CN1295884C - 信息发送装置、信息发送方法、信息接收装置和信息接收方法 - Google Patents

Abstract

在此提供一种高性能解码处理，其使得设计的自由度大大增加。数据发送和接收***的发送装置(10)包括转换器(11₀、11₁和11₂)、乘法器(12₀、12₁和12₂)、加法器(13₀和13₁)以及发送单元14。转换器(11₀、11₁和11₂)把信息位序列b⁽⁰⁾、b⁽¹⁾和b⁽²⁾分别转换为编码序列x⁽⁰⁾、x⁽¹⁾和x⁽²⁾。乘法器(12₀、12₁和12₂)分别把该编码序列x⁽⁰⁾、x⁽¹⁾和x⁽²⁾乘以常数a⁽⁰⁾、a⁽¹⁾和a⁽²⁾。加法器(13₀)把对于各个元素由乘法器(12₀、12₁)所产生的常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾和a⁽¹⁾x⁽¹⁾相加。加法器(13₁)把由加法器(13₀)所产生的求和编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾与由乘法器(12₂)所产生的常数倍乘编码序列a⁽²⁾x⁽²⁾相加。发送单元14把由加法器(13₁)所产生的一个求和编码序列g发送到外部装置，作为发送信号g’。

Description

信息发送装置、信息发送方法、信息接收装置和信息接收方法

技术领域

本发明涉及一种信息发送装置和信息发送方法，其用于把信息的格式转换为预定格式并且用于发送具有预定格式的信息，并且还涉及一种信息接收装置和信息接收方法，其用于从该信息发送装置接收包括一个代码序列以及添加到该代码序列的预定噪声的信号。

背景技术

在最近几年，人们在例如移动通信和外层空间通信这样的通信领域以及例如地面波广播和卫星数字广播这样的广播领域中进行深入的研究。随着这种研究的进行，人们还为了增加纠错编码和解码处理的效率和在编码领域中进行其他研究。

作为通信线编码性能的一个理论限制，已知有由所谓Shannon通信线编码理论所给出的C.E.Shannon极限。

为了开发表现出接近于Shannon极限的性能的一种代码进行在编码理论方面的研究。在最近几年，作为通过表现出接近于Shannon极限的性能的编码方法所产生的代码，例如，已经开发出所谓的并行链接卷积码以及所谓的串行连接卷积码，其在下文中分别被简称为PCCC和SCCC。

另一方面，在最近几年，人们还在对这些代码的解码方法进行研究。具体来说，通过对在链接码中的内部码的解码输出和采用重复解码方法的每个重复解码操作的输执行软输出操作而降低符号误码率。另外，还对适用于这种代码的解码方法进行广泛的研究。作为对于使得对例如卷积码这样的预定代码进行解码的处理中使符号误码率最小，例如已知有基于BCJR算法和基于max-log-MAP算法以及log-MAP算法的技术，这些技术都是改进的BCR算法。BCR算法在Bahl，Cocke，Jelinek和Raviv所著的标题为“用于使符号误码率最小的线性码的最佳解码”，IEEE Trans.Inf.Theory，vol.IT-20，pp.284-287，Mar.1974的参考文献中描述。另一方面，max-log-MAP算法和log-MAP算法在Robertson，Villebrun和Hoeher所著的标题为“A Comparison of Optimal andSub-Optimal MAP Decoding Algorithms Operating in the Domain”，IEEE Int.Conf.On Communications，pp.1009-1013，June 1995的参考文献中描述。max-log-MAP算法和log-MAP算法在下文中分别被称为max-log-BCJR算法和log-BCJR算法。通过在执行基于BCR算法、max-log-BCJR算法和log-BCJR算法的MAP(Maximum A Posteriori(最大值归纳))的多个解码器之间执行所谓的重复解码操作而解码上述PCCC和SCCC。

通过这种方式，一个编码处理之后接着对于作为编码处理的结果而获得的位数据执行信号点映射。该信号点映射基于预先确定的多数值调制技术。该多数值调制技术的例子是8-PSK(相移键控)调制技术、16-QAM(正交调幅)技术和64-QAM(正交调幅)技术。

但是，如果一个编码处理之后接着基于预先确定的多数值调制技术的信号点映射，不可能使对于该解码数据的噪声的容限完全与对于通过该映射所发现的噪声的容限完全匹配。结果，包括位误码率的传输特性下降。

因此本发明的一个目的是解决上述问题，即提供一种信息发送装置和信息发送方法，其能够简单地实现高性能的编码处理，这作为新开发的理论上被认为是对于一般采用多数值调制技术的编码处理最佳的编码技术的最新发展的结果。

另外，本发明的另一个目的是提供一种信息接收装置和信息接收方法，其能够以高准确度容易地解码作为由信息发送装置和信息放送方法所产生的结果而获得的数据。

发明内容

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，在此提供一种信息发送装置，其用于在信息发送之前把输入信息的格式转换为一种预定格式，其特征在于该信息发送装置包括：第一转换装置，用于把包括预定数目的位数的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第一转换装置所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少一个第二转换装置，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少一个第二乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第二转换装置所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法装置，用于把作为乘法处理的结果由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法处理的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生一个求和编码序列；发送装置，用于发送该求和编码序列作为一个发送信号。

如上文所述，在由本发明所提供的信息发送装置中，该加法装置把作为第一编码序列和第一常数的乘积由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列加上作为的第二编码序列和第二常数的乘积由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列，以产生一个求和编码序列，并且该发送装置发送该求和编码序列。

另外，根据实现上述目的的本发明，这是提供一种信息发送方法，其用于在发送信息之前把输入信息的格式转换为预定格式，其中包括：第一转换处理，用于把包括预定数目的位数的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法处理，用于把作为转换的结果由第一转换处理所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少一个第二转换处理，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少一个第二乘法处理，用于把作为转换的结果由第二转换处理所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法处理，用于把作为乘法的结果由第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法的结果由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生一个求和编码序列；发送处理，用于发送该求和编码序列作为一个发送信号。

如上文所述，在由本发明所提供的信息发送方法的加法处理中，作为第一编码序列和第一常数的乘积由第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列被加到作为第二编码序列和第二常数的乘积由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列，以产生一个求和编码序列，并且在该信息发送方法的发送处理中，该求和编码序列被发送。

另外，根据实现上述目的的本发明，在此提供一种用于接收一个接收信号的信息接收装置，该接收信号包括一个求和编码序列以及添加到由信息发送装置所发送的求和编码序列上的预定噪声，该信息接收装置包括：第一转换装置，用于把包括预定数目的位数的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法装置，用于把作为转换结果由该第一转换装置所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少一个第二转换装置，用于把包括预定数目的位数的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少一个第二乘法装置，用于把作为转换的结果由第二转换装置所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法装置，用于把作为乘法的结果由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生求和编码序列；以及发送装置，用于发送该求和编码序列，作为发送信号，其中该信息接收装置的特征在于该信息接收装置包括：用于接收该接收信号的接收装置；以及解码装置，用于根据从该接收装置接收的所接收数值执行解码处理，以产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一。

如上文所述，在由本发明所提供的信息接收装置中所采用的解码装置执行解码处理，以根据包含求和编码序列和添加到由加法装置所产生的求和编码序列中的预定噪声的所接收数值，产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一，该加法装置把作为乘法处理的结果由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列加上作为乘法处理的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列。

另外，根据实现上述目的的本发明，在此提供一种用于接收一个接收信号的信息接收方法，该接收信号包括一个求和编码序列以及添加到由一种信息发送方法所发送的求和编码序列上的预定噪声，该信息接收方法包括：第一转换处理，用于把包括预定数目的位数的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法处理，用于把作为转换结果由该第一转换处理所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少一个第二转换处理，用于把包括预定数目的位数的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少一个第二乘法处理，用于把作为转换的结果由第二转换处理所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法处理，用于把作为乘法的结果由第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法的结果由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生求和编码序列；以及发送处理，用于发送该求和编码序列，作为发送信号，其中该信息接收方法的特征在于该信息接收方法包括：输入该接收信号的接收处理；以及解码处理，用于根据从该接收处理接收的所接收数值执行解码处理，以产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一。

如上文所述，在由本发明所提供的信息接收方法中执行解码处理，以根据包含求和编码序列和添加到求和编码序列中的预定噪声的所接收数值，产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一，在该加法处理中把在第一乘法处理中所产生的第一常数倍乘编码序列加上在第二乘法处理中产生的第二常数倍乘编码序列。

附图说明

图1为示出在本发明的编码处理中的定义的示意图；

图2为示出由本发明的一个实施例所实现的数据发送和接收***的一个发送装置所执行的编码处理中产生的一个常数倍乘编码序列中的信号点的位置的示意图；

图3为示出由相同的数据发送和接收***所执行的编码处理中把两个常数倍乘编码序列相加的结果所产生的一个求和编码序列中的信号点的位置的示意图；

图4为示出由相同的数据发送和接收***所执行的编码处理从把三个常数倍乘编码序列相加的结果所产生的一个求和编码序列中的信号点的位置的示意图；

图5为示出通过采用一种普通的4ASK调制技术所产生的信号点的位置的示意图；

图6为示出对于12dB的信噪比所获得的信号点的位置的示意图；

图7为示出对于1.96dB的信噪比所获得的信号点的位置的示意图；

图8为示出图7中所示的信号点位置的放大部分的示意图，这是接近于1位信息量的区域的一个点的部分；

图9为示出该相同的数据发送和接收***的发送装置的实际和具体结构的方框图；

图10为示出在该发送装置中采用的转换器的具体结构的方框图；

图11为示出在该发送装置中所采用的单元编码器的具体结构的方框图；

图12为示出用于执行根据本发明的解码处理的普通接收装置的结构的方框图；

图13为示出该相同的数据发送和接收***的接收装置的实际和具体结构的方框图；

图14为示出一种普通的turbo解码器的结构的方框图；

图15为示出在相同的接收装置中所采用的解码器的具体结构的方框图；

图16为示出在相同的接收装置中所采用的信道估计单元的结构的方框图，具体来说为示出用于通过使用用于信息位序列的经验概率信息(posteriori probalility information)查找一个硬判决值序列的信道估计单元的结构的方框图；

图17为示出在相同的接收装置中所采用的信道估计单元的另一个结构的方框图，具体来说为示出用于通过使用用于信息位序列的经验概率信息查找一个硬判决值序列的信道估计单元的结构的方框图；

图18为示出一种数据发送和接收***的结构的方框图，其中该接收装置以清楚和简单的方式识别一个通信线路的状态作为自适应编码处理的一部分；

图19为示出一种数据发送和接收***的结构的方框图，其中该接收装置以清楚和简单的方式识别一个通信线路的状态作为自适应编码处理的一部分，具体来说为示出一种数据发送和接收***的结构的方框图，该***以一种清楚和简单的方式给出一个编码参数改变的预先通知；

图20为示出一种数据发送和接收***的结构的方框图，其中该发送装置以清楚和简单方式识别通信线路的状态作为自适应编码处理的一部分，具体来说为示出一种数据发送和接收***的结构的方框图，其中该发送装置包括在当前时间数据中的当前时间编码参数，并且以清楚和简单方式把包括当前时间编码参数的当前时间数据发送到该接收装置；

图21为示出用于查找在AWGN信道中的特性的模拟中所用的代码配置的示意图；

图22为示出表示通过相同模拟所查找的AWGN信道中的特性的曲线的示意图；

图23为示出在用于查找在一个自由交织瑞利信道中的特性的模拟中所用的代码配置的示意图；

图24为示出表示通过相同的模拟所查找的在自由交织瑞利信道中的特性的曲线的示意图；

图25为示出作为通过使用用于瑞利信道的编码参数估计在一个静态信道中的特性的结果而获得的代码配置的示意图；

图26为示出通过把QPSK调制技术用作为由在相同的发送装置中采用的转换器执行的编码处理所获得的求和编码序列中的信号点的位置的示意图。

具体实施方式

下面参照附图详细描述本发明的具体实施例。

本实施例实现应用于信道模型的数据发送和接收***，其中数字信息通过未在图中示出的发送装置而编码，然后该发送装置的输出被通过一个具有噪声的传输线路发送到未在图中示出的接收装置。在该数据发送和接收***中，该发送装置能够通过使用将在下文中所述的具有较小传输速率的代码形成具有较大传输速率的代码。该发送装置执行解码处理，其改变现有的信号点映射方法的概念。另一方面，该数据发送和接收***的接收装置容易高度准确地对已经由该发送装置所编码的代码进行解码。

首先，在说明该数据发送和接收***之前，本发明的一种编码处理被定义如下。

将在下文中所述的编码处理是所谓的通信线路编码处理，其可以根据作为对于给定的通信线路转换现有信息的信号的一种处理的宽泛定义而解释。其中最重要的通信线路是由添加有白高斯噪声的欧几里德空间所表示的通信线路。该数据发送领域中，通常会出现例如发送速度[位/秒]和占据带宽的这样的问题。但是，根据采样理论，由于在1[s]×1[Hz]中的信号可以通过使用两个实数和一个复数来描述，因此不需要在下文中所述的编码处理中考虑时间的概念或频率的概念。而是，该概念可以通过一种简单方式用一个矢量空间中的维数来代替。也就说将在下文中所述的编码处理可以被定义为一种把包括N个数位的逻辑信息转换为被作为2N个代码字的M个数字的编码序列。

被称为传输速率C的一个参数可以在下文中给出的方程(1)用N和M来定义，其中符号N为构成要被转换的逻辑信息的位数，并且符号M为转换所得的矢量空间的维数。

C＝N/M  ...(1)

也就是说，传输速率C是在每个实数维发送的位数。在该编码理论中，编码速率R由下文所给出的方程(2)来定义，其中符号k和n分别表示信息位数和代码长度。对于利用BPSK(二进制相移键控)还调制技术，把1个代码位映射到1个实数的情况，该传输速率C等于编码速率R。

R＝k/n  ...(2)

当考虑包括所谓的编码调制的普通编码处理时，在许多情况中，当与编码速率R相比较时，可以说传输速率C是一个不比编码速率R更有意义的参数。作为一个具有与传输速率C相量纲的参数，有每个频率周期的传输速度U[位/赫兹]。根据采样理论，由于在每个单位时间中每赫兹发送两个实数，传输速率C和传输速度U满足由下文所给出的方程(3)所表示的关系。由于在上文所述的编码处理中不需要时间概念也不需要频率概念，因此即使与传输速度U相比，传输速率C可以说是一个比传输速度U更有意义的参数。

C＝U/2  ...(3)

在这种情况中，在C.E.Shannon的通信线路编码理论中的最大通信线路容量C_max[位]由下列方程(4)所表达

$C_{\max }=\frac{1}{2}{\log }_2(1+\frac{S}{N})...\left(4\right)$

上文给出的方程(4)，在一个被添加有附加白高斯噪声而获得信噪比S/N的通信线路中，每个实数可以发送C_max位信息而不产生错误。另外，每个数位的信息能量通常由E_b[J]所表示。也就是说，在每个实数传输C_max位信息中，每个实数的能量由C_max·E_b[J]。该附加白高斯噪声在下文中被称为AWGN。在一个噪声功率密度为n_o[j]的AWGN信道中，每个实数附加的噪声的能量为n_o/2[J]因此，作为传输线路容量的极限，最大值传输线路容量C_max由如下的方程(5)所表达：

$C_{\max }=\frac{1}{2}{\log }_2(1+2C_{\max }\frac{E_b}{n_0})...\left(5\right)$

另一方面，假设符号ξ_min表示每个数位的信噪功率比E_b/n_o的最小值，这是用于在每个实数发送C位信息所需的最小功率比。这种情况中，通信速率C[位]由下文给出的方程(6)所表达。从该方程，可以推出表示每个数位的信噪功率比E_b/n_o的最小值的ξ_min。

$C=\frac{1}{2}{\log }_2(1+2{\mathrm{C\ξ}}_{\min })...\left(6\right)$

${\mathrm{\ξ}}_{\min }=\frac{1}{2C}[2^{2C}-1]...\left(7\right)$

下文描述一种数据发送和接收***，其中包括用于执行上述定义的编码处理的发送装置以及用于解码作为由该发送装置所执行的编码处理的结果所获得的代码的接收装置。

首先，描述在该数据发送和接收***中包含的发送装置。通过使用具有上述小传输速率的代码，该发送装置用一个较大的序列传输速率创建一个代码。在此，首先，在说明该发送装置的实际和具体结构之前，描述通过该发送装置执行编码处理的基本原理。

在此有L个信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}。如下述方程(8)所示，第一信息位序列b⁽¹⁾包括N个信息位b_n ⁽¹⁾，其中n＝0，1，...N-1。

$b_n^{\left(l\right)}={\{b_0^{\left(l\right)},b_1^{\left(l\right)}\·\·\·\·\·,b_{N-1}^{\left(l\right)}\}}^T...\left(8\right)$

考虑在下述方程(9)中所示的一个实数值序列x⁽¹⁾。实数值序列x^(l)作为编码处理的结果获得，以对每个信息位序列映射由上述方程(8)所表示的信息位b_n ⁽¹⁾。应当指出，实数值序列x^(l)在下文中被称为编码序列x^(l)。

x^(l)＝x^(l)(b^(l))  ...(9)

编码序列x^(l)为M个实数所构成的M维实数矢量，不考虑由下述方程(10)所表示的序列。

$x^{\left(l\right)}={\{x_0^{\left(l\right)},x_1^{\left(l\right)}\·\·\·\·\·,x_{N-1}^{\left(l\right)}\}}^T...\left(10\right)$

