定は、シンボルＤ〜Ｅ
、Ｈ〜Ｉの既知のセット間の期間Ｆ〜Ｇにおいて既知でないシンボルを復調する
のに用いられる。既知でないシンボルの復調が、一旦セグメントＦ〜Ｇについて
完了したならば、可能な４つの保持されているチャンネル推定の３つが複数の伝
播特性またはチャンネル推定の１つを選択することによってドロップされＨ〜Ｉ
、符号化されていないシンボルを復調するのに用いられる。既知のシンボル（Ｈ
〜Ｉ）の次のポイントでのチャンネル推定の数を１に狭めることによって、プロ
セスは、既知でない及び既知であるシンボルの連続する組にわたって繰り返すこ
とができる。
【００６７】 図６および図７の双方の実施例に示されるとおり、π／２ラジアンの位相シフ
トに対応する複数の伝播特性は、少なくとも、復号シンボルに対応する第１グル
ープのシンボルと復号シンボルに対応する第２グループのシンボルとの間の復調
の部分で保持される。図６の実施例に示されるとおり、４つの別々の伝播特性が
既知でないシンボルの期間全体を通して維持される。換言すれば、既知のシンボ
ルのセット間の既知でないシンボルのシーケンスは、ｃ0として図６に表される
第１既知シンボル・チャンネル推定から、４つの可能な絶対位相のポイント の各々まで既知のシンボルから測定される時間１での既知のチャンネル推定に基
づいて４回別々に復調される。４つの経路の各々に沿っての線形補間が、既知で
ないシンボルのシーケンスの４つの復調の各々について選択される１つの経路で
用いられる。そして時間１での最善の結果に匹敵するものは既知でないシンボル
情報期間の適切な復調シーケンス推定として選択される。例えば、最善の結果の
決定が、ヴィテルビ型ＭＬＳＥ復調アルゴリズムから結果として得られる最善の
測定を提供する４つからシーケンスを選択することに基づき得る。
【００６８】 本発明の前述された動作は、同期シンボルまたは再符号化シンボルのような３
つ以上のブロックを含むように一般化できる。図４を参照すると、ＯＡ、Ｄｅお
よびＨＩを同時に補間のために用いることができる。絶対位相基準が適切でない
ので、ＯＡの位相が基準として固定される。そして、ＨＩの位相が合計１６の可
能性についてそうであるように、ＤＥの位相が、π／２の４つの可能な倍数のあ
いまいさを有する。したがって、ＯＡ、ＤＥおよびＨＩは１６の異なる曲線を描
くのに用いられる。そして復調は１６回適応され、復調測定に基づいて唯一の曲
線が保留される。補間のために３つ以上のブロックを用いる利点は、潜在的にチ
ャンネル推定が向上することである。不利な点は、可能な曲線の数が増大し復調
器の使用がそれに対応して増大することである。
【００６９】 符号化されていない情報の期間にわたっての補間への代わりのアプローチが、
図７に例示されている。図７の実施例において、トラッカーはステップ・バイ・
ステップで動作し、時間０推定から時間１での実際のチャンネル推定に向かって
少しずつ移動する（ と示される）。図６に関してのように は復号シンボルのフィードバックからの「既知の」情報の期間からの「既知の」
チャンネル推定を表し、またｃ1は時間１での正しい絶対位相を表す。復調が、
既知でないビットにわたって進行するときの図７の実施例を用いて、チャンネル
が追跡され、結果として生じるチャンネルのトラッカー推定が、ステップ期間に
わたっての４つの可能な補間されたチャンネル推定と比較される。いくつかの選
択されたシンボルの後、最もよく補間されたチャンネル推定が選ばれ、また復調
はこの選択シーケンスから始まってまた別の期間進行し、その間４つの可能な補
間されたチャンネル推定との比較が再度実行される。この実施例において、最も
よく補間されたチャンネル推定は、最小平均二乗エラー標準に基づいて、最も正
確にチャンネル・トラッカー推定と一致するシーケンスの選択を用いて提供され
る。したがって、例示された実施例のいずれかを用いて、受信スロットの符号化
されていない情報部分にわたってのチャンネル追跡が、スロットの符号化情報部
分に対応する復号シンボル情報を使用して向上される。
【００７０】 図面および明細書においては、発明の典型的に好ましい実施例が開示されてお
り、特定の用語が使用されているけれども、それらは一般的かつ記述的な意味で
のみ用いられており、限定を目的としてはおらず、発明の範囲は特許請求の範囲
で説明されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の教示が利用できるラジオ通信システムを示す。
【図２】 本発明による無線電話のブロック図である。
【図３】 本発明によるベースバンド・プロセッサのブロック図である。
【図４】 本発明の１つの実施例による特定のフレーム構造を示す。
【図５】 本発明の１つの実施例による動作を例示するフロー・チャートである。
【図６】 本発明の第１代わりの実施例によるチャンネル補間を示す。
【図７】 本発明の第２代わりの実施例によるチャンネル補間を示す。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年９月４日（２０００．９．４）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１２】 干渉拒絶／結合（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ／ｃｏｍｂ
ｉｎａｔｉｏｎ）（ＩＲＣ）は、アンテナの多様な受信機において共通のチャン
ネル干渉を緩和するのに用いられるもうひとつの技術である。そのようなアプロ
ーチの例が「多重アンテナ・デジタル・セルラー通信システムにおける干渉拒絶
結合の方法およびそのための装置」という名称の米国特許第５，６８０，４１９
号において提供されている。多重アンテナを備えるＩＲＣの使用は、遅いフェー
ジング状態のもとで受信機能を著しく向上する。しかしながら、速いフェージン
グ状態のもとでは、要請される追跡プロセスでの制限は、典型的にはＩＲＣによ
る性能の向上を制限する。これらの利益の低減は、速いフェージングの間、追跡
プロセスの劣化から結果として生じる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】 多重パス復調（ＭＰＤ）は、通信システムにおける符号化の存在を利用する別
の技術である。従来の受信機は、典型的には、復調と復号を別々に取り扱う。復
調器は、ハードまたはソフトの決定を生み出し、そして復号器段階は、これらの
決定について稼動して最終情報を生み出す。復調と復号のこの分離は、受信機の