在这种情况中，传输速率C⁽¹⁾由下述方程(11)所表示：

C^(l)＝N^(l)/M  ...(11)

假设ξ⁽¹⁾表示每个数位的信噪功率比E_b/n_o的最小值，这是在编码处理中把发送错误率设置在0或接近于0的数值所需的最小差。另外，为了便于下文的说明，假设代码x形成由下文给出的方程(12)所表示的M维高斯分布。

$P\left(x^{\left(l\right)}\right)=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{C}^{\left(l\right)}{E}_b\right)}^{M/2}}[-\frac{1}{2C^{\left(l\right)}{E}_b}{\left|x^{\left(l\right)}\right|}^2]...\left(12\right)$

编码序列x⁽⁰⁾作为对由方程：x⁽⁰⁾＝x⁽⁰⁾(b⁽⁰⁾)所表示的信息位序列b⁽⁰⁾所执行的编码处理的结果而获得。通过噪声功率密度no[J]的AWGN信道实际发送编码序列x⁽⁰⁾所需的每位编码能量E_b ⁽⁰⁾[J]为每位的噪声的变量n_o/2的2ξ倍，如下列方程(13)所表示。

$E_b^{\left(0\right)}=2{\mathrm{\ξ}}^{\left(0\right)}{n}_0/2={\mathrm{\ξ}}^{\left(0\right)}{n}_0...\left(13\right)$

在这种情况中，每个实数的信号变量v⁽⁰⁾由如下方程(14)所表示。

v⁽⁰⁾＝C⁽⁰⁾ξ⁽⁰⁾n_o  ...(14)

考虑到编码序列x^(l)添加到该发送***并且以高准确度而发送的情况。在这种情况中，编码序列x^(l)作为对由方程：x⁽¹⁾＝x⁽¹⁾(b⁽¹⁾)所表示的信息位序列b⁽¹⁾所执行的编码处理的结果而获得。编码序列x⁽⁰⁾与编码序列x⁽¹⁾无关。也就是说，编码序列x⁽⁰⁾仅仅作为到编码序列x^(l)的噪声而出现。因此，如下述方程(15)所示，准确发送编码序列x⁽¹⁾所需的每位编码能量E_b ⁽¹⁾[J]被设置为ξ⁽¹⁾乘以原始噪声和代码x⁽¹⁾的能量之和。

$E_b^{\left(1\right)}={2\mathrm{\ξ}}^{\left(1\right)}(n_0/2+C^{\left(0\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(0\right)}{n}_0)=n_0{\mathrm{\ξ}}^{\left(1\right)}(1+2C^{\left(0\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(0\right)})...\left(15\right)$

在这种情况中，每个实数的信号变量v⁽¹⁾由如下方程(16)所表示。

v⁽¹⁾＝C⁽¹⁾ξ⁽¹⁾n_o(1+2C⁽⁰⁾ξ⁽⁰⁾)  ...(16)

另外，同理考虑到编码序列x⁽²⁾添加到该发送***并且以高度准确而发送的情况。在这种情况中，编码序列x⁽²⁾作为对由方程：x⁽²⁾＝x⁽²⁾(b⁽²⁾)所表示的信息位序列b⁽²⁾所执行的编码处理的结果而获得。编码序列x⁽⁰⁾和x⁽¹⁾与编码序列x⁽²⁾无关。也就是说，编码序列x⁽⁰⁾和x⁽¹⁾仅仅作为到编码序列x⁽²⁾的噪声而出现。因此，如下述方程(17)所示，准确发送编码序列x⁽²⁾所需的每位编码能量E_b ⁽²⁾[J]被设置为ξ⁽²⁾乘以原始噪声和代码x⁽⁰⁾和x⁽¹⁾的能量之和。在这种情况中，每个实数的信号变量v⁽²⁾由下列方程(18)所表示：

$E_b^{\left(2\right)}=2{\mathrm{\ξ}}^{\left(2\right)}\{n_0/2+C^{\left(0\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(0\right)}{n}_0+C^{\left(1\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(1\right)}{n}_0(1+2C^{\left(0\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(0\right)}{n}_0)\}...\left(17\right)$

$={\mathrm{\ξ}}^{\left(2\right)}{n}_0(1+2C^{\left(0\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(0\right)})(1+2C^{\left(1\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(1\right)})$

v⁽²⁾＝C⁽²⁾ξ⁽²⁾n_o(1+2C⁽⁰⁾ξ⁽⁰⁾)(1+2C⁽¹⁾ξ⁽¹⁾)  ...(18)

然后，对随后的信息位序列重复执行相同的操作，直到信息位序列b^(L-1)为止。结果，准确发送编码序列x^(L-1)所需的每位编码能量E_b ^(L-1)[J]就下列方程(19)所表示。这种情况中，每个实数的信号变量v^(L-1)由下列方程(20)所表示：

$E_b^{(L-1)}={\mathrm{\ξ}}^{(L-1)}{n}_0\underset{l=0}{\overset{L-2}{\mathrm{\Π}}}(1+2C^{\left(l\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(l\right)})...\left(19\right)$

$v^{(L-1)}=C^{(L-1)}{\mathrm{\ξ}}^{(L-1)}{n}_0\underset{l=0}{\overset{L-2}{\mathrm{\Π}}}(1+2C^{\left(l\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(l\right)})...\left(20\right)$

对一个发送***执行上述操作，以给出用于该信息位序列的平均幅度a⁽ⁱ⁾。在这种情况中，用于信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}的编码序列由下述方程(21)和(22)所表示：

$g(b^{\left(0\right)},b^{\left(1\right)},\·\·\·\·\·\·,b^{(L-1)})=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{\left(i\right)}{x}^{\left(i\right)}...\left(21\right)$

$=a^{\left(0\right)}{x}^{\left(0\right)}+a^{\left(1\right)}{x}^{\left(1\right)}+\·\·\·\·\·\·a^{(L-1)}{x}^{(L-1)}$

$a^{\left(i\right)}=\sqrt{\frac{v^{\left(i\right)}}{n_0/2}}=\sqrt{2C^{(L-1)}{\mathrm{\ξ}}^{(L-1)}{n}_0\underset{i=0}{\overset{L-2}{\mathrm{\Π}}}(1+2C^{\left(i\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(i\right)})}...\left(22\right)$

应当指出，在下文的描述中，作为把该编码序列的每个成分乘以一个常数a⁽¹⁾的结果而获得的序列被称为一个常数倍乘编码序列，并且编码序列g(b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1))被称为一个求和编码序列。还应当注意的是该求和编码序列g(b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1))也可以是通过把一个数值序列的每两个成分相组合而获得的一个复数值序列。

根据这样一个原理，发送装置对输入信息位{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}执行编码处理和/或调制处理，以产生一个求和编码序列g(b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1))，并且把该求和编码序列g(b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1))发送到一个通信线路。具体来说，该发送装置对每个输入信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}执行预定转换，以产生编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，...，x^(L-1)}，并且把该编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，...，x^(L-1)}分别乘以一个常数{a⁽⁰⁾，a⁽¹⁾，...，a^(L-1)}。然后，作为该乘法结果所获得的常数倍乘编码序列被求和以产生该求和编码序列g(b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1))。

在这种情况中，如上述方程(22)所示，该发送装置把该常数a⁽⁰⁾，a⁽¹⁾，...，a^(L-1)设置为这样的数值，使得编码序列x⁽¹⁾被以高准确度通过下文所述的通信线路发送，也就是说对于信息位序列b⁽¹⁾以足够小的误码率发送。沿着该传输线路，增加噪声和一个特定序列之和。该特定序列具有与以前求和的常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，a⁽¹⁾x⁽¹⁾，...，a^(L-1)x^(L-1)相同的统计特性。该常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，a⁽¹⁾x⁽¹⁾，...，a^(L-1)x^(L-1)作为编码序列x^(l)乘以一个常数a^(l)的乘积而获得。应当指出该常数倍乘编码序列a^(l)x^(l)的统计特性包括一个变量、概率密度函数和功率频谱。

具体来说，假设编码序列x⁽⁰⁾被通过增加噪声的传输线路发送，常数a⁽⁰⁾被设置为这样的一个数值，使得用于信息位序列b⁽⁰⁾的误码率大大减小。另外，假设编码序列x⁽¹⁾被通过该传输线路发送，沿着该传输线路增加噪声和一个特定序列之和，该常数a⁽¹⁾被设置为这样的一个数值，使得用于信息位序列b⁽¹⁾的误码率大大减小。该特定序列具有与该常数倍乘序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾相同的统计特性。另外，假设编码序列x⁽²⁾被通过该传输线路发送，沿着该传输线路增加噪声和另一个特定序列之和，该常数a⁽²⁾被设置为这样的一个数值，使得用于信息位序列b⁽²⁾的误码率大大减小。该特定序列具有与该常数倍乘序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾和a⁽¹⁾x⁽¹⁾相同的统计特性。

在这种情况中，可以发现一个判断标准，以通过逻辑考虑或模拟确定用于信息位序列b⁽¹⁾的误码率是否被大大地减小。应当指出，作为一个足够小的误码率，比最终在该***中所需的误码率更小的数值是适当的。希望获得大约为10^-5的一个足够小的误码率。

如上文所述，当提供与信息位序列b⁽¹⁾相同的权重时，该发送装置可以设置该常数a⁽¹⁾。

另外，该发送装置可以通过改变用于每个代码的噪声的容限而设置该常数a⁽¹⁾。

也就是说，该发送装置把要被用作为用于任何编码序列x⁽¹⁾的被乘数的常数a⁽¹⁾设置为这样一个数值，使得该编码序列x⁽¹⁾以高准确度通过下文所述的通信线路而发送，也就是说，以足够小的用于信息位序列b⁽¹⁾的误码率而发送。沿着该通信线路，添加一个噪声和特定序列之和。该噪声比假设的噪声大G⁽¹⁾[dB]。该特定序列具有与以前求和的常数倍乘序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，a⁽¹⁾x⁽¹⁾，...，a^(l-1)x^(l-1)相同的统计特性。

具体来说，假设编码序列x⁽⁰⁾被通过增加噪声的传输线路发送，常数a⁽⁰⁾被设置为这样的一个数值，使得用于信息位序列b⁽⁰⁾的误码率大大减小。另外，假设编码序列x⁽¹⁾被通过该传输线路发送，沿着该传输线路增加噪声和一个特定序列之和，该常数a⁽¹⁾被设置为这样的一个数值，使得用于信息位序列b⁽¹⁾的误码率大大减小。该噪声比假设的噪声大G⁽¹⁾[dB]。该特定序列具有与该常数倍乘序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾相同的统计特性。另外，假设编码序列x⁽²⁾被通过该传输线路发送，沿着该传输线路增加噪声和另一个特定序列之和，该常数a⁽²⁾被设置为这样的一个数值，使得用于信息位序列b⁽²⁾的误码率大大减小。该噪声比假设的噪声大G⁽¹⁾[dB]。其他特定序列具有与该常数倍乘序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾和a⁽¹⁾x⁽¹⁾相同的统计特性。

如上文所述，当改变用于每个信息位序列b⁽¹⁾的权重时，该发送装置能够容易地设置常数a⁽¹⁾。如下文中所述，对于每个信息位序列b⁽¹⁾的重要性变化的情况，设置常数a⁽¹⁾的方法是有效的。信息位序列b⁽¹⁾越重要，则常数a⁽¹⁾被设置为的数值越大。

应当指出，即使与瑞利衰减信道的情况相同，该发送装置通过不同的通信线路发送编码序列x⁽¹⁾，可以通过执行与上文所述方法相同的操作而设置常数a⁽¹⁾。对于用于信息位序列b⁽¹⁾的误码率是否被充分地减小的判断标准可以根据使用假设的信道模型进行研究和模拟的结果。这是因为实现所期望的误码率所需的能量E_b[J]根据通信线路的状态而变化。另外，如下文所述，可以把常数a⁽¹⁾设置为适应该通信线路状态的改变。

无论如何，为了通过扩大实现所需误码率所要求的能量E_b[J]而发送信息位序列b⁽¹⁾，该发送装置把编码序列x⁽¹⁾乘以一个常数a⁽¹⁾。

考虑作为该发送装置执行的编码处理结果所获得的求和编码序列g的信号点位置。请注意，为了便于下文的描述，在产生编码序列x⁽¹⁾的操作中，执行基于BPSK调制技术的信号点映射处理。

由于编码序列x⁽⁰⁾已经受到BPSK调制技术的处理，该信号点位于所谓的IQ平面的I轴上的坐标“1”和“-1”处。因此，对于常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，该信号点位于如图2中的黑圆圈所示的I轴上的坐标“a⁽⁰⁾”和“-a⁽⁰⁾”处。不用说，坐标“a⁽⁰⁾”的绝对值根据该序列而变化。

因此，类似于振幅位移键控调制技术，在此有通过采用BPSK调制技术而获得的作为常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾和常数倍乘编码序列a⁽¹⁾x⁽¹⁾之和的求和编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾的4个(＝2²)信号点位置，如图3中的I轴上的黑圆圈所示。振幅位移键控调制技术在下文中被简称为的ASK调制技术。同理，类似于ASK调制技术，在此有通过作为常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾、常数倍乘编码序列a⁽¹⁾x⁽¹⁾和常数倍乘编码序列a⁽²⁾x⁽²⁾之和所获得的求和编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾+a⁽²⁾x⁽²⁾的8个(＝2³)信号点位置，如图4中的I轴上的黑圆圈所示。类似于ASK调制技术，在此有通过作为常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾、常数倍乘编码序列a⁽¹⁾x⁽¹⁾和常数倍乘编码序列a⁽²⁾x⁽²⁾、...、和常数倍乘编码序列a^(L-1)x^(L-1)之和所获得的求和编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾+a⁽²⁾x⁽²⁾+...+a^(L-1)x^(L-1)的2^L个信号点位置，如图4中的I轴上的黑圆圈所示。

在普通的ASK调制技术中，与图5中所示的4ASK调制技术的情况相同，存在有以等间距设置的信号点。但是，在所提出的编码处理中，常数a⁽¹⁾被设置为这样一个数值，使得通过扩大实现上述所需误码率所要求的能量E_b[J]而发送信息位序列b⁽¹⁾，并且根据常数a⁽¹⁾而设置信号点。在这种情况中，求和编码序列g的信号点不需要以等间距而设置。而是，该信号点以不相等的间距而设置，如图3和4中所示。通过使用4ASK调制技术作为一个例子来说明该论点的正确性。

为了说明信号点以不相等的间距而设置的必然性，在4ASK调制技术中的信号点在下述的方程(23)中给出。然后，x被改变以查找信息量。在这种情况中，该变量变为等于1。

$\{x_0,x_1,x_2,x_3\}=\{\sqrt{2-x^2},x,-x,-\sqrt{2-x^2}\}...\left(23\right)$

对于x！＝1，所发送信号的信息量H[位]为2位，如下文的方程(24)表示，而不需要改变x。

$H=-\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}P\left(x_i\right)\log \left(P\left(x_i\right)\right)-\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{4}\log \left(\frac{1}{4}\right)=2...\left(24\right)$

如果该通信线路为具有噪声功率密度n_o的AWGN信道，另一方面，由该接收装置所接收的信息量由下述方程(25)所表示，其中符号y表示一个接收值。应当指出，在方程(25)中所用的表达式“p(y|x_i)”由下文给出的方程(26)所表示。

$I(x,y)=H\left(y\right)-H\left(y\right|x)=H\left(y\right)-H\left(n\right)$

$=-{\∫}_{-\∞}^{\∞}p\left(y\right){\log }_2\left(p\left(y\right)\right)\mathrm{dy}-\frac{1}{2}{\log }_2\left(\mathrm{\πe}{n}_0\right)...\left(25\right)$

$=-{\∫}_{-\∞}^{\∞}\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}p\left(y\right|x_i)p\left(x_i\right){\log }_2\left(\underset{i=0}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}p\left(y\right|x_i)p\left(x_i\right)\right)\mathrm{dy}-\frac{1}{2}{\log }_2\left(\mathrm{\πe}{n}_0\right)$

$p\left(y\right|x_i)=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\π}{n}_0}}\exp [-\frac{1}{n_0}{|y-x_i|}^2]...\left(26\right)$

用于具有被设置为12dB的信噪比S/N的x位置的信息量被计算以给出在2个点处具有最大值的曲线，如图6中所示。从该图可以看出，对于x＝1.34和x＝0.45，信息量等于接近2位的最大值。该状态对应于普通4ASK调制技术，由下文所给出的方程(27)所表示的信号点以等间距设置，如图7中所示。因此，证明该信号点被以等间距设置的正确性。应当指出，从该图还可以看出，对于x＝1.0，信息量与BPSK调制技术的信息量相等，表示大于1位的传输是不可能的。

$\{x_0,x_1,x_2,x_3\}=\{3/\sqrt{5},1/\sqrt{5},-1/\sqrt{5},-3/\sqrt{5}\}\≈\{\mathrm{1.34,0.45},-0.45,-1.34\}...\left(27\right)$

然后，从该状态，信噪比S/N被减小，以查找对于最大信息量为1位的信噪比S/N。也就是说，在上文所述的传输速率C为1.0的情况。用于具有被设置为1.96dB的信噪比S/N的x位置的信息量由图7中所示的曲线所表示。从该图可以看出，随着x的变化，信息量在接近于1位的范围内缓慢改变。如果在1位信息量附近的区域中该图中所示的曲线的一部分被增大。从而显然可以看出，对于x＝1.4和x＝0.2，信息量变为等于最大值。还可以清楚地看出使信息量最大化的信号点以相等的间距而设置，如下文所给出的方程(28)所表示：

{x₀，x₁，x₂，x₃}＝{1.4，0.2，-0.2，-1.4}  ...(28)

这些事实表明最佳信号点位置根据信噪比S/N而确定。也就是说，在所提出的编码处理中，在把一个常数a⁽¹⁾设置为这样一个数值使得通过扩大实现所需误码率所要求的能量E_b[J]而发送信息位序列b⁽¹⁾的处理中，利用以不相等间距设置信号点的映射处理导致比现有的利用以相等间距设置信号点的映射处理更加改进的性能，使其不需要附属于现有的映射处理。应当指出，如果信噪比S/N极其低，则该信号点位置已经被确认为处于这样一个状态，这可以说是所谓的3ASK调制技术，如下述方程(29)所示。

{x₀，x₁，x₂，x₃}＝{1.414，0.0，-0.0，-1.414}  ...(29)

为了通过扩大实现所需误码率所要求的能量E_b[J]而发送信息位序列b⁽¹⁾，该发送装置把编码序列x⁽¹⁾乘以一个常数a⁽¹⁾，并且对作为该乘法结果获得的每个常数倍乘编码序列a⁽¹⁾x⁽¹⁾进行求和。按照这种方式，产生以不相等间距设置信号点的求和编码序列g。不必说，在一些情况下，该发送装置产生以相等间距设置信号点的求和编码序列g。这表示根据上述信噪比S/N确定最佳信号点位置。

假设符号C’表示用于传输L个信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}。在这种情况中，总传输速率C’由下述方程(30)所表示：

$C^{\′}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(l\right)}...\left(30\right)$

假设符号E_b.ave[J]表示信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}数据的每个数位的平均能量。在这种情况中，每个数位的平均能量E_b.ave[J]由下述方程(31)所表示：

$E_{b.\mathrm{ave}}=\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{N}^{\left(l\right)}{E}_b^{\left(l\right)}}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{N}^{\left(l\right)}}=\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}M{C}^{\left(l\right)}{E}_b^{\left(l\right)}}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}M{C}^{\left(l\right)}}=\frac{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(l\right)}{E}_b^{\left(l\right)}}{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(l\right)}}...\left(31\right)$

$=\frac{n_0}{C^{\′}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(l\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(l\right)}\underset{i=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\Π}}}(1+2C^{\left(i\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(i\right)})$

假设符号ξ_ave，表示使得误码率等于0所需的每个数位的最小信噪功率比E_b.ave[J]/n_o。在这种情况中，ξ_ave’由如下方程(32)所表示：

${\mathrm{\ξ}}_{\mathrm{ave}}^{\′}=\frac{1}{C^{\′}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(l\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(l\right)}\underset{i=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\Π}}}(1+2C^{\left(i\right)}{\mathrm{\ξ}}^{\left(i\right)})...\left(32\right)$

在这种情况中，L个编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，...，x^(L-1)}满足由下述方程(33)所表示的Shannon极限方程：

${\mathrm{\ξ}}^{\left(l\right)}=\frac{1}{2C^{\left(l\right)}}[2^{2C^{\left(l\right)}}-1]...\left(33\right)$

通过把方程(33)代入方程(32)，获得下述方程(34)：

${\mathrm{\ξ}}_{\mathrm{ave}}^{\′}=\frac{1}{2C^{\′}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2^{2C^{\left(l\right)}}-1)\underset{i=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\Π}}}\left(2^{2C^{\left(l\right)}}\right)$

$=\frac{1}{2C^{\′}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2^{2C^{\left(l\right)}}-1)2^{2\underset{i=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(i\right)}}-\frac{1}{{2C}^{\′}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2^{2\underset{i=0}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(i\right)}}-2^{2\underset{i=0}{\overset{l-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(C^{\left(i\right)}\right)})...\left(34\right)$

$=\frac{1}{2C^{\′}}(2^{2\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(i\right)}}-2^{2\underset{i=0}{\overset{L-2}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(i\right)}}+2^{2\underset{i=0}{\overset{L-2}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(i\right)}-}{2}^{2\underset{i=0}{\overset{L-3}{\mathrm{\Σ}}}{C}^{\left(i\right)}}+\·\·\·+2^{2C^{\left(0\right)}}-1)$

$=\frac{1}{2C^{\′}}(2^{2C^{\′}}-1)$

上文表明，如果L个编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，...，x^(L-1)}满足Shannon极限方程，则最终由该发送装置所产生的代码也满足Shannon极限方程。

如上文所述，该发送装置能够产生满足Shannon极限方程的代码。

现在，在下文中详细描述用于执行上述编码处理的发送装置的实际具体结构。应当指出，为了便于说明，该发送装置输入三个信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，b⁽²⁾}。

例如，如图9中所示，发送装置10包括三个转换器11₀、11₁和11₂，三个乘法器12₀、12₁和12₂，两个加法器13₀和13₁以及一个发送单元14。转换器11₀、11₁和11₂把信息位序列b⁽ⁱ⁾转换为编码序列x⁽ⁱ⁾。乘法器12₀、12₁和12₂把作为转换处理的结果由转换器11₀、11₁和11₂所输出的它们的各个编码序列x⁽ⁱ⁾乘以常数a⁽ⁱ⁾。加法器13₀把的作为乘法结果由乘法器12₀所产生的常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾与作为乘法结果由乘法器12₁所产生的常数倍乘编码序列a⁽¹⁾x⁽¹⁾相加。该加法器13₁把作为加法的结果由加法器13₀所产生的求和编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾与作为乘法的结果由乘法器12₂所产生的常数倍乘编码序列a⁽²⁾x⁽²⁾相加。该发送单元14把作为加法的结果由加法器13₁所产生的求和编码序列g(＝a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾+a⁽²⁾x⁽²⁾)发送到一个外部装置。

应当指出，输入信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，b⁽²⁾}可以是通过相互独立的3个信道而发送的信息，或者是把一个信息位序列分为三个序列的结果。另外，输入信息位序列{b⁽¹⁾，b⁽¹⁾，b⁽²⁾}可以具有一个相等数位计数或者互不相同的数位计数值，即，N₀、N₁和N₂。

转换器11₀、11₁和11₂分别具有未在图中示出的一个编码器和一个调制器。该转换器11₀把具有数位计数值N₀的输入信息位序列b⁽⁰⁾转换为由在欧几里德空间中的“1”和“-1”所构成的信号。同理，转换器11₁把具有数位计数值N₁的输入信息位序列b⁽¹⁾转换为这样一个信号。按照相同的方式，转换器11₂把具有数位计数值N₂的输入信息位序列b⁽²⁾转换为这样一个信号。转换器11₀、11₁和11₂可以分别执行与该转换处理相同的任何编码和调制处理。甚至可以说输入信息位序列b⁽⁰⁾、b⁽¹⁾、b⁽²⁾可以仅仅被调制，而不执行编码处理。无论如何，转换器11₀、11₁和11₂分别把具有数位计数值N₀、N₁和N₂的输入信息位序列b⁽⁰⁾、b⁽¹⁾、b⁽²⁾转换为由M个数字所构成的编码序列。

一般来说，如图10中所示，转换器11₀、11₁和11₂分别包括用于可以设想地实现PCCC(并行链接卷积码)编码技术和BPSK(二进制相移键控)调制技术的部件。PCCC编码技术被采用以产生所谓的turbo码。

如同一附图中所示，转换器111包括两个单元编码器21₀和21₁、一个交织器22、一个穿孔单元(puncture unit)23、一个信道交织器24以及一个BPSK映射器25。单元编码器21₀和21₁分别执行卷积处理。交织器22重新排列输入数据块的次序。穿孔单元23对输入数据执行适当的离散收缩处理。用于一个信道的信道交织器24重新排列输入数据块的次序。BPSK映射器25通过采用BPSK调制技术对信号点执行映射处理。

单元编码器21₀和21₁分别被设计为执行递归卷积处理。单元编码器21₀和21₁可以互为相同或者互不相同。单元编码器21₀和21₁可以分别是如图11中所示的一个单元编码器21_j。如该图中所示，单元编码器21_j包括两个异或电路31₀和31₁以及两个位移寄存器32₀和32₁。

该异或电路31₀对输入到该单元编码器21_j以及从位移寄存器32₀和32₁接收的数据块执行异或处理。输入到该单元编码器21_j的数据是信息位b_n ⁽ⁱ⁾，其构成被延迟与交织器22的处理时间相同长度的时间的输入信息位序列b⁽ⁱ⁾。作为另一种选择，到单元编码器21_j的输入是从交织器22接收的交织数据。异或处理的结果被提供到异或电路31₁和位移寄存器32₀。

异或电路31₁对从异或电路31₀接收的数据和从位移寄存器32₁接收的数据执行异或处理，并且产生一个结果，作为到外部部件的输出数据。

位移寄存器32₀把所保存的1位数据提供到异或电路31₀和位移寄存器32₁。然后，该位移寄存器32₀与一个时钟信号相同步地保存从异或电路31₀接收的新的1位数据。然后，位移寄存器32₀把所保存的新的1位数据提供到异或电路31₀和位移寄存器32₁。

然后，位移寄存器32₁再次把所保存的1位数据提供到异或电路31₀和位移寄存器32₁。然后，位移寄存器32₀与一个时钟信号相同步地保存从异或电路31₀接收的新的1位数据。然后，位移寄存器32₀重新把所保存的新的1位数据提供到异或电路31₀和位移寄存器32₁。

当作为上文所述的单元编码器21_j的单元编码器21₀接收信息位序列b_n ⁽ⁱ⁾时，单元编码器21₀对信息位b_n ⁽ⁱ⁾执行卷积处理。在下一个阶段，该卷积处理的结果被提供到穿孔单元23作为1位输出数据Da。与单元编码器21₀相类似，当单元编码器21₁从交织器2接收交织数据Db时，单元编码器21₁对交织数据Db的每个数位执行卷积处理。该卷积处理的结果被在下一阶段提供到穿孔单元23，作为1位输出数据Dc。

该交织器22接收信息位序列b⁽ⁱ⁾，并且根据关于预先存储在一个存储器中的排列位置的信息重新排列构成信息位序列b⁽ⁱ⁾的信息位序列b_n ⁽ⁱ⁾的次序，以产生交织数据Db。然后，交织器22把交织数据Db提供到单元编码器21₁。

穿孔单元23通过交替的选择分别从单元编码器21₀和21₁接收的两个输出数据序列Da和Dc，而根据预定规则执行离散收缩处理。该离散收缩处理的结果被提供到信道交织器24作为删除一些数位的穿孔数据Dd。

信道交织器24接收信息位序列b⁽ⁱ⁾和由穿孔单元23所产生的穿孔数据Dd。由信道交织器24所接收的信息位序列b⁽ⁱ⁾已经被延迟与单元编码器21₁、交织器22和穿孔单元23所需的处理时间的总和相同长度的时间。信道交织器24根据关于已经预先存储在存储器中的排列位置的信息改变构成信息位序列b⁽ⁱ⁾的信息位b_n ⁽ⁱ⁾和构成穿孔数据Dd的数位，以产生由M位所构成的交织数据De。然后，信道交织器24把交织数据De提供到BPSK映射器25。应当指出，信道交织器24不是绝对必要的。一般来说，主要为了通过分散区间误差以改进性能，而提供信道交织器24。

BPSK映射器25使从信道交织器24接收的交织数据De与时钟信号相同步，把同步的交织数据De映射到BPSK调制技术的发送符号上。BPSK映射器25把所产生的发送符号输出到外部部件，作为一个编码序列x⁽ⁱ⁾。

当上述转换器11_j接收一个信息位序列b⁽ⁱ⁾时，该信息位序列b⁽ⁱ⁾被作为组织成分数据而提供到信道交织器24。另外，作为由单元编码器21₀对信息位序列b⁽ⁱ⁾执行卷积处理的结果而获得的输出数据Da以及作为由单元编码器21₁对交织数据Db执行卷积处理的结果而获得的输出数据Dc被提供到信道交织器24。然后，转换器的11_j把交织数据De映射到BPSK调制技术的发送符号上，并且把所产生的发送符号输出到外部部件，作为被编码序列x⁽ⁱ⁾。

在下文中，为了便于说明，转换器11₀、11₁和11₂被假设为分别具有与图5中所示的转换器11_j相同的结构。

具有与上述转换器转换器11_j相同的结构的转换器11₀把由N₀个输出数位说干构成的信息位序列b⁽⁰⁾转换为位于M维实数矢量空间中的M个数值，并且把由M个数值所构成的编码序列x⁽⁰⁾提供到乘法器12₀。同理，也具有与上述转换器11_j相同的结构的转换器11₁把由N₁个输入数位所构成的信息位序列b⁽¹⁾转换为位于M维实数矢量空间中的M个数值，并且把由M个数值所构成的编码序列x⁽¹⁾提供到乘法器12₁。按照相同的方式，也具有与上述转换器11_j相同的结构的转换器11₂把由N₂个输入数位所构成的信息位序列b⁽²⁾转换为位于M维实数矢量空间中的M个数值，并且把由M个数值所构成的编码序列x⁽²⁾提供到乘法器12₂。

乘法器12₀把从该转换器11₀所接收的编码序列x⁽⁰⁾乘以通过采用上述方法所设置的常数a⁽⁰⁾，并且把作为乘法结果所获得的常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾提供到加法器13₀。

按照与乘法器12₀相同的方式，乘法器12₁把从该转换器11₁所接收的编码序列x⁽¹⁾乘以通过采用上述方法所设置的常数a⁽¹⁾，并且把作为乘法结果所获得的常数倍乘编码序列a⁽¹⁾x⁽¹⁾提供到加法器13₀。

按照与乘法器12₀和12₁相同的方式，乘法器12₂把从该转换器11₂所接收的编码序列x⁽²⁾乘以通过采用上述方法所设置的常数a⁽²⁾，并且把作为乘法结果所获得的常数倍乘编码序列a⁽³²⁾x⁽²⁾提供到加法器13₀。

加法器13₀对于每个成分按照欧几里德方法把从乘法器12₀接收的常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾加上从乘法器12₁接收的常数倍乘编码序列a⁽¹⁾x⁽¹⁾，并且把作为加法的结果所获得的求和编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾提供到加法器13₁。

加法器13₁对于每个成分按照欧几里德方法把从加法器13₀接收的求和编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾加上从乘法器12₂接收的常数倍乘编码序列a⁽²⁾x⁽²⁾，并且把作为加法的结果所获得的求和编码序列g(＝a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾+a⁽¹⁾x⁽¹⁾+a⁽²⁾x⁽²⁾)提供到发送单元14。

发送单元14是用于把数据发送到外部部件的一个接口。具体来说，该发送单元14把从加法器13₁接收的求和编码序列g发送到外部部件，作为一个发送信号g’。

当上述发送装置10接收三个信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，b⁽²⁾}时，该发送装置10对信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，b⁽²⁾}执行预定编码处理，并且为了获得所需的位误码率通过扩大能量E_b ⁽⁰⁾[J]而发送每个信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，b⁽²⁾}，该发送装置10把已经作为编码处理的结果获得的编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，x⁽²⁾}乘以常数{a⁽⁰⁾，a⁽¹⁾，a⁽²⁾}以获得常数倍乘编码{a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，a⁽¹⁾x⁽¹⁾，a⁽²⁾x⁽²⁾}。然后，该发送装置10对该常数倍乘编码{a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，a⁽¹⁾x⁽¹⁾，a⁽²⁾x⁽²⁾}求和，以产生一个求和编码序列g。由发送装置10所产生的求和编码序列g被作为一个发送信号通过传输线路发送到该接收装置，在到达下文所述的接收装置之前，噪声n沿着该传输线路被添加到该信号中。

在下文的描述中说明在该数据发送和接收***中采用的接收装置。该接收装置接收一个接收信号y^(L)，该接收信号是由发送装置所发送的发送信号与噪声n之和，如下文给出的方程(35)所示。该接收装置能够执行解码处理，以产生至少一个信息位序列b⁽¹⁾。更加具体来说，当该接收装置接收该接收信号y^(L)时，该接收装置能够执行解码处理，以产生至少具有在由该发送装置所解码的信息位序列b^(l)中的最高次序的信息位序列b^(L-1)。信息位序列b^(L-1)是通过扩大最大信息位能量E_b而最后添加和发送的一个信息位序列。

$y^{\left(L\right)}=g(b^{\left(0\right)},b^{\left(1\right)},\·\·\·\·\·\·,b^{(L-1)})+n$

$=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{\left(l\right)}{x}^{\left(l\right)}\left(b^{\left(l\right)}\right)+n...\left(35\right)$

一般来说，该接收装置具有如图12中所示的典型结构。如图中所示，该接收装置50具有L个解码器51_L-1、51_L-2、...和51₀、(L-1)个转换器52_L-1、52_L-2、...和52₁、(L-1)个乘法器53_L-1、53_L-2、...和53₁、以及(L-1)个减法器54_L-1、54_L-2、...和54₁。解码器51_L-1、51_L-2、...和51₀作为在该发送装置中采用的相应解码器的对应部分。转换器52_L-1、52_L-2、...和52₁与在发送装置中采用的转换器相同。乘法器53_L-1、53_L-2、...和53₁与在该发送装置中采用的乘法器相同。