設計において、とりわけ通信システムでインターリービングが用いられていると
きに、合理的な複雑さを生じる。インターリーブをベースとするシステムにおい
て、復調器の出力はまず、インターリーブを解除され、そして符号器に送出され
る。多重パス復調は、復号器から復調器へのフィード・バックを使用してシステ
ムの性能を向上する。多重パス復調をベースとする復調器／復号器の例が、「既
知のシンボルを用いるデジタルで変調されたラジオ信号の同時復調および復号」
という名称の米国特許第５，６７３，２９１号において提供されている。その２
９１号特許には、まず受信信号を復調し、そして符号化されたシンボルを復号し
、そして復号器の出力を再符号化することによって得られる情報を復調器にフィ
ード・バックして、符号化されていないシンボルを、性能を向上して再復調する
ことが記載されている。再符号化されるシンボルは、復号器によって、それが同
期符号を利用したのと同じ方法で、既知の符合として利用され、それは送信に先
立ってデータに挿入されていた真に既知のシンボルである。多重パス復調を用い
るさらなる例が、「多重パス復調を用いる符号化されたおよび符号化されていな
いビットを含む変調信号を受信するシステムおよびその方法」という名称の国際 特許出願第ＷＯ−Ａ−００／３３５２７号 において提供されている。 文献ＥＰ−Ａ−０８０２６５６には、チャンネル推定の方法および対応する受 信機が記述されている。ドキュメントＥＰ−Ａ−０６３１３９９には、干渉キャ ンセレーションおよび適応性等価およびダイバーシティ受信の方法および装置が 記述されている。米国特許第５，４８８，６３５号には、複雑さが低減された分 岐測定計算を使用する低複雑性適応性等価器ラジオ受信機が記載されている。文 献ＥＰ−Ａ−０５５０１４３には、移動性ラジオ・チャンネルのためのＭＬＳＥ が記述されている。ベヘシュティス（Ｂｅｈｅｓｈｔｉｓ）らによる論文Ｅｕｒ ｏｐｅａｎ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ ｉｏｎｓ，ＩＴ，Ｅｕｒｏ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ，Ｍｉｌａｎｏ第９巻５号 １９９８年９月１日、第４０３乃至４１８頁には、「ＣＤＭＡシステムのための 共同インター・シンボルおよび多重軸干渉抑制アルゴリズム」（ＸＰ０００７８ ２８０２）が記述されている 。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年１月５日（２００１．１．５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｕ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ， ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，Ｌ Ｒ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ， ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，Ｔ Ｒ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (71)出願人 7001 Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ Ｄｒｉｖ ｅ， Ｐ．Ｏ． Ｂｏｘ 13969， Ｒｅ ｓｅｒａｃｈ Ｔｒｉａｎｇｌｅ Ｐａｒ ｋ， ＮＣ 27709 Ｕ．Ｓ．Ａ． (72)発明者 フルグム、トレイシイ アメリカ合衆国 ノースカロライナ、ダー ラム、 ラスティック ウッド レーン 5913 Ｆターム(参考） 5K004 AA01 AA05 BA02 BB02 BB04 BD01 FA05 FC02 FD02 FD04 FG00 FH03 5K046 AA05 BB01 EE06 EF13

Claims (32)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 無線装置によって受信される変調信号の伝播を特性化する方
    法であって、 復号シンボルに対応する第１受信信号から生成される推定に応答して第１帯域
    幅で、および復号されていないシンボルに対応する第２受信信号に応答して前記
    第１帯域幅よりも低い第２帯域幅で伝播特性を更新する ステップを具備する方法。
  2. 【請求項２】 第１受信信号から生成される前記推定および前記第２受信信
    号は、前記変調信号からの送信情報を表す複素数シンボルである請求項１に記載
    の方法。
  3. 【請求項３】 前記更新ステップには、チャンネル・トラッカーを用いて前
    記変調信号の伝播を特性化するチャンネル推定を保持するステップが含まれてお
    り、ここでそのチャンネル・トラッカーは利得を有し、前記第１帯域幅および前
    記第２帯域幅は、そのチャンネル・トラッカーのその利得を設定することによっ
    て確立される請求項１に記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記変調信号は、それぞれが受信信号出力を提供し、かつそ
    れぞれが関連する伝播特性を有する複数の空間的に異なるアンテナによって受信
    され、また前記更新ステップには、悪化相関エスティメータを用いる前記複数の
    アンテナについての悪化相関マトリックスを保持するステップが含まれており、
    ここで、その悪化相関エスティメータは利得を有していて、前記第１帯域幅およ
    び前記第２帯域幅は、その悪化相関エスティメータのその利得を設定することに
    よって確立される請求項１に記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記更新ステップは、前記変調信号の同期期間に応答する伝
    播特性を初期化するステップに先行される請求項１に記載の方法。
  6. 【請求項６】 変調信号を受信して前記第１受信信号を提供し、 前記第２帯域幅で前記伝播特性を更新する間に前記第１受信信号を復調し、 前記復調された第１受信信号を復号して前記第１受信尊号から生成される前記
    推定を提供し、そして、 前記第１帯域幅で前記伝播特性を更新する間に前記第１受信信号を変調する ステップをさらに具備する請求項１に記載の方法。