首先，接收装置50执行解码处理，以产生信息位序列b^(L-1)。如上文所述，信息位能量E_b ^(L-1)被设置为数值ξ乘以噪声n的功率密度的与代码x⁽⁰⁾至x^(L-2)的功率密度之和。因此，该接收装置50能够执行解码处理，以产生具有0误码率或者接近于0的误码率的数据。假设该接收装置50能够通过使用解码器51_L-1实际解码由未在图中示出的接收单元所输入的接收数值y^(L)，以产生信息位序列b^(L-1)。在这种情况中，作为解码处理的结果而获得的信息位序列b^(L-1)被转换器52_L-1重新编码，以产生编码序列x^(L-1)。然后，该乘法器53_L-1把编码序列x^(L-1)乘以一个常数a^(L-1)，以产生常数倍乘编码序列a^(L-1)x^(L-1)。然后，减法器54_L-1对每个成分从所接收数值y^(L)减去常数倍乘编码序列a^(L-1)x^(L-1)。按照这种方式，如下文给出的方程(36)所示，接收装置50能够获得与当接收作为由该发送装置对达到信息位序列b^(L-2)的信息位序列执行编码处理的结果而获得的代码时所接收的一个数值相等的信息y^(L-1)。

$y^{(L-1)}=y^{\left(L\right)}-a^{(L-1)}x\left(b^{(L-1)}\right)$

$=\underset{i=0}{\overset{L-2}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{\left(i\right)}{x}^{\left(i\right)}\left(b^{\left(i\right)}\right)+n...\left(36\right)$

同理，假设接收装置50能够通过使用解码器51_L-2准确地解码由接收单元所输入的接收数值y^(L-1)，以产生信息位序列b^(L-2)。在这种情况中，作为解码处理的结果而获得的信息位序列b^(L-2)被转换器52_L-2重新编码，以产生编码序列x^(L-2)。然后，该乘法器53_L-2把编码序列x^(L-2)乘以一个常数a^(L-2)，以产生常数倍乘编码序列a^(L-2)x^(L-2)。然后，减法器54_L-2对每个成分从所接收数值y^(L-1)减去常数倍乘编码序列a^(L-2)x^(L-2)。按照这种方式，如下文给出的方程(37)所示，接收装置50能够获得与当接收作为由该发送装置对达到信息位序列b^(L-3)的信息位序列执行编码处理的结果而获得的代码时所接收的一个数值相等的信息y^(L-2)。

$y^{(L-2)}=y^{(L-1)}-a^{(L-2)}x\left(b^{(L-2)}\right)$

$=\underset{i=0}{\overset{L-3}{\mathrm{\Σ}}}{a}^{\left(i\right)}{x}^{\left(i\right)}\left(b^{\left(i\right)}\right)+n...\left(37\right)$

通过重复执行相同的操作，该接收装置50能够顺序地执行解码处理以产生信息位序列b⁽¹⁾。对于最后的信息位序列b⁽⁰⁾，如下文给出的方程(38)所示，接收装置50能够获得与当接收作为由该发送装置对达到信息位序列b⁽⁰⁾的信息位序列执行编码处理的结果而获得的代码时所接收的一个数值相等的信息y⁽¹⁾。也就是说，该接收装置50能够执行解码处理，以产生信息位序列b⁽⁰⁾。

y⁽¹⁾＝x⁽⁰⁾(b⁽⁰⁾)+n  ...(38)

如上文所述，当输入接收数值y^(L)时，接收数值y^(L)被解码以产生最高阶次的信息位序列b^(L-1)。然后，作为解码处理的结果而获得的信息位序列b^(L-1)被重新编码，以产生编码序列x^(L-1)。编码序列x^(L-1)然后乘以一个常数a^(L-1)，以产生常数倍乘编码序列a^(L-1)x^(L-1)。然后，从接收数值y^(L)减去常数倍乘编码序列a^(L-1)x^(L-1)。按照这种方式，可以执行解码处理，以产生下一个阶次的信息位序列b^(L-2)。如上文所述，通过对达到信息位序列b⁽⁰⁾的信息位序列重复执行相同的操作，该接收装置50可以执行解码处理，以产生所有信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}。

另外，接收装置50不一定要执行所有解码处理，以产生信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}。而是，接收装置50可以执行一次解码处理，以仅仅产生最高阶次的信息位序列b^(L-1)。另外，该接收装置50还可以执行一些解码处理，以仅仅产生从最高阶次到预定阶次的信息位序列b^(l)。

上述数据发送和接收***有效用于一种假设的应用情况，其中发送装置编码具有各种分辨率的图像数据并且把编码的图像数据发送接收装置50，而该接收装置50对编码的图像数据进行解码，并且显示该图像数据。也就是说，该发送装置对具有相同内容的图像数据准备不同的分辨率。该发送装置然后对例如相同的多个信息位序列b^(l)这样的多个图像数据块进行编码。该发送装置用一个操作开始编码处理，以对具有作为最低阶次的信息位序列(即，信息位序列b⁽⁰⁾)的最高分辨率的图像数据进行编码。然后，该发送装置继续进行编码处理操作，以对具有作为逐步增加阶次的信息位序列的按照降低分辨率的次序的具有较低分辨率的图像数据进行编码。也就是说，图像数据的分辨率越低，则由发送装置附加到该数据上的重要性越大，并且数据发送的振幅越大。

另一方面，当接收装置50输入所接收数值y^(L)时，该接收装置顺序地对所接收数值y^(L)进行解码，以产生信息位序列b^(l)。当完成解码处理以产生表示对应于在该接收装置50中所采用的显示单元的分辨率的图像数据块的信息位序列b^(l)时，该解码处理结束而不对所接收数值y^(L)进行解码，以产生比对应于显示单元的分辨率更低阶次的信息位序列。按照这种方式，接收装置50能够有选择地执行解码处理，以仅仅产生可以显示在它自己的显示单元上的图像数据，并且把该图像数据显示在该显示单元上。

如上文所述，该接收装置50不执行产生所有信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}的解码处理，而是仅仅执行产生最重要的高阶次信息位序列b^(L-1)的解码处理。

通过这种方式，在满足Shannon极限的代码的情况中，在由特定信噪功率比E_b/n_o所定义的边界范围内完全消除误差。也就是说，已知在比该信噪功率比E_b/n_o更低的信噪功率比上，误差迅速增加。在通过导致比用于整个代码所需的信噪功率比E_b/n_o略低的信噪功率比的通信线路进行发送的情况中，接收装置在形成最高阶次的信息位序列b^(L-1)的第一解码处理中产生有害的误差，这使得产生分别具有比最高信息位序列b^(L-1)的阶次更低的信息位序列b^(L-2)、...和b⁽⁰⁾的后续解码处理完全不可能进行。另一方面，在通过导致比用于整个代码所需的信噪功率比E_b/n_o略高的信噪功率比的通信线路进行发送的情况中，接收装置能够以0误码率执行产生所有信息位序列b^(l)的解码处理。

但是，在当前实际代码的状态中，不可能获得这样的突变特性。即使在该原始代码是可以执行所谓的MAP(最大经验)概率解码处理或者符合MAP解码处理的一种解码处理的代码时，可以执行解码处理，以产生具有更多和更少误差的实际代码。

因此，在数据发送和接收***中，人们已经提出一种能够执行MAP解码处理的接收装置作为一种实际的接收装置。

在MAP解码处理中，利用所接收数值被用作为一个输入的可能性(likelihood)来自从用于候选的发送信号的接收数值估计经验概率信息。该数据发送和接收***的发送***由下文给出的方程(39)所表达。当在MAP解码处理中执行解码操作以产生信息位序列b⁽ⁱ⁾时，信息位序列b⁽ⁱ⁾的可能性由下文给出的方程(40)中所示的条件概率P(y^(L)|b⁽ⁱ⁾)来表示。

$y^{\left(L\right)}=g(b^{\left(0\right)},b^{\left(1\right)},\·\·\·\·\·\·,b^{(L-1)})+n...\left(39\right)$

$=x+n$

${\mathrm{Likelihood}}^{\left(i\right)}=p\left(y^{\left(L\right)}\right|b^{\left(i\right)})$

$\∞\underset{l\≠i}{\underset{b^{\left(l\right)}}{\mathrm{\Σ}}}P\left(b^{\left(0\right)}\right)P\left(b^{\left(1\right)}\right)\·\·\·\·\·\·P\left(b^{(L-1)}\right)\exp [-\frac{1}{n_0}{|y^{\left(L\right)}-g(b^{\left(0\right)},b^{\left(1\right)}\·\·\·\·\·\·,b^{(L-1)})|}^2]...\left(40\right)$

在方程(40)中的符号∑是用于计算对于除了i之外的所有l值的候选信息位序列b^(l)之和的运算符。在方程(40)中的符号P(b^(j))表示产生信息位序列b^(j)的概率。应当指出，在开始解码处理的阶段，不可能识别所接收的代码。因此，概率P(b^(j))的初始值由下列方程(41)所表示：

$P\left(b^{\left(j\right)}\right)=1/2^N...\left(41\right)$

接收装置以产生高阶次信息位序列的解码处理为开始执行解码处理。因此，作为MAP解码处理的结果获得的经验概率信息可以被用于查找下一个解码可能性数值。因此，即使由于解码处理的结果而导致许多或少量不确定的误差，可以执行把该误差增加到下一阶段的解码处理中的解码处理。在这种情况中，在该接收装置中，在前一阶段执行的解码处理的不良影响被下一阶段的解码处理所继承。但是，由于性能没有严重下降，因此没有不良的影响。

通过用上文给出的方程(40)所表达的序列的可能性分解为多个用于M维单元的可能性，因此该可能性可以由下述方程(42)所表达。

${\mathrm{Likelihood}}^{\left(i\right)}=p\left(y^{\left(L\right)}\right|b^{\left(i\right)})$

$=p\left(y^{\left(L\right)}\right|x\left(b^{\left(i\right)}\right))=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Π}}}p\left(y_k^{\left(L\right)}\right|x_k^{\left(i\right)})...\left(42\right)$

$\∞\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Π}}}\underset{l\≠i}{\underset{x_k^{\left(l\right)}}{\mathrm{\Σ}}}P\left(x_k^{\left(0\right)}\right)P\left(x_k^{\left(l\right)}\right)\·\·\·\·\·\·P\left(x_k^{(L-1)}\right)\exp [-\frac{1}{n_0}{|{y_k}^{\left(L\right)}-\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(j\right)x_k^{\left(j\right)}|}^2]$

在该方程(42)中的符号P(x_k ^(l))表示用于信息位序列b^(j)的代码字的M维矢量的第k个成分的概率。在方程(42)中的符号∑是用于计算对于除了i之外的所有可能成分x_k ^(l)之和的运算符。应当指出，如果在以前的阶段可以完全明确的执行解码处理，则对于特定成分x_k ^(j)的概率P(x_k ^(j))等于1。因此，通过执行重新编码处理相当于取消该处理。

如上文所述，如果MAP解码处理可以应用于原始信号，该接收装置可以在查找用于其他信息位序列的可能性的处理中通过反映被执行以产生信息位序列b^(l)的MAP解码处理的结果而执行一种解码处理以产生所有信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}。

应当指出，在通过所谓的瑞利衰减信道的动态通信线路进行发送的情况下，原始信号所需的信噪功率比E_b/n_o与AWGN信道相比略有下降。这种情况中，该发送装置需要通过假设对于用于发送的通信线路发现所需的信噪功率比为E_b/(n_o+2v)以构造代码。由于用于高阶代码的噪声源是产生热噪声的来源，如上文所述这是一种低阶代码，但是低阶代码的级别与高阶代码一同变化。因此，高阶代码中的变化的变得更小，也以相同的趋势设置所需的信噪功率比为E_b/(n_o+2v)。结果，对于所有代码所需的信噪功率比为E_b/(n_o+2v)希望被降低到小于用于单个代码的信噪功率比为E_b/(n_o+2v)恶化。在此，假设在动态通信线路上的幅度f由下述方程(43)所表示。在这种情况中，所接收数值y由下文给出的方程(44)所表示。相应地，可能性由下述方程(45)所表示。

f＝{f₀，f₁，......，f_M-1}^T  ...(43)

y＝f^T·g+n  ...(44)

${\mathrm{Likelihood}}^{\left(i\right)}=p\left(y^{\left(L\right)}\right|b^{\left(i\right)})$

$=p\left(y^{\left(L\right)}\right|x\left(b^{\left(i\right)}\right))=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Π}}}p\left(y_k^{\left(L\right)}\right|x_k^{\left(i\right)})...\left(45\right)$

$\∞\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Π}}}\underset{l\≠i}{\underset{x_k^{\left(l\right)}}{\mathrm{\Σ}}}P\left(x_k^{\left(0\right)}\right)P\left(x_k^{\left(l\right)}\right)\·\·\·\·\·\·P\left(x_k^{(L-1)}\right)\exp [-\frac{1}{n_0}{|{y_k}^{\left(L\right)}-f_k\·\underset{j=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(j\right)x_k^{\left(j\right)}|}^2]$

现在，下面详细描述用于执行这种解码处理的接收装置的具体结构。应当指出，为了便于说明，该接收装置是一种用于接收包括所接收数值y的接收信号y’，该接收数值是噪声n与由上述发送装置10所编码和发送的发送信号g’之和。也就是说，该接收装置是用于执行解码处理以获得信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，b⁽²⁾}的软判定数值的一种装置。

如图13中所示，接收装置60一般包括用于接收由外部装置所发送的接收信号y’的接收单元61以及分别用于执行对应于由在上述发送装置10中所采用的转换器11₀、11₁和11₁所执行的PCCC编码处理的turbo解码处理。

该接收单元61是用于从外部装置接收数据的一个接口。当该接收单元61接收一个接收信号y’时，该接收单61把接收信号y’提供到解码器62₀、62₁和62₂，作为接收数值y。

解码器62₀、62₁和62₂被提供分别作为在该发送装置10中所采用的转换器11₀、11₁和11₁。解码器62₀、62₁和62₂分别包括用于从接收数值y查找接收符号的可能性数值的可能性计算单元63₀、63₁和63₂。解码器62₀、62₁和62₂通过执行对应于由用于发送装置10中所采用的转换器11₀、11₁和11₁执行的PCCC编码处理而执行turbo解码处理，它少用于一个信息位的经验概率信息。解码器62₀、62₁和62₂将在下文中详细描述。

上述接收装置60的特征在于该解码器62₀、62₁和62₂输出用于分别由解码器62₀、62₁和62₂所产生的编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，x⁽²⁾}的经验概率信息块P(x⁽⁰⁾|y)、P(x⁽¹⁾|y)和P(x⁽²⁾|y)。具体来说，上述接收装置60的特征在于解码器62₀把经验概率信息P(x⁽⁰⁾|y)输出到其他解码器62₁和62₂，作为用于编码序列x⁽⁰⁾的先验概率信息(propri probalility information)P(x⁽⁰⁾)。另外，上述接收装置60的特征在于解码器62₁把作为经验概率信息P(x⁽¹⁾|y)输出到其他解码器62₀和62₂，用于编码序列x⁽¹⁾的先验概率信息P(X⁽¹⁾)。另外，上述接收装置60的特征在于解码器62₂把经验概率信息P(x⁽²⁾|y)输出到其他解码器62₀和62₁，作为用于编码序列x⁽²⁾的先验概率信息P(x⁽²⁾)。在初始状态中，先验概率信息P(x⁽¹⁾)的初始值和先验概率信息P(x⁽²⁾)的初始值被提供到解码器62₀。另外，先验概率信息P(x⁽⁰⁾)的初始值和先验概率信息P(x⁽²⁾)的初始值被提供到解码器62₁。另外，先验概率信息P(x⁽⁰⁾)的初始值和先验概率信息P(x⁽¹⁾)的初始值被提供到解码器62₂。每个初始值表示一个未知的概率。在这种情况中，由于根据在发送装置10中的BPSK编码方法，编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，x⁽²⁾}的每个成分已经受到信号点映射处理，P(x⁽¹⁾＝1|y)＝P(x⁽¹⁾＝1)＝0.5，并且P(X⁽¹⁾＝-1|y)＝P(x⁽¹⁾＝-1)＝0.5。

当接收装置60接收一个接收数值y时，首先，该接收装置60把接收数值y提供到解码器62₂。另外，在接收装置60中所采用的解码器62₂也接收用于编码序列x⁽⁰⁾的先验概率信息P(x⁽⁰⁾)和用于编码序列x⁽¹⁾的先验概率信息P(x⁽¹⁾)。在接收装置60中所采用的解码器62₂对接收数值y、先验概率信息P(x⁽⁰⁾)和先验概率信息P(x⁽¹⁾)执行turbo解码处理，以产生用于编码序列x⁽²⁾的经验概率信息P(x⁽²⁾|y)以及用于信息位序列b⁽²⁾的经验概率信息P(b⁽²⁾|y)。然后，在接收装置60中所采用的解码器62₂把经验概率信息P(x⁽²⁾|y)提供到解码器62₀和62₁作为用于编码序列x⁽²⁾的先验概率信息P(x⁽²⁾)，并且把经验概率信息P(b⁽²⁾|y)提供到外部部件作为一个软输出。

然后，在把接收数值y延迟与解码器62₂的处理时间相同的时间长度之后，在该接收装置60中所采用的接收单元把接收数值y提供到解码器62₁。另外，在接收装置60中所采用的解码器62₁也接收用于编码序列x⁽⁰⁾的先验概率信息P(x⁽⁰⁾)和用于编码序列x⁽²⁾的先验概率信息P(x⁽²⁾)。在接收装置60中所采用的解码器62₁对接收数值y、先验概率信息P(x⁽⁰⁾)和先验概率信息P(x⁽²⁾)执行turbo解码处理，以产生用于编码序列x⁽¹⁾的经验概率信息P(x⁽¹⁾|y)以及用于信息位序列b⁽¹⁾的经验概率信息P(b⁽¹⁾|y)。然后，在接收装置60中所采用的解码器62₁把经验概率信息P(x⁽¹⁾|y)提供到解码器62₀，如果必要的话还提供到解码器62₂，作为用于编码序列x⁽¹⁾的先验概率信息P(x⁽¹⁾)，并且把经验概率信息P(b⁽¹⁾|y)提供到外部部件作为一个软输出。