  7. 【請求項７】 復号シンボルに対応しない前記変調信号の部分を復調する間
    に前記伝播特性を補間する ステップをさらに具備する請求項１に記載の方法。
  8. 【請求項８】 前記変調信号がＤＱＰＳＫ変調信号であり、また補間するス
    テップが、 復号シンボルに対応するシンボルの第１グループと復号シンボルに対応するシ
    ンボルの第２グループとの間の復調の間π／２ラジアン位相シフトに対応する複
    数の伝播特性を保持し、そして 前記複数の伝播特性の１つを選択してシンボルの前記第１グループと前記第２
    グループとの間の信号を復調するのに用いる ステップをさらに具備する請求項７に記載の方法。
  9. 【請求項９】 伝播特性がチャンネル・トラッカーからのチャンネル推定で
    ある請求項８に記載の方法。
  10. 【請求項１０】 シンボルの前記第２グループと復号シンボルに対応するシ
    ンボルの第３グループとの間の復調の間π／２ラジアン位相シフトに対応する前
    記複数のチャンネル推定を保持し、そして 前記複数のチャンネル推定の１つを選択して、シンボルの前記第２グループと
    前記第３グループとの間の前記信号の復調に用いる ステップが、前記選択ステップに続く請求項９に記載の方法。
  11. 【請求項１１】 前記選択ステップが、最善の測定選択基準に基づいて前記
    複数のチャンネル推定の１つを選択するステップを具備する請求項９に記載の方
    法。
  12. 【請求項１２】 前記選択ステップが、 前記受信された変調信号に基づいて前記変調信号の前記伝播を特性化するチャ
    ンネル推定を保持し、 前記保持されたチャンネル推定を、シンボルの前記第１グループと前記第２グ
    ループとの間の前記信号の部分についての前記複数のチャンネル推定と比較し、
    そして、 前記信号の前記部分についての前記保持されたチャンネル推定と最もよく一致
    する前記複数のチャンネル推定の１つを選択する ステップを具備する請求項９に記載の方法。
  13. 【請求項１３】 シンボルの前記第１グループと前記第２グループとの間の
    前記信号の複数の部分について前記保持するステップ、比較するステップおよび
    選択するステップを繰り返すステップをさらに具備する請求項１２に記載の方法
    。
  14. 【請求項１４】 前記保持されたチャンネル推定と最もよく一致する前記複
    数のチャンネル推定の１つを選択する前記ステップが、最小平均二乗エラー基準
    に基づいて前記保持されたチャンネル推定と最もよく一致する前記複数のチャン
    ネル推定の１つを選択するステップを具備する請求項１２に記載の方法。
  15. 【請求項１５】 あるチャンネルで連続して送信される複数のスロットが含
    まれる変調信号を受信する方法であって、 複数の別々の受信アンテナで、前記送信されるスロットの１つを受信して、各
    々が符号化シンボルに対応する部分および符号化されていないシンボルに対応す
    る部分を有する複数の受信信号を提供し、 第１帯域幅で前記受信信号に応答する前記チャンネルの推定を、そして第２帯
    域幅で前記受信信号に応答する前記複数の別々の受信アンテナについての悪化相
    関推定を更新する間に前記受信信号を復調して、第１スロット推定を提供し、 符号化シンボルに対応する前記受信信号の前記部分に対応する前記第１スロッ
    ト推定の部分を復号して復号シンボル推定を提供し、そして、 前記受信スロットを復調し、前記第１帯域幅よりも大きな第３帯域幅で前記復
    号シンボル推定に応答する前記チャンネルの前記推定を更新し、かつ前記第２帯
    域幅よりも大きい第４帯域幅で前記復号シンボル推定に応答する前記複数の別々
    の受信アンテナについての前記悪化相関推定を更新する間に、第２スロット推定
    を提供する ステップを具備する方法。
  16. 【請求項１６】 符号化されていないシンボルに対応する前記受信信号の前
    記部分の間、前記チャンネルの前記推定を補間する ステップをさらに具備する請求項１５に記載の方法。
  17. 【請求項１７】 符号化されていないシンボルに対応する前記受信信号の前
    記部分の間、前記悪化相関マトリックスを補間する ステップをさらに具備する請求項１６に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 既知の受信シンボルのオフセット期間および既知でない受
    信シンボルの期間を有するＤＱＰＳＫ変調信号を受信する受信機におけるチャン
    ネル補間の方法であって、 既知の受信シンボルの第１グループと既知の受信シンボルの第２グループとの
    間の復調の間π／２ラジアン位相シフトに対応する複数のチャンネル推定を保持
    し、そして 前記複数のチャンネル推定の１つを選択して、既知の受信シンボルの前記第１
    グループと前記第２グループとの間の前記信号を復調するのに用いる ステップを具備する方法。
  19. 【請求項１９】 既知の受信シンボルの前記第２グループと既知の受信シン
    ボルの第３グループとの間の復調の間π／２ラジアン位相シフトに対応する前記
    複数のチャンネル推定を保持し、そして 前記複数のチャンネル推定の１つを選択して、既知の受信シンボルの前記第２
    グループと前記第３グループとの間の前記信号を復調するのに用いる ステップが前記選択するステップに続く請求項１８に記載の方法。
  20. 【請求項２０】 前記選択するステップが、最善の測定選択基準に基づいて
    前記複数のチャンネル推定の１つを選択するステップを具備する請求項１８に記
    載の方法。
  21. 【請求項２１】 前記選択するステップが、 受信ＤＱＰＳＫ信号に基づいてチャンネル応答を追跡し、 その追跡されたチャンネル応答を、シンボルの前記第１グループと前記第２グ
    ループとの間の前記信号の部分についての前記複数のチャンネル推定と比較する
    ステップを具備する請求項１８に記載の方法。
  22. 【請求項２２】 シンボルの前記第１グループと前記第２グループとの間の
    前記信号の複数の部分について、前記保持するステップ、比較するステップおよ
    び選択するステップを繰り返すステップをさらに具備する請求項２１に記載の方
    法。
  23. 【請求項２３】 前記追跡されたチャンネル応答と最もよく一致する前記複
    数のチャンネル推定の１つを選択する前記ステップが、最小平均二乗エラー基準
    に基づいて前記追跡されたチャンネル応答と最もよく一致する前記複数のチャン
    ネル推定の１つを選択するステップを具備する請求項１２に記載の方法。
  24. 【請求項２４】 無線装置によって受信される変調信号の伝播を特性化する
    システムであって、 復号されたシンボルに対応する第１受信信号から生成される推定に応答する第
    １帯域幅で、および復号されていないシンボルに対応する第２受信信号に応答す
    る前記第１帯域幅よりも低い第２帯域幅で、伝播特性を更新する手段を具備する
    システム。
  25. 【請求項２５】 前記更新する手段が、チャンネル・トラッカーを用いて前
    記変調信号の伝播を特性化するチャンネル推定を保持する手段をさらに具備し、
    ここでそのチャンネル・トラッカーは利得を有し、また前記第１帯域幅および前
    記第２帯域幅はそのチャンネル・トラッカーのその利得を設定することによって
    確立される請求項２４に記載のシステム。
  26. 【請求項２６】 前記変調信号が、それぞれが受信信号出力を提供しかつそ
    れぞれが関連する伝播特性を有する複数の空間的に変位されたアンテナによって
    受信され、また前記更新する手段には悪化相関エスティメータを用いて前記複数
    のアンテナについての悪化相関マトリックスを保持する手段が含まれ、ここで前
    記悪化相関エスティメータは利得を有し、前記第１帯域幅および前記第２帯域幅
    はその悪化相関エスティメータのその利得を設定することによって確立される請
    求項２５に記載のシステム。
  27. 【請求項２７】 前記変調信号を受信して前記第１受信信号を提供する手段
    と、 前記第２帯域幅で前記伝播特性を更新する間に、前記第１受信信号を変調する
    手段と、 前記変調された第１受信信号を復号してその第１受信信号から生成される前記
    推定を提供する手段と、 前記第１帯域幅で前記伝播特性を更新する間に、前記第１受信信号を変調する
    手段と をさらに具備する請求項２６に記載のシステム。
  28. 【請求項２８】 復号シンボルに対応しない前記変調信号の部分の復調の間
    、前記伝播特性を補間する手段をさらに具備する請求項２７に記載のシステム。
  29. 【請求項２９】 既知の受信シンボルのオフセット期間および既知でない受
    信シンボルの期間を有するＤＱＰＳＫ変調信号を受信する受信機におけるチャン
    ネル補間のためのシステムであって、 既知の受信シンボルの第１グループと既知の受信シンボルの第２グループとの
    間の復調の間、π／２ラジアン位相シフトに対応する複数のチャンネル推定を保
    持する手段と、 前記複数のチャンネル推定の１つを選択して、既知の受信シンボルの前記第１
    グループと前記第２グループとの間の前記信号を復調するのに用いる手段と を具備するシステム。
  30. 【請求項３０】 前記保持する手段が、既知の受信シンボルの前記第２グル
    ープと既知の受信シンボルの第３グループとの間の復調の間、π／２ラジアン位
    相シフトに対応する前記複数のチャンネル推定を保持する手段をさらに具備し、
    また、前記選択する手段が、前記複数のチャンネル推定の１つを選択して、既知
    の受信シンボルの前記第２グループと前記第３グループとの間の前記信号を復調
    するのに用いる手段をさらに具備する請求項２９に記載のシステム。
  31. 【請求項３１】 前記選択する手段が、最善の測定選択基準に基づいて前記
    複数のチャンネル推定の１つを選択する手段をさらに具備する請求項２９に記載
    のシステム。
  32. 【請求項３２】 前記選択する手段が、 前記受信ＤＱＰＳＫ信号に基づいてチャンネル応答を追跡する手段と、 前記追跡されたチャンネル応答を、シンボルの前記第１グループと前記第２グ
    ループとの間の前記信号の部分についての前記複数のチャンネル推定と比較する
    手段と、 前記信号の前記部分についての前記追跡されたチャンネル応答と最もよく一致
    する前記複数のチャンネル推定の１つを選択する手段と をさらに具備する請求項２９に記載のシステム。
JP2000586056A 1998-11-30 1999-09-14 復号シンボルを用いる適応性チャンネルの特性化 Pending JP2002532006A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/201,623 US6320919B1 (en) 1998-11-30 1998-11-30 Adaptive channel characterization using decoded symbols
US09/201,623 1998-11-30
PCT/US1999/021354 WO2000033526A1 (en) 1998-11-30 1999-09-14 Adaptive channel characterization using decoded symbols

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2002532006A true JP2002532006A (ja) 2002-09-24

Family

ID=22746581

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000586056A Pending JP2002532006A (ja) 1998-11-30 1999-09-14 復号シンボルを用いる適応性チャンネルの特性化

Country Status (9)

Country Link
US (1) US6320919B1 (ja)
EP (1) EP1135908B8 (ja)
JP (1) JP2002532006A (ja)
CN (1) CN1328737A (ja)
AT (1) ATE296010T1 (ja)
AU (1) AU6044099A (ja)
BR (1) BR9915776A (ja)
DE (1) DE69925378T2 (ja)
WO (1) WO2000033526A1 (ja)