然后，在把接收数值y延迟与解码器62₁的处理时间和解码器62₂的处理时间之和相同的时间长度之后，在该接收装置60中所采用的接收单元把接收数值y提供到解码器62₀。另外，在接收装置60中所采用的解码器62₀也接收用于编码序列x⁽¹⁾的先验概率信息P(x⁽¹⁾)和用于编码序列x⁽²⁾的先验概率信息P(x⁽²⁾)。在接收装置60中所采用的解码器62₀对接收数值y、先验概率信息P(x⁽¹⁾)和先验概率信息P(x⁽²⁾)执行turbo解码处理，以产生用于编码序列x⁽⁰⁾的经验概率信息P(x⁽⁰⁾|y)以及用于信息位序列b⁽⁰⁾的经验概率信息P(b⁽⁰⁾|y)。然后，在接收装置60中所采用的解码器62₀把经验概率信息P(x⁽⁰⁾|y)提供到解码器62₁，如果必要的话还提供到解码器62₂，作为用于编码序列x⁽⁰⁾的先验概率信息P(x⁽⁰⁾)，并且把经验概率信息P(b⁽⁰⁾|y)提供到外部部件作为一个软输出。

通过执行上述操作，接收装置60能够执行解码处理，以按照经验概率信息P(b⁽²⁾|y)、P(b⁽¹⁾|y)和P(b⁽⁰⁾|y)的列举次序产生经验概率信息块P(b⁽²⁾|y)、P(b⁽¹⁾|y)和P(b⁽⁰⁾|y)。在接收装置60中，未在图中示出的硬判决单元把经验概率信息块P(b⁽²⁾|y)、P(b⁽¹⁾|y)和P(b⁽⁰⁾|y)转换为二进制数值，以获得信息位序列b⁽²⁾、b⁽¹⁾和b⁽⁰⁾。应当指出，尽管接收装置60仅仅一次执行解码处理，以顺序地产生以信息位序列b⁽²⁾为开始的信息位序列，但是该接收装置60还可以执行将在下文中所述的所谓之字形(zigzag)解码处理或者所谓的重复解码处理。

下面说明用于执行turbo解码处理的解码器62₀、62₁和62₂。首先，介绍用于执行一个编码序列的turbo解码处理的普通turbo解码器以说明用于接收装置60的解码器62₀、62₁和62₂的特性。应当指出，在这种情况中，为了便于说明，首先说明作为在图10中所示的转换器11_j的turbo解码器。

如图14中所示，一种普通的turbo解码器70包括一个信道去交织器71、一个去穿孔单元72、两个交织器73和75、两个MAP解码器74和76以及一个去交织器77。用于一个信道的该信道去交织器71把输入数据块恢复为原始次序。去穿孔单元72把离散收缩的数据恢复为原始数据。交织器73和75分别重新排列输入数据块的次序。MAP解码器74和76分别执行MAP解码处理。去交织器77把输入数据块恢复为原始次序。

如果上文所述的转换器11_j包括信道交织器24，则提供信道去交织器71。该信道去交织器71输入接收数值y，并且对该接收数值y进行去交织处理，以把交织数据De的数位阵列恢复为原始信息位序列b⁽ⁱ⁾的数位阵列和原始穿孔数据Dd的数位阵列。交织数据De已经被用于转换器11_j中的信道交织器24所交织。一个序列Df是对应于信息位序列b⁽ⁱ⁾的去交织处理结果。另一方面，一个序列Dg是对应于穿孔数据Dd的去交织处理结果。该信道去交织器71把该序列Df提供到交织器73和MAP解码器74，但是把序列Dg提供到去穿孔单元72。

去穿孔单元72通过把例如0.0这样的数据***到被用于转换器11_j中的穿孔单元23离散收缩的数位位置而恢复从信道去交织器71接收的序列Dd，以产生两个序列Dh和Di，其分别对应于由单元编码器21₀和21₁所输出的两个序列Da和Dc。去穿孔单元72把序列Dh提供到MAP解码器74，并且把序列Di提供到MAP解码器76。

交织器73输入由信道去交织器71所提供的序列Df，并且与在转换器11_j中所采用的交织器22相同，根据关于排列位置的相同信息对序列Df进行交织。然后，交织器73把作为交织器处理的结果获得的序列Dj提供到MAP解码器76。

MAP解码器74被提供作为在转换器11_j中所用的单元编码器21₀的相应部分。MAP解码器74接收来自信道去交织器71的对应于信息位序列b⁽ⁱ⁾的软输入序列Df、来自去穿孔单元72的软输入序列Dh以及来自去交织器77的用于软输入信息位的先验概率信息Apr0。然后，MAP解码器74通过使用代码限制条件产生用于要被查找的信息位序列的所谓外来信息Ext₀，并且把外来信息Ext₀提供到交织器75作为一个软输出。应当指出，外来信息Ext₀表示可能性的增加。

与在转换器11_j中所采用的交织器22相同，交织器75根据关于排列位置的相同信息，把作为对应于信息位序列的软输入从MAP解码器74接收的外来信息Ext₀进行交织。然后，交织器75把作为交织器处理的结果获得的用于MAP解码器76中的信息位的先验概率信息Apr₁提供到MAP解码器76。

MAP解码器76被提供作为在转换器11_j中所用的单元编码器21₁的相应部分。MAP解码器76接收来自信道交织器73的对应于信息位序列b⁽ⁱ⁾的软输入序列Dj、来自去穿孔单元72的软输入序列Di以及来自交织器75的用于软输入信息位的先验概率信息Apr₁。然后，MAP解码器76通过使用代码限制条件产生用于要被查找的信息位序列的所谓外来信息Ext₁，并且把外来信息Ext₁提供到去交织器76作为一个软输出。应当指出，与外来信息Ext₀非常类似，外来信息Ext₁表示可能性的增加。另外，MAP解码器76根据作为重复多次执行重复解码处理的结果获得的软输出外部信息产生用于一个信息位的经验概率信息P(b|y)，并且输出经验概率信息P(b|y)作为解码数据。

去交织器77对作为软输入从MAP解码器76接收的外来信息Ext₁进行去交织，以把在转换器11_j中所采用的交织器22交织的数据Db的数位阵列恢复为原始信息位序列b⁽ⁱ⁾的数位阵列。然后，去交织器77把作为交织器处理的结果用于在MAP解码器74中的信息位的先验概率信息Apr₀提供到MAP解码器74。

在上述turbo解码器70中，MAP解码器74和76通过使用对应于信息位序列b⁽ⁱ⁾和穿孔数据Dd的软输入序列以及通过使用先验概率信息Apr₀和Apr₁查找经验概率信息Apo(b_j)。经验概率信息Apo(b_j)是在时间j时的信息位为bj的概率。更加具体来说，MAP解码器74和76根据下述方程(46)查找经验概率信息Apo(b_j)：

$\mathrm{Apo}\left(b_j\right)=p\left(b_j\right|y)$

$=\underset{c\∈C}{\mathrm{\Σ}}p(b_j,b|y)=\underset{c\∈C}{\mathrm{\Σ}}\frac{p\left(y\right|b_j,b)P(b_j,b)}{p\left(y\right)}$

$\∞\underset{c\∈C}{\mathrm{\Σ}}p\left(y\right|b_j,b)P(b_j,b)=\underset{c\∈C|b_j}{\mathrm{\Σ}}p\left(y\right|b)P\left(b\right)...\left(46\right)$

$=\underset{c\∈C|b_j}{\mathrm{\Σ}}p\left(y\right|x)P\left(b\right)=\underset{c\∈C|b_J}{\mathrm{\Σ}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Π}}}p\left(y_k\right|x_k)P\left(b_k\right)$

$=\underset{c\∈C|b_j}{\mathrm{\Σ}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Π}}}p\left(y_k\right|x_k)\mathrm{Apr}\left(b_k\right)$

应当指出，在上述方程(46)中的先验概率信息Apr(b_k)由下述方程(47)所定义：

Apr(b_k)＝P(b_k)  ...(47)

由于如果一个信息位序列b被确定则由方程x＝x(b)所表示的编码处理唯一地产生一个代码x，上述方程(46)被变换，如第二和第三行所示。在方程(46)中的符号∑表示对所有c＝{c₀，c₁，...，c_N-1}为一个代码字以及在时间j的信息位为b_j的所有序列求和。

由于方程(46)的第5行仅仅与下述方程的(48)中所示的经验概率信息Apo(b_j)成比例，因此需要最终使经验概率信息Apo(b_j)归一化，如下列方程(49)所示。

$\mathrm{Apo}\left(b_j\right)\∞=\underset{c\∈C|b_j}{\mathrm{\Σ}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Π}}}p\left(y_k\right|x_k)\mathrm{Apr}\left(b_k\right)...\left(48\right)$

$\underset{b_j}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Apo}\left(b_j\right)=1...\left(49\right)$

如上文所述，MAP解码器74和76可以通过使用先验概率信息Apr(b_k)(＝P(b_k))的用于发送符号的候选项的接收符号的可能性L(＝P(y_k|x_k))而查找经验概率信息Apo(b_j)。应当指出，如果传输线路例如是一个AWGN信道，假设噪声的概率密度函数可以用下述方程(50)所表达，则可以通过使用下述的方程(51)查找该可能性L。

$p_n\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{\left|n\right|}^2\right]...\left(50\right)$

$L=p\left(y_k\right|x_k)\∞\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-x_k|}^2\right]...\left(51\right)$

在turbo解码器70中，MAP解码器74输出经验概率信息Apo(b_j)和先验概率信息Apr₀作为外来信息Ext₀，并且MAP解码器76输出经验概率信息Apo(b_j)和先验概率信息Apr₁作为外来信息Ext₁。

当接收该接收数值y时，包括上述MAP解码器74和76的turbo解码器70重复预定次数地执行重复解码处理。然后，MAP解码器76根据作为重复解码处理的结果而获得的软输出外部信息对一个信息位产生经验概率信息P(b|y)，并且输出该经验概率信息P(b|y)作为解码数据。

顺便提及，如上文所述，接收装置60被提供分别作为对上述turbo解码器70的改进的解码器62₀、62₁和62₂。应当指出，在这种情况中，为了便于下文的说明，首先描述作为图10中所示的转换器11_j的相应部分用于执行turbo解码处理的解码器62₀。

如图15中所示，解码器62₀包括一个信道去交织器81、一个去穿孔单元82、两个交织器83和85、两个MAP解码器84和86、一个去交织器87、一个穿孔单元88以及一个信道交织器89。用于一个信道的该信道去交织器81把输入数据恢复为原始次序。去穿孔单元82把离散收缩的数据恢复为原始数据。交织器83和85分别重新排列输入数据决的次序。MAP解码器84和86分别执行MAP解码处理。去交织器87把输入数据块恢复为原始次序。穿孔单元80对输入数据执行适当的离散收缩处理。用于一个信道的信道交织器89重新排列输入数据块的次序。

与用于上述turbo解码器70的信道去交织器71非常类似，当上文所述的转换器11_j包括信道交织器24时，则提供信道去交织器81。该信道去交织器81输入接收数值y、用于一个编码序列x⁽¹⁾的先验概率信息P(x⁽¹⁾)以及用于一个编码序列x⁽²⁾的先验概率信息P(x⁽²⁾)。然后，信道去交织器81对该接收数值y、先验概率信息P(x⁽¹⁾)和先验概率信息P(x⁽²⁾)进行去交织处理，以把交织数据De的数位阵列恢复为原始信息位序列b⁽ⁱ⁾的数位阵列和原始穿孔数据Dd的数位阵列。交织数据De已经被用于转换器11_j中的信道交织器24所交织。一个序列Df是对信息位序列b⁽ⁱ⁾的去交织处理结果。另一方面，一个序列Dk_y、Dk₁和Dk₂是对应于信息位序列b^(l)的分别对信息位序列b⁽ⁱ⁾、先验概率信息P(x⁽¹⁾)和先验概率信息P(x⁽²⁾)的去交织处理结果。另一方面，序列Dl_y、Dl₁和Dl₂是对应于的穿孔数据Dd的分别对信息位序列b⁽ⁱ⁾、先验概率信息P(x⁽¹⁾)和先验概率信息P(x⁽²⁾)的去交织处理结果。信道去交织器81把提供序列Dk_y、Dk₁和Dk₂提供到交织器83和MAP解码器84，但是把序列Dl_y、Dl₁和Dl₂提供到去穿孔单元82。

与用于上述turbo解码器70中的去穿孔单元72非常类似，去穿孔单元82通过把例如0.0这样的数据***到被用于转换器11_j中的穿孔单元23离散收缩的数位位置而恢复从信道去交织器81接收的序列Dly，以生产对应于由单元编码器21₀所输出的输出数据Da的用于接收数值y的序列Dm_y，以及产生对应于由单元编码器21₁所输出的输出数据Dc的接收数值y。另外，去穿孔单元82通过把数据P(x⁽¹⁾＝1)＝0.5和P(x⁽¹⁾＝-1)＝0.5***到被用于转换器11_j中的穿孔单元23离散收缩的数位位置而恢复从信道去交织器81接收的序列Dl₁和DL₂，以生产序列Dm₁、Dm₂、Dn₁和Dn₂。对先验概率信息P(x⁽¹⁾)和先验概率信息P(x⁽²⁾)产生的两个序列Dm₁和Dm₂分别对应于由单元编码器21₀所输出的输出数据Da。另一方面，对先验概率信息P(x⁽¹⁾)和先验概率信息P(x⁽²⁾)产生的两个序列Dm₁和Dm₂分别对应于由单元编码器21₁所输出的输出数据Dc。然后，去穿孔单元82把所产生的序列Dm_y、Dm₁和Dm₂输出到MAP解码器84，但是把所产生的序列Dn_y、Dn₁和Dn₂输出到MAP解码器86。

与用于上述turbo解码器70中的交织器73非常类似，交织器83输入由信道去交织器81所提供的序列Dk_y、Dk₁和Dk₂，并且与在转换器11_j中所采用的交织器22相同，根据关于排列位置的相同信息对序列Dk_y、Dk₁和Dk₂进行交织。然后，交织器83把作为交织器处理的结果获得的序列Do_y、Do₁和Do₂提供到MAP解码器86。

与用于上述turbo解码器70中的MAP解码器74非常类似，MAP解码器84被提供作为在转换器11_j中所用的单元编码器21₀的相应部分。MAP解码器84接收来自信道去交织器87的对应于信息位序列b⁽ⁱ⁾的软输入序列Dk_y、Dk₁和Dk₂、来自去穿孔单元82的软输入序列Dm_y、Dm₁和Dm₂以及来自去交织器87的用于软输入信息位的先验概率信息Apr₀。然后，MAP解码器84通过使用代码限制条件产生用于要被查找的信息位序列的外来信息Ext₀，并且把外来信息Ext₀提供到交织器85作为一个软输出。另外。根据作为执行预定次数地重复解码处理的结果而产生的软输出外部信息，MAP解码器84还产生用于软输入信息位的经验概率信息Apo_0i和用于对应在转换器11_j中所用的单元编码器21₀所输出的输出数据Da的一个编码为的经验概率信息Apo_0c。然后，MAP解码器84把经验概率信息Apo_0i和经验概率信息Apo_0c分别输出到信道交织器钽89和穿孔单元88。应当指出，与用于上述turbo解码器70中的MAP解码器74非常类似，MAP解码器84还查找可能性L，只是MAP解码器84通过与MAP解码器74不同的处理而查找可能性L。关于这一点的更多信息将在下文中描述。

与用于上述turbo解码器70中的交织器75非常类似，与在转换器11_j中所采用的交织器22相同，交织器85根据关于排列位置的相同信息，把作为对应于信息位序列的软输入从MAP解码器84接收的外来信息Ext₀进行交织。然后，交织器85把作为交织器处理的结果获得的用于MAP解码器86中的信息位的先验概率信息Apr₁提供到MAP解码器86。

与用于上述turbo解码器70中的MAP解码器76非常类似，MAP解码器86被提供作为在转换器11_j中所用的单元编码器21₁的相应部分。MAP解码器86接收来自信道交织器83的对应于信息位序列b⁽ⁱ⁾的软输入序列Do_y、Do₁和Do₂、来自去穿孔单元82的软输入序列Dn_y、Dn₁和Dn₂、以及来自交织器85的用于软输入信息位的先验概率信息Apr₁。然后，MAP解码器84对序列Do_y、Do₁、Do₂、Dn_y、Dn₁和Dn₂、以及先验概率信息Apr₁执行MAP解码处理。然后，MAP解码器84通过使用代码限制条件产生用于要被查找的信息位序列的外来信息Ext₁，并且把外来信息Ext₁提供到去交织器87作为一个软输出。另外，MAP解码器86根据作为重复多次执行重复解码处理的结果获得的软输出外部信息产生用于一个信息位序列b⁽⁰⁾的经验概率信息P(b⁽⁰⁾|y)，并且输出经验概率信息P(b⁽⁰⁾|y)到外部部件作为解码数据。另外，根据作为执行预定多次的重复解码处理的结果而产生的软输出外部信息，MAP解码器86还产生用于对应由用于转换器11_j的单元编码器21₁所输出的数据Dc的编码数位的经验概率信息Apo_1c。然后，MAP解码器86把经验概率信息Apo_ic输出到穿孔单元88。应当指出，与用于上述turbo解码器70中的MAP解码器76非常类似，MAP解码器86还查找可能性L，只是MAP解码器86通过与MAP解码器76不同的处理而查找可能性L。关于这一点的更多信息将在下文中描述。

与用于上述turbo解码器70中的交织器77非常类似，去交织器87对作为软输入从MAP解码器86接收的外来信息Ext₁进行去交织，以把在转换器11_j中所采用的交织器22交织的交织数据Db的数位阵列恢复为原始信息位序列b⁽ⁱ⁾的数位阵列。然后，去交织器87把作为交织处理的结果用于在MAP解码器84中的信息位的先验概率信息Apr₀提供到MAP解码器84。

穿孔单元88从MAP解码器84接收用于一个编码数位的经验概率信息Apo_0c，以及从MAP解码器86接收用于一个编码数位的经验概率信息Apo_1c，根据与转换器11_j中所用的穿孔单元23相同的规则对经验概率信息Apo_0c和经验概率信息Apo_1c执行离散收缩处理。作为离散收缩处理的结果，然后穿孔单元88把消除一些数位的穿孔数据Dp输出到信道交织器89。

该信道交织器89从穿孔单元88接收的穿孔数据Dp，以及按照延迟与穿孔单元88的处理时间相同的延迟时间长度的时序从MAP解码器84接收经验概率信息Apo_0i，与用于转换器11_j中的信道交织器24相同，根据排列位置的相同信息重新排列构成穿孔数据Dp和经验概率信息Apo_0i的数位次序，以产生用于编码序列x⁽⁰⁾的先验概率信息P(x⁽⁰⁾|y)。最后，信道交织器89把先验概率信息P(x⁽⁰⁾|y)输出到外部部件。

顺便提及，由于通过发送装置10执行编码处理输出多个编码序列的总和，上述解码器62₀不能够按照与上述方程(51)所示的简单方式查找可能性数值。为了解决该问题，用于解码器62₀中的MAP解码器84和86按照如下方式查找可能性数值。

假设符号L_k ⁽⁰⁾(+1)表示用于编码序列x⁽⁰⁾的接收序列的时间轴的第k个成分为“1”的可能性，并且符号L_k ⁽⁰⁾(-1)表示用于编码序列x⁽⁰⁾的接收序列的时间轴的第k个成分为“-1”的可能性。并且假设已经获得用于其他编码序列x⁽¹⁾和x⁽²⁾的概率。在这种情况中，可能性L_k ⁽⁰⁾(+1)和可能性L_k ⁽⁰⁾(-1)由下列方程(52)和(53)所表示。应当指出，可能性L_k ⁽⁰⁾(+1)和可能性L_k ⁽⁰⁾(-1)分别被归一化，使得它们的总和最终变为等于1。

$L_k^{\left(0\right)}(+1)=p\left(y_k\right|x_k^{\left(0\right)}=+1)$

$\∞P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(1\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(1\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(1\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(1\right)}(-1)=+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]...\left(52\right)$

$L_k^{\left(0\right)}(+1)=p\left(y_k\right|x_k^{\left(0\right)}=-1)$

$\∞P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(-1)+a^{\left(1\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(-1)+a^{\left(1\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}(-1)+a^{\left(1\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]...\left(53\right)$

也就是说，通过首先对发送符号的所有可能候选项比较的接收符号的可能程度而分别查找可能性L_k ⁽⁰⁾(+1)和L_k ⁽⁰⁾(-1)，然后把由被发送的发送符号的可能性加权的可能性程度相加。在这种情况中，被发送的发送符号的概率可以通过把分别作为编码序列x⁽⁰⁾的成分被发送的概率相乘的查找符号被发送的概率。在以前解码的代码的情况中，使用其概率。另一方面，在以前未解码的代码的情况中，反映表示为未知概率的数值。

应当指出，在通过存在幅度变化的通信线路发送的情况中，可能性L_k ⁽⁰⁾(+1)和可能性L_k ⁽⁰⁾(-1)可以通过使用下文给出的方程(54)和(55)来计算。值得注意的是在方程(54)和(55)中使用的符号f_k表示在通信线路上的第k个成分的幅度。

$L_k^{\left(0\right)}(+1)=p\left(y_k\right|x_k^{\left(0\right)}=+1)$

$\∞P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(1\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(1\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(+1)+a^{\left(1\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]...\left(54\right)$

$L_k^{\left(0\right)}(-1)=p\left(y_k\right|x_k^{\left(0\right)}=-1)$

$\∞P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(-1)+a^{\left(1\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=+1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(-1)-+a^{\left(1\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(+1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=+1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(-1)+a^{\left(1\right)}(+1)+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]$

$+P(x_k^{\left(1\right)}=-1)P(x_k^{\left(2\right)}=-1)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-f_k\·(a^{\left(0\right)}(-1)+a^{\left(1\right)}(-1)+a^{\left(2\right)}(-1))|}^2\right]...\left(55\right)$

用于解码器620中的MAP解码器84和86通过使用按照上述方式计算的可能性L_k ⁽⁰⁾(+1)和可能性L_k ⁽⁰⁾(-1)来查找经验概率信息。

通过把分别作为在转换器11_j中使用的单元编码器21₀和21₁的相应部分的MAP解码器84和86提供给解码器62₀，通过以较高解码复杂度的代码分解为分别具有较低复杂度的单元，由于MAP解码器84和86之间的交互作用，包括MAP解码器84和86的解码器62₀能够随时改进特性。当解码器62₀接收该接收数值y时，解码器62₀重复预定次数地执行重复解码处理，并且根据作为该解码处理的结果获得的软输出的外部信息，解码器62₀为来自MAP解码器86的信息位序列b⁽⁰⁾产生经验概率信息P(b⁽⁰⁾|y)，并且如果必要的话，把用于编码序列x⁽⁰⁾的的先验概率信息P(x⁽⁰⁾|y)发送到其他解码器62₁和62₂。

在接收装置60中，解码器62₁和62₂分别具有与解码器62₀相同的结构。也就是说，通过使用根据方程(52)、(53)、(54)和(55)所查找的可能性L_k ⁽¹⁾(+1)和可能性L_k ⁽¹⁾(-1)，解码器62₁产生用于信息位序列b⁽¹⁾的经验概率信息P(b⁽¹⁾|y)和用于编码序列x⁽¹⁾的经验概率信息P(x⁽¹⁾|y)。然后，解码器62₁输出经验概率信息P(b⁽¹⁾|y)作为解码数据，并且如果必要的话，把该经验概率信息P(x⁽¹⁾|y)提供到解码器62₀和62₂。同理，通过使用根据方程(52)、(53)、(54)和(55)所查找的可能性L_k ⁽²⁾(+1)和可能性L_k ⁽²⁾(-1)，解码器62₂产生用于信息位序列b⁽²⁾的经验概率信息P(b⁽²⁾|y)和用于编码序列x⁽²⁾的经验概率信息P(x⁽²⁾|y)。然后，解码器62₂输出经验概率信息P(b⁽²⁾|y)作为解码数据，并且如果必要的话，把该经验概率信息P(x⁽²⁾|y)提供到解码器62₀和62₁。

如上文所述，通过顺序地查找分别用于信息位序列b⁽²⁾、b⁽¹⁾和b⁽⁰⁾的经验概率信息P(b⁽²⁾|y)、经验概率信息P(b⁽¹⁾|y)和经验概率信息P(b⁽⁰⁾|y)，采用解码器62₀、62₁和62₂的接收装置60能够执行解码处理，以按照信息位序列b⁽²⁾、b⁽¹⁾和b⁽⁰⁾的排列次序产生信息位序列b⁽²⁾、b⁽¹⁾和b⁽⁰⁾。

另外，接收装置60不能够随后仅仅执行一次解码处理，以产生以信息位序列b⁽²⁾为开始的信息位序列。而是，接收装置60能够执行如上文所述的之字形解码处理或者重复解码处理。

具体来说，如上文所述，接收装置60基本上按照A、B和C的持续执行A、B和C操作，其中A、B和C分别表示由解码器62₀、62₁和62₂所执行的解码处理。在A和B操作完成之后，通过把为编码序列x⁽¹⁾获得的经验概率信息P(x⁽¹⁾|y)提供到解码器62₂作为用于编码序列x⁽¹⁾的先验概率信息P(x⁽¹⁾)而再次执行A操作。按照这种方式，接收装置60可以改进编码序列x⁽²⁾的解码处理的可靠性。因此，接收装置60还可以改进低阶编码序列x⁽¹⁾和x⁽⁰⁾的解码处理的可靠性。同理，在完成A、B和C操作之后，还可以通过把为编码序列x⁽⁰⁾获得的经验概率信息P(x⁽⁰⁾|y)提供到解码器62₁作为用于编码序列x⁽⁰⁾的先验概率信息P(x⁽⁰⁾)。按照这种方式，接收装置60能够改进编码序列x⁽¹⁾的解码处理的可靠性。也就是说，接收装置60能够按如下次序执行解码操作：A、B、A、B、C、B和C。

另外，在完成解码处理A、B和C之后，接收装置60可以按照如下次序重复多次地执行这些解码处理：A、B、C、A、B和C等等。另外，在完成解码处理A、B、A、B、C、B和C之后，接收装置60可以按照如下次序重复多次地执行解码处理：A、B、A、B、C、B、C、A、B、A、B、C、B和C等等。

如上文所述，接收装置60不仅仅一次顺序地执行解码处理，以产生以信息位序列b⁽²⁾为开始的信息位序列。另外，接收装置60可以根据预定规则执行之字形解码处理或者重复解码处理。

通过在由该接收装置60所执行的处理中采用下文中所述的方法以查找可能性数值，该处理可以被简化。

首先，根据第一方法，如果存在已经完成解码处理的编码序列，使得用于第k个成分的经验概率信息P(x_k ⁽¹⁾)最大化的成分x_k ⁽¹⁾被选择作为最佳的候选项，如下文给出的方程(56)所示。然后，该最佳候选项被用作为查找用于另一个编码序列的可能性数值的先验概率信息x_k.best ⁽¹⁾。也就是说，根据该第一方法，对于已经完成解码处理编码序列，执行硬判决。

$x_{k\·\mathrm{best}}^{\left(1\right)}=\underset{x_k^{\left(l\right)}}{\max }\left[P\left(x_k^{\left(1\right)}\right)\right]...\left(56\right)$

例如，当完成分别由上述解码器62₀、62₁和62₂所执行的解码处理A、B和C中的A和C操作时，解码器62₁根据下文给出的方程(57)查找成分x_k ⁽¹⁾的可能性。如果解码器62₁把用于已经完成解码处理的编码序列x⁽⁰⁾和x⁽²⁾中的最佳候选项的先验概率信息作为具有数值1的信息，并且把用于其他成分的先验概率信息作为具有数值0的信息，上文给出的方程(52)和(53)被简化。

$p\left(y_k\right|x_k^{\left(1\right)})\∞\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}{x}_{k\·\mathrm{best}}^{\left(0\right)}+a^{\left(1\right)}{x}_k^{\left(1\right)}+a^{\left(2\right)}{x}_{k\·\mathrm{best}}^{\left(2\right)})|}^2\right]...\left(57\right)$

其次，根据第二方法，如果存在用于已经完成解码处理的编码序列，则用于已经进行硬判决的第k个成分的期望值被查找中为经验概率信息，如下文的方程(57)所示。然后，该经验概率信息被用作为查找用于另一个编码序列的可能性数值的先验概率信息x_k.exp ⁽¹⁾。

$x_{k\·\exp }^{\left(1\right)}=\underset{x_k^{\left(1\right)}}{\mathrm{\Σ}}P\left(x_k^{\left(1\right)}\right)x_k^{\left(l\right)}...\left(58\right)$

例如，当完成分别由上述解码器62₀、62₁和62₂执行解码处理A、B和C中的A和C操作时，解码器62₁根据下文给出的方程(59)查找成分x_k ⁽¹⁾的可能性。按照这种方式，上文给出的方程(52)和(53)被简化。

$p\left(y_k\right|x_k^{\left(l\right)})\∞\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_n}\exp \left[\frac{-1}{2{\mathrm{\σ}}_n^2}{|y_k-(a^{\left(0\right)}{x}_{k\·\exp }^{\left(0\right)}+a^{\left(1\right)}{x}_k^{\left(1\right)}+a^{\left(2\right)}{x}_{k\·\exp }^{\left(2\right)})|}^2\right]...\left(59\right)$

第三，根据第三种方法，如果尝试对一个编码序列和还没有编码的其他编码序列进行解码，则该其他编码序列被当作具有相等电功率的高斯噪声。

例如，如果解码器62₂在解码器62₂的解码处理C中根据下文给出的方程(60)计算成分x_k ⁽²⁾的可能性，则上文给出的方程(52)和(53)可以被简化。应当指出，在这种情况中，如果存在已经完成解码处理的编码序列，第一和第二方法可以被提供到这些编码序列。

$p\left(y_k\right|x_k^{\left(2\right)})\∞\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}({\mathrm{\σ}}_n^2+a^{{\left(2\right)}^2}+a^{{\left(0\right)}^2})}}\exp \left[\frac{-1}{2({\mathrm{\σ}}_n^2+a^{{\left(2\right)}^2}+a^{{\left(0\right)}^2})}{|y_k-a^{\left(2\right)}{x}_k^{\left(2\right)}|}^2\right]...\left(60\right)$

顺便提及，如果在解码处理中所涉及的通信线路上存在增益或衰减，则该接收装置60需要获得增益或衰减的数值。估计在通信线路上的增益或衰减的方法在下文中描述。

通常，通过使用与编码序列分别提供的导频信号估计通信线路的增益或衰减。但是，通过该方法，使用多个导频信号导致不必要地消耗用于发送该信号的较大能量。

为了解决该问题，至少对如图16中所示的解码器622提供信道估计单元，用于使该接收装置60能够估计通信线路的增益或衰减。

在对编码序列x⁽²⁾的解码处理进行足够准确的幅度f的估计处理之后，用于接收装置60中的解码器62₂解码具有最大幅度的编码序列x⁽²⁾。由估计器91通过采用例如使用导频信号的技术或者确定接收数值y的幅度的技术这样的方法来执行估计处理。然后，在完成编码序列x⁽²⁾的解码处理之后，接收装置60通过使用作为解码处理的结果而获得的用于信息位序列b⁽²⁾的经验概率信息P(b⁽²⁾|y)在转换器92中执行重新编码处理g，而查找作为编码序列x⁽²⁾的估计值的硬判决值序列x⁽²⁾’，如下列方程(61)和(62)所示：

$b^{{\left(2\right)}^{\′}}=\underset{b}{\max }\left[p\left(b^{\left(2\right)}\right|y)\right]...\left(61\right)$

$x^{{\left(2\right)}^{\′}}=g\left(b^{{\left(2\right)}^{\′}}\right)...\left(62\right)$

然后，用于接收装置60中的相关计算器93查找硬判决值序列x⁽²⁾’和接收数值y之间的相关性。该接收数值y由下述方程(63)所表示，其中符号f表示通信线路的幅度。如果硬判决值序列x⁽²⁾’不包括误差，则互相关f’可以根据下述方程(64)所计算。应当指出，在方程(64)中使用的符号“.”表示内积运算。在方程(64)中的分母用于对幅度归一化。另外，由于编码序列x⁽²⁾是一个M维矢量，|x⁽²⁾|²可以用M来代替。

$y=f(a^{\left(0\right)}{x}^{\left(0\right)}+a^{\left(1\right)}{x}^{\left(1\right)}+a^{\left(2\right)}{x}^{\left(2\right)})+n...\left(63\right)$

$f^{\′}=\frac{y\·x^{\left(2\right)}}{a^{\left(2\right)}{\left|x^{\left(2\right)}\right|}^2}=\frac{f\·a^{\left(0\right)}{x}^{\left(0\right)}\·x^{\left(2\right)}+f\·a^{\left(1\right)}{x}^{\left(1\right)}\·x^{\left(2\right)}+f\·a^{\left(2\right)}{x}^{\left(2\right)}\·x^{\left(2\right)}+n{x}^{\left(2\right)}}{a^{\left(2\right)}M}$

$=\frac{f\·a^{\left(0\right)}{x}^{\left(0\right)}\·x^{\left(2\right)}+f\·a^{\left(1\right)}{x}^{\left(1\right)}\·x^{\left(2\right)}+f\·a^{\left(2\right)}M+n{x}^{\left(2\right)}}{a^{\left(2\right)}M}$

$=f+\frac{f\·a^{\left(0\right)}{x}^{\left(0\right)}\·x^{\left(2\right)}+f\·a^{\left(1\right)}{x}^{\left(1\right)}\·x^{\left(2\right)}+n{x}^{\left(2\right)}}{a^{\left(2\right)}M}$

$\→f(M\→\∞)...\left(64\right)$

也就是说，由于编码序列x⁽⁰⁾和x⁽²⁾独立于编码序列x⁽¹⁾，通过把在使用方程(64)所查找的互相关值f’中的M设置为一个较大数值，接收装置60可以以较高准确度估计通信线路的幅度f。

另外，由于在至少图17中所示的解码器62₂采用信道估计单元100，因此接收装置60可以估计该通信线路。

也就是说，在对编码序列x⁽²⁾的解码处理足够准确的估计幅度f的估计处理之后，在接收装置60中所用的解码器62₂解码具有最大幅度的编码序列x⁽²⁾。与信道估计单元90非常类似，由估计器101通过采用例如使用导频信号的技术或者确定接收数值y的幅度的技术这样的方法来执行估计处理。然后，在完成编码序列x⁽²⁾的解码处理之后，用于接收装置60中的编码序列估计器102通过使用用于编码序列x⁽²⁾的经验概率信息P(x⁽²⁾|y)查找作为编码序列x⁽²⁾的的估计值的硬判决值序列x⁽²⁾’，如下述方程(65)所示：