Families Citing this family (67)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6226318B1 (en) * 1998-03-31 2001-05-01 Zenith Electronics Corporation Detection of code vectors in single frequency, multiple transmitter networks
US6252910B1 (en) 1998-11-11 2001-06-26 Comspace Corporation Bandwidth efficient QAM on a TDM-FDM system for wireless communications
SE516962C2 (sv) * 1999-11-25 2002-03-26 Ericsson Telefon Ab L M Digital kommunikationsmottagare med inbyggd styrenhet för in- och urkoppling av kanalföljare beroende av kommunikationskanalens kvalitet
US6868120B2 (en) * 2000-02-08 2005-03-15 Clearwire Corporation Real-time system for measuring the Ricean K-factor
FI118877B (fi) * 2000-06-19 2008-04-15 Valtion Teknillinen Liiketilan estimointi
DE10040222A1 (de) * 2000-08-17 2002-02-28 Marconi Comm Gmbh Verfahren zum Betreiben eines Nachrichten-Empfängers
US6594793B1 (en) * 2000-09-08 2003-07-15 Ericsson Inc. Methods and systems for multiplexing and decoding variable length messages in digital communications systems
US20020097686A1 (en) * 2000-11-20 2002-07-25 Qiu Robert C. Long-range prediction of fading signals for WCDMA high speed downlink packet access (HSDPA)
US6901120B2 (en) * 2000-12-06 2005-05-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for iterative parameter estimation
US7050513B1 (en) * 2001-02-20 2006-05-23 Comsys Communications & Signal Processing Ltd. Block based channel tracking using weighted recursive least squares
WO2004040403A2 (en) 2001-04-27 2004-05-13 The Directv Group, Inc. Lower complexity layered modulation signal processor
US7471735B2 (en) 2001-04-27 2008-12-30 The Directv Group, Inc. Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations
US7184473B2 (en) * 2001-04-27 2007-02-27 The Directv Group, Inc. Equalizers for layered modulated and other signals
US7423987B2 (en) 2001-04-27 2008-09-09 The Directv Group, Inc. Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals
US8005035B2 (en) 2001-04-27 2011-08-23 The Directv Group, Inc. Online output multiplexer filter measurement
US7822154B2 (en) 2001-04-27 2010-10-26 The Directv Group, Inc. Signal, interference and noise power measurement
US7583728B2 (en) 2002-10-25 2009-09-01 The Directv Group, Inc. Equalizers for layered modulated and other signals
US7209524B2 (en) 2001-04-27 2007-04-24 The Directv Group, Inc. Layered modulation for digital signals
US7035359B2 (en) * 2001-10-11 2006-04-25 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson Methods and apparatus for demodulation of a signal in a signal slot subject to a discontinuous interference signal
KR100810350B1 (ko) * 2002-01-07 2008-03-07 삼성전자주식회사 안테나 어레이를 포함하는 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 다양한 채널상태에 따른 데이터 송/수신 장치 및 방법
DE10228159A1 (de) * 2002-06-24 2004-01-22 Rhode & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren zur Entzerrung und Demodulation eines über einen zeitveränderlichen Kanal übertragenen Datensignals
ES2604453T3 (es) 2002-07-03 2017-03-07 The Directv Group, Inc. Método y aparato para modulación en capas
GB2392067B (en) * 2002-08-16 2005-04-06 Toshiba Res Europ Ltd Channel estimation apparatus and methods
US7715508B2 (en) 2005-11-15 2010-05-11 Tensorcomm, Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
FR2846813B1 (fr) * 2002-11-05 2005-01-28 Eads Defence & Security Ntwk Procede et dispositif d'apprentissage d'un dispositif de linearisation d'un amplificateur rf, et terminal mobile incorporant un tel dispositif
US7386057B2 (en) 2003-02-20 2008-06-10 Nec Corporation Iterative soft interference cancellation and filtering for spectrally efficient high-speed transmission in MIMO systems
US7933255B2 (en) 2003-04-07 2011-04-26 Bellow Bellows Llc Multi-antenna wireless data processing system
US7389096B2 (en) 2003-04-07 2008-06-17 Bellow Bellows Llc Monitoring system using multi-antenna transceivers
US8014374B2 (en) 2003-04-07 2011-09-06 Bellow Bellows Llc System and method for achieving timing compatibility with multi-antenna wireless data protocols
US7646744B2 (en) 2003-04-07 2010-01-12 Shaolin Li Method of operating multi-antenna wireless data processing system
US7512083B2 (en) 2003-04-07 2009-03-31 Shaolin Li Single chip multi-antenna wireless data processor
US6868276B2 (en) * 2003-06-17 2005-03-15 Nokia Corporation Method and apparatus for estimating carrier frequency offset and fading rate using autoregressive channel modeling
US7826516B2 (en) 2005-11-15 2010-11-02 Rambus Inc. Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems with multiple receive antennas
US7991088B2 (en) * 2005-11-15 2011-08-02 Tommy Guess Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US7489733B2 (en) * 2005-04-18 2009-02-10 Motorola, Inc. Channel estimation using a minimized channel prediction interval
US20070110135A1 (en) 2005-11-15 2007-05-17 Tommy Guess Iterative interference cancellation for MIMO-OFDM receivers
US8261169B2 (en) * 2006-05-19 2012-09-04 Panasonic Corporation Wireless communication apparatus and wireless communication method
US7657228B2 (en) * 2006-05-30 2010-02-02 Intel Corporation Device, system and method of noise identification and cancellation
US7983363B2 (en) * 2006-10-31 2011-07-19 Qualcomm Incorporated Receiver for the geosynchronous (GEO) satellite reverse link using tail-biting code
US20080188253A1 (en) * 2007-01-31 2008-08-07 Ntt Docomo, Inc. Method and system for wireless design subject to interference constraints
US8275314B1 (en) 2007-08-13 2012-09-25 Marvell International Ltd. Bluetooth scan modes
US9048945B2 (en) 2007-08-31 2015-06-02 Intel Corporation Antenna training and tracking protocol
US8577305B1 (en) 2007-09-21 2013-11-05 Marvell International Ltd. Circuits and methods for generating oscillating signals
US8588705B1 (en) 2007-12-11 2013-11-19 Marvell International Ltd. System and method of determining Power over Ethernet impairment