$x^{{\left(2\right)}^{\′}}=\underset{x}{\max }\left[p\left(x^{\left(2\right)}\right|y)\right]...\left(65\right)$

然后，与信道估计单元90非常类似，用于接收装置60中的相关计算器103查找硬判决值序列x⁽²⁾’和接收数值y之间的相关性。结果，接收装置60可以较高准确度的估计通信线路的幅度f。

通过使用如上文所述估计的幅度f，用于接收装置60中的解码器62₁和62₀分别对编码序列x⁽¹⁾和x⁽⁰⁾进行解码。另外，由于接收装置60中的解码器62₂可以通过使用估计幅度f再次对编码的x⁽²⁾进行解码。

包括用于执行上述编码处理的发送装置10和用于执行上述解码处理的接收装置60的数据发送和接收***可以自适应地设置常数a^(l)，以如下改变通信线路的状态。例如，在移动通信中，信道模型根据运动物体的运动速度而改变。在静止状态中，信道模型为一个静态信道。另一方面，在高速运动的状态中，该信道模型为瑞利信道。在这种情况中，发送装置10宁可根据通信线路改变该常数a^(l)。通过作为编码处理的参数的常数a^(l)，编码序列x^(l)的幅度被求平均。

当数据发送和接收***的信道模型改变时，通信线路的状态被识别，并且查找用于该通信线路的最佳参数a^(l)。然后，根据常数a^(l)执行编码处理。

作为一种自适应编码方法，在此给出一种编码技术，从而接收装置识别通信线路的状态，在所谓的双工通信中把该通信线路的状态反馈回该发送装置作为反馈信息，并且该发送装置自适应的根据该反馈信息采用该编码技术。

具体来说，在一种普通数据发送和接收***的接收装置60中，其大体轮廓在图18中示出，信道估计单元识别通信线路的状态，并且控制器150₁根据该确定的状态确定作为编码处理的参数的一个常数a^(l)。在数据发送和接收***的接收装置60中，所确定的常数a^(l)被用于由解码器所执行的解码处理中，作为当前时间的一个参数PRc。所确定的常数a^(l)还被发送到该发送装置，作为下一个时间的参数PR_N。应当指出，在接收装置60中所使用的解码器对应于上文所述的解码器62₀、62₁和62₂。

然后，当该数据发送和接收***的发送装置10从接收装置60接收下一次的参数PR_N时，在该发送装置10中，下一次的参数PR_N被通过控制器150₂传送到编码器，作为当前时间的参数PRc，并且通过通信线路把该编码处理的结果发送到接收装置60。应当指出，在该发送装置10中所采用的编码器对应于已经在上文所述的转换器11₀、11₁和11₂、乘法器12₀、12₁和12₂以及加法器13₀和13₁。

如上文中所述，当在该数据发送和接收***中执行双工通信是，该接收装置识别通信线路的状态，把该通信线路的状态反馈回该发送装置作为反馈信息，并且该发送装置根据该反馈信息以自适应的方式执行编码处理，这样可以改进性能。

另外，作为一种自适应编码技术，在此还提供一种方法，从而该发送装置识别用于接收的通信线路的状态，并且假设用于发送的通信线路的状态与用于接收的通信线路的状态的相同，自适应的根据用于接收的通信线路的状态的信息执行编码处理。

具体来说，为了给出作为在该数据发送和接收***中改变编码参数的操作的一部分的参数改变的预先通知，如图19中的数据发送和接收***的一般结构的轮廓所示的具有信道估计单元和控制器150₁的发送装置10识别要由控制器150₂所使用的通信线路的状态，作为用于确定编码参数(即，常数a^(l))的基础。然后，在该数据发送和接收***中，所确定的常数a^(l)被多路复用器在一个信息位序列中复用，作为下一次的参数PR_N，另外，从控制器150₁接收的常数a^(l)被用作为在发送作为编码处理的结果获得的数据之前由编码器对多路复用器所产生的复用数据执行编码处理中的当前时间的参数PRc。应当指出，在发送装置10中所采用的编码器对应于上文中所述的转换器11₀、11₁和11₂、乘法器12₀、12₁和12₂以及加法器13₀和13₁。

然后，当该数据发送和接收***的接收装置60接收由发送装置10通过通信线路发送的数据时，用于接收装置60中的解码器对该数据进行解码。在这种情况中，数据发送和接收***的接收装置60通过使用由控制器150₂输出的参数PRc而执行编码处理。用于该数据发送和接收***的接收装置60中的去多路复用器把由发送装置10所复用的参数PR_N从作为解码处理的结果而获得的数据中分离，并且把分离的参数PR_N提供到控制器150₂，然后进行参数改变。在该数据发送和接收***中从下一次开始执行的解码处理中，新的参数PR_N被用作为当前时间的参数PRc。应当指出，在接收装置60中采用的解码器对应于上文所述的解码器62₀、62₁和62₂。

如上文所述，在该数据发送和接收***中的发送装置识别用于接收的通信线路的状态，并且假设用于发送的通信线路的状态与用于接收的通信线路的状态相同，根据关于用于接收的通信线路的状态的信息自适应地执行编码处理，从而可以减小接收装置的处理负担。

应当指出，作为自适应编码处理，给出参数改变的预先通知。这是因为需要预先把要被用于在自适应编码处理中用于在下一次对数据进行解码的参数预先通知给接收装置。但是，在该数据发送和接收***中，如下文中所述还可以在当前时间的数据中包括当前时间的参数。

具体来说，一种数据发送和接收***可以按照与图19中所示的数据发送和接收***相同的方式而配置，如图20的一般配置轮廓中所示。在这种情况中，接收装置90需要对被复用一个参数的数据进行解码。请注意，在这种情况中，该解码处理可以用最高阶次的编码序列来进行，而不受到较低阶次编码序列的功率比的影响。

在该数据发送和接收***中，具有信道估计单元和控制器150₁的发送装置识别由控制器150₁所使用的通信的状态，作为用于确定编码参数(即，常数a^(l))的基础。然后，所确定的常数a^(l)被多路复用器复用在最高阶次的信息位序列中，作为当前时间的参数PRc，另外，在发送作为编码处理的结果而获得的数据之前，从控制器150₁接收的常数a^(l)被用作为在由编码器对多路复用器所产生的复用数据执行编码处理中的当前时间的参数PRc。

然后，当数据发送和接收***的接收装置60通过通信线路接收由发送装置10所发送的数据时，用于接收装置60中的解码器对最高阶次的编码序列进行解码。在这种情况中，数据发送和接收***的接收装置60以最高阶次的编码序列为开始，通过使用由控制器150₂所输出的预定参数PRc而解码该数据。用于该数据发送和接收***的接收装置60中的去多路复用器把由发送装置10所复用的参数PR_C从作为解码处理的结果而获得的数据中分离，并且把分离的参数PR_C提供到控制器150₂，然后进行参数改变。因此，可以执行一个处理，以通过使用新的参数PRc对比最高阶次的编码序列更低阶次的一个编码序列进行解码。

如上文所述，在该数据发送和接收***中的发送装置识别用于接收的通信线路的状态，并且假设用于发送的通信线路的状态与用于接收的通信线路的状态相同，在由接收装置根据关于用于接收的通信线路的状态的信息自适应地执行的编码处理中，当前时间的参数可以被包含最高阶次的当前时间的编码序列中，从可以执行编码处理，而不需要预先通知该接收装置。

现在，为了评估这样的数据发送和接收***的性能，通过模拟对瑞利信道和AWGN信道查找表示通常用于表示要代码性能的特性。该特性由误码率BER和每个数位的信噪功率比E_b/n_o所表示。

在该模拟中，由下述方程(66)中的一个生成多项式方程G所表示的turbo代码被用作为原始代码，一个交织器被用于执行在转换器之间的随机交织处理，一个发送速率C被设置为1/2，由下述方程(67)所表示的穿孔模式被使用，并且一个信道交织器被用于执行在转换器之间的随机交织处理。另外，在该模拟中，被提供到每个转换器的信息位的数目(N)被设置为20,000。也就是说，构成由每个转换器所产生的编码序列的成分的数目(M)被设置为40,000，并且在由每个解码器所执行的turbo解码处理中重复的次数被设置为20。

$G\left(D\right)=\left(\frac{\stackrel{1}{1+D^4}}{1+D+D^2+D^3+D^4}\right)...\left(66\right)$

当在上文所述的条件下查找用于一个AWGN信道的特性，获得如图21中所示的结果。另外，还获得图22中所示的特性曲线。

也就是说，利用由下文给出的方程(68)的噪声概率密度函数，位误码率被计算作为turbo代码的一个原始AWGN特性，获得图22中所示的最左端的特性曲线，即由实线所示的特性。在这种情况中，从图21中所示的信道的特性，对于的ξ⁽⁰⁾＝0.8dB，常数a⁽⁰⁾为0.775，其中ξ⁽⁰⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/n_o。

$p\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\π}{n}_0}}\exp [-\frac{1}{n_0}{n}^2]...\left(68\right)$

接着，作为一个信道模式，用下文给出的方程(69)所示的概率密度函数来表示通信线路。沿着该通信线路，添加噪声和特定序列之和。该特定序列具有与常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾相同的统计特性。另外，获得在图22中所示的最左端的特性曲线，即由点划线所示的特性。在这种情况中，从该信道特性，对于的ξ⁽¹⁾＝0.7dB，常数a⁽¹⁾为1.137，其中ξ⁽¹⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v⁽⁰⁾)。

$p\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{\π}{n}_0}}\exp [-\frac{1}{n_0}{n}^2]\⊗\frac{1}{2}(\mathrm{\δ}(n+a^{\left(0\right)})+\mathrm{\δ}(n-a^{\left(0\right)}))$

$=\frac{1}{2\sqrt{\mathrm{\π}{n}_0}}\exp [-\frac{1}{n_0}{(n+a^{\left(0\right)})}^2]+\frac{1}{2\sqrt{\mathrm{\π}{n}_0}}\exp [-\frac{1}{n_0}{(n-a^{\left(0\right)})}^2]...\left(69\right)$

另外，作为一个信道模式，假设另一条通信线路。沿着该通信线路，添加噪声和特定序列之和。该特定序列具有与常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾和a⁽¹⁾x⁽¹⁾相同的统计特性。另外，获得在图22中所示的最左端的特性曲线，即由点状虚线所示的特性。在这种情况中，从该信道特性，从图21所示的信道特性，对于的ξ⁽²⁾＝0.6dB，常数a⁽²⁾为1.658，其中ξ⁽²⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v⁽¹⁾)。

同理，作为一个信道模式，假设另一个通信线路。沿着该假设的通信线路，添加噪声和特定序列之和。该特定序列具有与常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾、a⁽¹⁾x⁽¹⁾和a⁽²⁾x⁽²⁾相同的统计特性。另外，获得在图22中所示的最左端的特性曲线，即由双点虚线所示的特性。在这种情况中，从图21中所示的信道特性，对于的ξ⁽³⁾＝0.6dB，常数a⁽³⁾为2.430，其中ξ⁽³⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v⁽²⁾)。

通过使用这些常数a^(l)作为代码，可以通过对两个序列求和，即常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾和a⁽¹⁾x⁽¹⁾，以2/2的传输速率C构造一个求和编码序列，通过对三个序列求和，即常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾、a⁽¹⁾x⁽¹⁾和a⁽³⁾x⁽³⁾，以3/2的传输速率C构造一个求和编码序列，以及通过对4个序列求和，即常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾、a⁽¹⁾x⁽¹⁾、a⁽²⁾x⁽²⁾和a⁽³⁾x⁽³⁾，以4/2的传输速率C构造一个求和编码序列。这些都在图21中示出。应当指出，常数倍乘编码序列a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾、a⁽¹⁾x⁽¹⁾、a⁽²⁾x⁽²⁾和a⁽³⁾x⁽³⁾分别被称为阶段1、阶段2、阶段3和阶段4。应当注意，在同一附图中，还示出在传输求和编码序列中所期望和所需的平均信噪功率比E_b/n_o＝ξ_ave’。

作为通过使用如上文所述而设计的代码改变噪声功率密度n_o，以查找在AWGN信道中的序列特性的处理结果而获得图22中所示的特性曲线。

另外，在相同的条件下，通过假设通信线路的估计是良好的，还查找在完全交织瑞利信道中的特性。如图23中所示，对于的ξ⁽⁰⁾＝2.7dB，常数a⁽⁰⁾为0.965，其中ξ⁽⁰⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/n_o，对于的ξ⁽¹⁾＝1.9dB，常数a⁽¹⁾为1.489，其中ξ⁽¹⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v⁽⁰⁾)，对于的ξ⁽²⁾＝1.1dB，常数a⁽²⁾为2.167，其中ξ⁽²⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v⁽¹⁾)，以及对于的ξ⁽³⁾＝1.0dB，常数a⁽³⁾为3.242，其中ξ⁽³⁾是该信号所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v⁽²⁾)。

作为通过使用如上文所述而设计的代码改变噪声功率密度n_o，以查找在瑞利信道中的序列特性的处理结果而获得图24中所示的特性曲线。

从图22和24中的特性显然可以看出，所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值已知与要被求和的常数倍乘编码序列的数目成反比例地减小，即，阶段数越大，则所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值越小。这是因为当要被求和的常数倍乘编码序列的数目增加，通信线路的状态不再是高斯分布的状态。另外，在瑞利信道的情况中，所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值与要被求和的常数倍乘编码序列的数目成反比例地减小，其减小速率比在AWGN信道的情况中所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值与要被求和的常数倍乘编码序列的数目成比例地减小的速率更大。这是因为，当前要被求和的常数倍乘编码序列的数目增加时，通信线路的状态不再是高斯分布的状态，如上文所述代码变化的偏差减小。应当指出，从该模拟结果，高阶代码的解码结果的不确定性已知对低阶代码的解码处理具有影响。因此，作为用于高阶代码的常数a^(l)，一个较大的容限被认为是有效的。

如上文所述，在该数据发送和接收***中，显然具有较大传输速率的代码可以容易地使用具有较小传输速率的代码而构成，因此，可以高性能地执行解码处理。

应当指出，在该模拟中，根据通信线路是否为静态或瑞利信道，已经对例如常数a^(l)这样的编码参数进行优化。如果静态信道的特性通过使用用于瑞利信道的编码参数和预测，将获得如图25中所示的结果。也就是说，在这种情况中，对于一个或多个阶段的代码，瑞利信道的所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值大于静态信道的所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值。另外，在阶段0该代码所需的信噪功率比E_b/n_o为2.7dB，这比图21中所示的0.8dB的数值大1.9dB。因此，在静态信道中的特性被预测为等于所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值，其比在该瑞利信道中的特性至少小1.0dB。

如上文所述，在该数据发送和接收***中，多个信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}受到转换处理，包括预定编码处理和/或预定调制处理，以产生编码序列{x⁽⁰⁾，x⁽¹⁾，...，x^(L-1))，然后把其分别乘以常数{a⁽⁰⁾，a⁽¹⁾，...，a^(L-1))，以分别获得常数倍乘编码序列{a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，a⁽¹⁾x⁽¹⁾，...，a^(L-1)x^(L-1)}。然后，常数倍乘编码序列{a⁽⁰⁾x⁽⁰⁾，a⁽¹⁾x⁽¹⁾，...，a^(L-1)x^(L-1)}被求和以产生一个求和编码序列g，其最终被发送。因此，仅仅对作为基础的原始代码具有少量的限制，这样可以容易地实现高性能的编码处理，能够相当大程度地增加代码设计的自由度。结果，可以用这样的最佳方式对信息位序列{b⁽⁰⁾，b⁽¹⁾，...，b^(L-1)}进行编码，使得可以减小用于充分降低误码率所需的信噪功率比E_b/n_o的数值。

另外，在该数据发送和接收***中，接收装置以最高阶信息位序列b^(L-1)为开始顺序地执行解码处理。因此，可以用高准确度并且容易的执行至少一个信息位序列b^(l)的解码处理。具体来说，在该数据发送和接收***中，该接收装置执行一种MAP解码处理或者符合MAP解码处理的一种解码处理，使得实际代码的解码处理能够被执行。另外，在该数据发送和接收***中，在由接收装置所执行的解码任何编码序列的过程中，关于任何其他编码序列的信息被使用，以减小用于充分降低位误码率所需的信噪功率比E_b/n_o。

因此，如果由于在数据发送和接收***中的频带限制需要通过使用有限数目实数来发送数据，可以按照高传输速率充分满足编码处理的需求。因此可以向用户提供很大的便利。

在上述实施例中，原始信号的幅度一般表现为高斯分布。但是，应当指出普通代码的幅度不表现为高斯分布。特别是在具有低传输速率的代码的情况中，采用BPSK调制技术。在这种情况中，在编码处理中，不希望根据以前受到加法处理的代码的能量来查找代码能量。

在这种情况中，根据BPSK调制技术的信号点的二进制分布熵为1，这比(1/2)log₂(πe)＝1.65的高斯分布熵更低。因此，即使用于每个信息位序列的编码序列的幅度不表现为高斯分布，除了衰减信道之外，通过执行随机归一化转换处理，该幅度的表现为高斯分布。相应地，显然不会获得比通过假设每个代码表现为高斯分布的结果更差的结果。