EP2635077B1 (en) 2008-06-16 2016-11-23 Marvell World Trade Ltd. Short-range wireless communication
US8310967B1 (en) 2008-06-19 2012-11-13 Marvell International Ltd. Infrastructure and ad-hoc node device
US8600324B1 (en) 2008-06-27 2013-12-03 Marvell International Ltd Circuit and method for adjusting a digitally controlled oscillator
US8472968B1 (en) 2008-08-11 2013-06-25 Marvell International Ltd. Location-based detection of interference in cellular communications systems
US9288764B1 (en) 2008-12-31 2016-03-15 Marvell International Ltd. Discovery-phase power conservation
US8472427B1 (en) 2009-04-06 2013-06-25 Marvell International Ltd. Packet exchange arbitration for coexisting radios
US9066369B1 (en) 2009-09-16 2015-06-23 Marvell International Ltd. Coexisting radio communication
US8340034B1 (en) 2009-11-11 2012-12-25 Marvell International Ltd. Bluetooth and wireless LAN arbitration
US8767771B1 (en) 2010-05-11 2014-07-01 Marvell International Ltd. Wakeup beacons for mesh networks
EP2630827B1 (en) 2010-10-20 2018-11-21 Marvell World Trade Ltd. Pre-association service discovery
US8750278B1 (en) 2011-05-26 2014-06-10 Marvell International Ltd. Method and apparatus for off-channel device invitation
GB2492329B (en) 2011-06-24 2018-02-28 Skype Video coding
US8983557B1 (en) 2011-06-30 2015-03-17 Marvell International Ltd. Reducing power consumption of a multi-antenna transceiver
GB2495468B (en) 2011-09-02 2017-12-13 Skype Video coding
GB2495467B (en) 2011-09-02 2017-12-13 Skype Video coding
GB2495469B (en) * 2011-09-02 2017-12-13 Skype Video coding
US9125216B1 (en) 2011-09-28 2015-09-01 Marvell International Ltd. Method and apparatus for avoiding interference among multiple radios
US9036517B2 (en) 2012-01-09 2015-05-19 Marvell World Trade Ltd. Methods and apparatus for establishing a tunneled direct link setup (TDLS) session between devices in a wireless network
US9215708B2 (en) 2012-02-07 2015-12-15 Marvell World Trade Ltd. Method and apparatus for multi-network communication
US9609676B1 (en) 2012-03-30 2017-03-28 Marvell International Ltd. Efficient transition from discovery to link establishment
US9450649B2 (en) 2012-07-02 2016-09-20 Marvell World Trade Ltd. Shaping near-field transmission signals
US8971431B1 (en) * 2013-08-30 2015-03-03 Amlogic Co., Ltd. Channel estimation for OFDM signals
EP3544248A1 (en) * 2018-03-20 2019-09-25 Centre National D'etudes Spatiales Adaptive detection function based on statistical propagation channel estimation for gnss receivers

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4621365A (en) * 1984-11-16 1986-11-04 Hughes Aircraft Company Synchronization preamble correlation detector and frequency estimator
CA2083304C (en) 1991-12-31 1999-01-26 Stephen R. Huszar Equalization and decoding for digital communication channel
US5363408A (en) * 1992-03-24 1994-11-08 General Instrument Corporation Mode selective quadrature amplitude modulation communication system
US5432821A (en) * 1992-12-02 1995-07-11 University Of Southern California System and method for estimating data sequences in digital transmissions
JP2885612B2 (ja) 1993-06-25 1999-04-26 日本電気株式会社 干渉波除去装置
US5488635A (en) 1993-10-29 1996-01-30 General Electric Company Low complexity adaptive equalizer radio receiver employing reduced complexity branch metric calculation
US5680419A (en) 1994-08-02 1997-10-21 Ericsson Inc. Method of and apparatus for interference rejection combining in multi-antenna digital cellular communications systems
FR2747870B1 (fr) 1996-04-19 1998-11-06 Wavecom Sa Signal numerique a blocs de reference multiples pour l'estimation de canal, procedes d'estimation de canal et recepteurs correspondants
US6185259B1 (en) * 1996-06-12 2001-02-06 Ericsson Inc. Transmitter/receiver for GMSK and offset-QAM
US5822380A (en) 1996-08-12 1998-10-13 Ericsson Inc. Apparatus and method for joint channel estimation
US6005897A (en) * 1997-12-16 1999-12-21 Mccallister; Ronald D. Data communication system and method therefor

Also Published As

Publication number Publication date
CN1328737A (zh) 2001-12-26
BR9915776A (pt) 2001-08-14
ATE296010T1 (de) 2005-06-15
EP1135908B1 (en) 2005-05-18
DE69925378T2 (de) 2006-05-11
AU6044099A (en) 2000-06-19
WO2000033526A1 (en) 2000-06-08
US6320919B1 (en) 2001-11-20
EP1135908B8 (en) 2005-07-13
DE69925378D1 (de) 2005-06-23
EP1135908A1 (en) 2001-09-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2002532006A (ja) 復号シンボルを用いる適応性チャンネルの特性化
KR960006476B1 (ko) 이동 디지탈 셀룰라 수신기의 최대 공산 순차 추정에 기초한 등화 방법
KR970007362B1 (ko) 수신기에서의 손상된 신호 등화 장치 및 방법
US5465271A (en) Post detection weighted vector combining diversity receivers using phase metrics for mobile and indoor radio channels
US6411649B1 (en) Adaptive channel tracking using pilot sequences
US5513221A (en) Doppler bandwidth dependent estimation of a communications channel
JP2001506072A (ja) ディジタル的に変調された信号の双方向復調方法および装置
EP0430481A2 (en) Method and apparatus for diversity reception of time-dispersed signals
JP2003503961A (ja) Ｄｃオフセット補償を伴う等化
WO2000025447A2 (en) Diversity receiver for radio communications
JP2002534844A (ja) モバイル無線システムにおける適応等化技法の改良された方法
JP2001511623A (ja) デジタル通信システムにおける隣接チャネルの信号をジョイント復調するための装置および方法
JP2003506959A (ja) 空間ダイバーシティ・ワイアレス通信（無線）受信装置
EP2131543B1 (en) Receiver architecture
US6314148B1 (en) Synchronization tracking method
US5659576A (en) Balanced processing based on receiver selection
US6370189B1 (en) Apparatus and methods for variable delay channel tracking
EP0958666B1 (en) Compensation of doppler shift in a mobile communication system
JP2001506459A (ja) 混信阻止組合せおよび周波数補正
US6757547B1 (en) Methods and devices for improving the performance of wireless devices using speed and noise metrics