因此，通过对反映编码器的模型的高斯信道执行测量，可以测量在原始信号的幅度表现为非高斯分布的情况中所需的信噪功率比E_b/(n_o+2v)的数值。另外，在解码处理中，以符合编码器的模型高准确度地计算可能性数值的常数被优化。

应当指出，本发明的范围不限于上述实施例。例如，在上述实施例中，turbo编码处理被用作为要由用于该发送装置中的转换器所执行的编码处理。但是，本发明还可以应用于包括Reed-Solomon代码和BCH(博斯-乔赫里-霍克文黑姆码)代码在内的任何代码。

另外，在上述实施例中，BPSK调制技术被用于由该发送装置中所采用的转换器所执行的编码处理中。但是，本发明还可以应用于采用其他调制技术的情况。其他调制技术的一个例子QPSK(四相移键控)调制技术。应当指出，即使采用QPSK调制技术，在求和编码序列g中的信号点被根据上述信噪比S/N而设置。例如，信号点以不相等的间距而设置，如图26中所示。

另外，在上述实施例中，仅仅一个信息位序列b^(l)被提供到用于该发送装置中的转换器。但是，取代例如包括2,000个信息位的单个信息位序列b^(l)，可以把分别包括1,000个数位的两个序列提供到该转换器。也就是说，根据本发明，具有任何结构的信息位序列b^(l)可以被提供到任何转换器，只要由该转换器所输出的编码序列X⁽¹⁾包含M个数字即可。

另外，在上述实施例中，MAP解码处理被用作为要由该接收装置中所采用的解码器所执行的典型解码处理。但是，本发明还可以应用于采用维特比解码处理的情况。应当指出，如果采用维特比解码处理，则该解码器输入一个可能性数值，但是不输出作为解码处理的结果的经验概率信息。因此，在该情况中，该解码器执行解码处理，以概率1产生正确的解码结果。

如上文所述，不用说可以在不脱离本发明的精神实质的范围内适当地作出各种改变。

如上文所述，由本发明所提供的信息发送装置是一个在发送信息之前用于把输入信息的格式转换为预定格式的信息发送装置。该信息发送装置包括：第一转换装置，用于把包括预定数目的数位的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第一转换装置所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少第二转换装置，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少第二乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第二转换装置所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法装置，用于把作为乘法处理的结果由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法处理的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生一个求和编码序列；以及一个发送装置，用于发送该求和编码序列作为一个发送信号。

如上文所述，在由本发明所提供的信息发送装置中，该加法装置把作为第一编码序列和第一常数的乘积由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列加上作为第二编码序列和第二常数的乘积由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列，以产生一个求和编码序列，并且该发送装置发送该求和编码序列。结果，可以容易地执行高性能的编码处理，这使得代码设计的自由度大大增加。

另外，由本发明所提供的信息发送方法是一种用于在发送信息之前把输入信息的格式转换为预定格式的信息发送方法。该信息发送方法包括：第一转换处理，把包括预定数目的数位的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法处理，用于把作为转换处理的结果由第一转换处理所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少第二转换处理，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少第二乘法处理，用于把作为转换处理的结果由第二转换的处理所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法处理，用于把作为乘法处理的结果由第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法处理的结果由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生一个求和编码序列；以及一个发送处理，用于发送该求和编码序列作为一个发送信号。

如上文所述，在由本发明所提供的信息发送方法中，作为第一编码序列和第一常数的乘积由第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列加上作为第二编码序列和第二常数的乘积由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列，以产生一个求和编码序列，并且在该信息发送方法的发送处理中，发送该求和编码序列。结果，可以容易地执行高性能的编码处理，这使得代码设计的自由度大大增加。

另外，由本发明所提供的信息接收装置是一种用于接收包括由信息发送装置所发送的求和编码序列以及添加到该求和编码序列中的预定噪声的接收信号的信息接收装置，其中包括：第一转换装置，用于把包括预定数目的数位的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第一转换装置所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少第二转换装置，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少第二乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第二转换装置所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法装置，用于把作为乘法处理的结果由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法处理的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生求和编码序列；以及发送装置，用于发送该求和编码序列，作为该发送信号。

该信息接收装置包括：接收装置，用于接收该接收信号；以及解码装置，用于执行解码处理，以根据从该接收装置所接收的接收数值产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一。

如上文所述，用于由本发明所提供的信息接收装置中的解码装置执行解码处理，以根据包括求和编码序列和添加到该求和编码序列的预定噪声的接收数值，产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一，该求和编码序列在该信息发送装置中由加法装置所产生，该加法装置把作为乘法处理的结果由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列加上作为乘法处理的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列。

另外，由本发明所提供的信息接收方法是一种用于接收包括根据一种信息发送方法所发送的求和编码序列以及添加到该求和编码序列中的预定噪声的接收信号的信息接收方法，其中包括：第一转换处理，用于把包括预定数目的数位的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；第一乘法处理，用于把作为转换处理的结果由第一转换处理所产生的第一编码序列乘以第一常数；至少第二转换处理，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；至少第二乘法处理，用于把作为转换处理的结果由第二转换处理所产生的第二编码序列乘以第二常数；加法处理，用于把作为乘法处理的结果由第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法处理的结果由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生求和编码序列；以及发送处理，用于发送该求和编码序列，作为该发送信号，其中该信息接收方法包括：接收该接收信号的接收处理；以及解码处理，用于执行解码，以根据从该接收处理所接收的接收数值产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一。

如上文所述，由本发明所提供的信息接收方法包括执行解码处理，以根据包括求和编码序列和添加到该求和编码序列的预定噪声的接收数值，产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一，该求和编码序列在加法处理中根据信息发送方法而产生，该加法处理把第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列加上由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列。相应地，可以容易地执行解码处理以高准确度产生至少一个信息位序列。

Claims (66)

1.一种信息发送装置，其用于在输入信息发送之前把所述信息的格式转换为一种预定格式，其特征在于该信息发送装置包括：

第一转换装置，用于把包括预定数目的数位的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；

第一乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第一转换装置所产生的所述第一编码序列乘以第一常数；

至少一个第二转换装置，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；

至少一个第二乘法装置，用于把作为转换处理的结果由第二转换装置所产生的所述第二编码序列乘以第二常数；

加法装置，用于把作为乘法处理的结果由所述第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法处理的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生一个求和编码序列；以及

发送装置，用于发送该求和编码序列作为一个发送信号。

2.根据权利要求1所述的信息发送装置，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要被通过添加噪声的一条通信线路发送的序列时，所述第一乘法装置把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加所述噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，所述第二乘法装置把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

3.根据权利要求1所述的信息发送装置，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要被通过添加噪声的一条通信线路发送的序列时，所述第一乘法装置把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加比所述噪声大预定的量的噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，所述第二乘法装置把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

4.根据权利要求1所述的信息发送装置，其特征在于：

所述第一转换装置具有：

第一编码装置，用于对所述第一信息位序列执行编码操作；以及

第一调制装置，用于通过采用预定调制技术对由所述第一编码装置所产生的序列执行信号点映射操作，以产生包括M个数字的所述第一编码序列，以及

所述第二转换装置具有：

第二编码装置，用于对所述第二信息位序列执行编码操作；以及

第二调制装置，用于通过采用预定调制技术对由所述第二编码装置所产生的序列执行信号点映射操作，以产生包括M个数字的所述第二编码序列。

5.根据权利要求4所述的信息发送装置，其特征在于所述第一编码装置和/或所述第二编码装置执行并行链接卷积码操作。

6.根据权利要求4所述的信息发送装置，其特征在于：

所述第一编码装置和/或所述第二编码装置具有信道交织装置，用于根据关于排列位置的预定信息重新排列输入数据块的次序；以及

所述第一调制装置和/或所述第二调制装置通过采用预定调制技术对由所述信道交织装置所产生的交织数据执行信号点的映射操作。

7.根据权利要求4所述的信息发送装置，其特征在于所述第一调制装置和/或所述第二调制装置通过采用2相位调制技术执行单个点的映射操作。

8.根据权利要求1所述的信息发送装置，其特征在于：

所述第一乘法装置把所述第一编码序列与所述第一常数相乘；

所述第二乘法装置把所述第二编码序列与所述第二常数相乘；

所述第一常数和所述第二常数根据通信线路的状态而确定；以及

所述通信线路的状态由接收所述求和编码序列的信息接收装置来识别。

9.根据权利要求1所述的信息发送装置，其特征在于：

其中进一步包括用于识别用于接收的通信线路的状态的识别装置；

所述第一乘法装置把所述第一编码序列乘以所述第一常数；

所述第二乘法装置把所述第二编码序列乘以所述第二常数；

所述第一常数和所述第二常数根据用于接收的所述通信线路的状态而确定；以及

所述用于接收的通信线路的状态由所述识别装置来识别。

10.根据权利要求9所述的信息发送装置，其特征在于：

其中包括一个多路复用装置，用于把所述确定的第一常数和所述确定的第二常数复用在所述加法装置中最后受到加法操作的所述最高阶次的第二信息位序列中；以及

所述第二转换装置，把作为复用的结果由所述多路复用装置所产生的数据转换为包括M个数字的所述第二编码序列。

11.根据权利要求1所述的信息发送装置，其特征在于所述第一信息位序列和所述第二信息位序列是相互独立的信息块，或者是分离一个信息位序列的操作结果。

12.根据权利要求1所述的信息发送装置，其特征在于所述第一信息位序列具有与所述第二信息位序列的数位计数值相等的数位计数值，或者所述第一信息位序列具有与所述第二信息位序列不同的数位计数值。

13.一种信息发送方法，其用于在发送输入信息之前把所述信息的格式转换为预定格式，其中包括：

第一转换处理，用于把包括预定数目的数位的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；

第一乘法处理，用于把作为转换的结果由第一信息位序列所产生的所述第一编码序列乘以第一常数；

至少一个第二转换处理，用于把包括预定数目的数位的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；

至少一个第二乘法处理，用于把作为转换的结果由第二信息位序列所产生的所述第二编码序列乘以第二常数；

加法处理，用于把作为乘法的结果由所述第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法的结果由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生一个求和编码序列；以及

发送处理，用于发送该求和编码序列作为一个发送信号。

14.根据权利要求13所述的信息发送方法，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要被通过添加噪声的一条通信线路发送的序列时，在把所述第一编码序列乘以所述第一常数的所述第一乘法处理中，把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加所述噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，在把所述第二编码序列乘以所述第二常数的所述第二乘法处理中，把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

15.根据权利要求13所述的信息发送方法，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要被通过添加噪声的一条通信线路发送的序列时，在把所述第一编码序列乘以所述第一常数的所述第一乘法处理中，把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加比所述噪声大预定的量的噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，在把所述第二编码序列乘以所述第二常数的所述第二乘法处理中，把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

16.根据权利要求13所述的信息发送方法，其特征在于：

转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理具有：

第一映射处理，用于对所述第一信息位序列执行预定编码操作；以及

第一映射处理，用于通过采用预定调制技术对由所述第一编码处理所产生的序列执行信号点映射操作，以产生包括M个数字的所述第一编码序列，以及

转换所述第二信息位序列的所述第二转换装置具有：

第二编码处理，用于对所述第二信息位序列执行预定编码操作；以及

第二映射处理，用于通过采用预定调制技术对由所述第二编码处理所产生的序列执行信号点映射操作，以产生包括M个数字的所述第二编码序列。

17.根据权利要求16所述的信息发送方法，其特征在于对所述第一信息位序列执行预定编码操作的所述第一编码处理和/或对所述第二信息位序列执行预定编码操作的所述第二编码装置执行并行链接卷积码操作。

18.根据权利要求16所述的信息发送方法，其特征在于：

对所述第一信息位序列执行预定编码操作的所述第一编码处理和/或对所述第二信息位序列执行预定编码操作的所述第二编码处理包括信道交织处理，用于根据关于排列位置的预定信息重新排列输入数据块的次序，以产生交织数据；以及

通过采用预定调制技术，对由对所述第一信息位序列执行预定编码操作的所述第一编码处理产生的序列，执行信号点映射处理的所述第一映射处理和/或通过采用预定调制技术，对由对所述第二信息位序列执行预定编码操作的所述第二编码处理产生的序列，执行信号点映射处理的所述第二映射处理包括通过根据预定调制技术对由所述信道交织处理所产生的所述交织数据执行信号点的映射处理。

19.根据权利要求16所述的信息发送方法，其特征在于：通过采用预定调制技术，对由对所述第一信息位序列执行预定编码操作的所述第一编码处理产生的序列，执行信号点映射操作的所述第一映射处理和/或通过采用预定调制技术，对由对所述第二信息位序列执行预定编码操作的所述第二编码处理产生的序列，执行信号点映射操作的所述第二映射处理包括根据2相位调制技术执行单个点的映射处理。

20.根据权利要求13所述的信息发送方法，其特征在于：

把所述第一编码序列乘以所述第一常数的所述第一乘法处理把所述第一编码序列与所述第一常数相乘；

把所述第二编码序列乘以所述第二常数的所述第二乘法处理把所述第二编码序列与所述第二常数相乘；

所述第一常数和所述第二常数根据通信线路的状态而确定；以及

所述通信线路的状态由接收所述求和编码序列的信息接收装置来识别。

21.根据权利要求13所述的信息发送方法，其特征在于：

其中进一步包括用于识别用于接收的通信线路的状态的识别处理；

把所述第一编码序列乘以所述第一常数的所述第一乘法处理把所述第一编码序列乘以所述第一常数；

把所述第二编码序列乘以所述第二常数的所述第二乘法处理把所述第二编码序列乘以所述第二常数；

所述第一常数和所述第二常数根据用于接收的所述通信线路的状态而确定；以及

所述用于接收的通信线路的状态由所述识别处理来识别。

22.根据权利要求21所述的信息发送方法，其特征在于：

其中包括一个多路复用处理，用于把所述确定的第一常数和所述确定的第二常数复用在所述加法处理中最后受到加法操作的所述最高阶次的第二信息位序列中；以及

在转换所述第二信息位序列的所述第二转换装置，把作为复用的结果由所述多路复用处理把数据复用到所述最高阶次的信息位序列中而产生的数据转换为包括M个数字的所述第二编码序列。

23.根据权利要求13所述的信息发送方法，其特征在于所述第一信息位序列和所述第二信息位序列是相互独立的信息块，或者是分离一个信息位序列的操作结果。

24.根据权利要求13所述的信息发送方法，其特征在于所述第一信息位序列具有与所述第二信息位序列的数位计数值相等的数位计数值，或者所述第一信息位序列具有与所述第二信息位序列不同的数位计数值。

25.一种用于接收一个接收信号的信息接收装置，该接收信号包括求和编码序列以及添加到由信息发送装置所发送的求和编码序列上的预定噪声，该信息接收装置包括：

第一转换装置，用于把包括预定数目的位数的第一信息位序列转换为包括M个数字的第一编码序列；

第一乘法装置，用于把作为转换结果由该第一转换装置所产生的第一编码序列乘以第一常数；

至少一个第二转换装置，用于把包括预定数目的位数的第二信息位序列转换为包括M个数字的第二编码序列；

至少一个第二乘法装置，用于把作为转换的结果由第二转换装置所产生的第二编码序列乘以第二常数；

加法装置，用于把作为乘法的结果由第一乘法装置所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法的结果由第二乘法装置所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生求和编码序列；以及

发送装置，用于发送该求和编码序列，作为发送信号，所述信息接收装置包括：

用于接收该接收信号的接收装置；以及

解码装置，用于根据从该接收装置接收的所接收数值执行解码处理，以产生至少第一信息位序列和第二信息位序列之一。

26.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：至少根据由所述接收装置所提供的所述接收数值，所述解码装置执行解码处理，以产生在所述加法装置中最后受到加法操作的最高阶次的第二信息位序列。

27.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：所述解码装置具有第一解码装置，用于执行作为所述第一转换装置的相反操作的解码操作；以及第二解码装置，用于执行作为所述第二转换装置的相反操作的解码操作。

28.根据权利要求27所述的信息接收装置，其特征在于：

所述第一解码装置执行解码操作，以根据关于除了所述第一编码序列之外的其他编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第一信息位序列；以及

所述第二解码装置执行解码操作，以根据关于除了所述第二编码序列之外的其他编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第二信息位序列。

29.根据权利要求28所述的信息接收装置，其特征在于：

所述第二解码装置执行解码操作，以根据关于所述第一编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第二信息位序列；以及

所述第一解码装置执行解码操作，以根据关于由所述第二解码装置执行解码处理的结果获得的所述第二编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第一信息位序列。

30.根据权利要求27所述的信息接收装置，其特征在于：所述第一和第二解码装置分别具有一个可能性计算装置，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性。

31.根据权利要求30所述的信息接收装置，其特征在于：

根据用于除了所述第一编码序列之外的其他编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，所述第一解码装置查找用于所述第一信息位序列的经验概率信息，并且输出用于所述第一信息位序列的所述经验概率信息作为所述解码操作的结果，以及查找用于所述第一编码序列的经验概率信息，并且输出用于所述第一编码序列的所述经验概率信息；以及

根据用于除了所述第二编码序列之外的其他编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，所述第二解码装置查找用于所述第二信息位序列的经验概率信息，并且输出用于所述第二信息位序列的所述经验概率信息作为所述解码操作的结果，以及查找用于所述第二编码序列的经验概率信息，并且输出用于所述第二编码序列的所述经验概率信息。

32.根据权利要求31所述的信息接收装置，其特征在于：

根据用于所述第一编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，所述第二解码装置查找用于所述第二信息位序列的经验概率信息，并且输出用于所述第二信息位序列的所述经验概率信息作为所述解码操作的结果，以及查找用于所述第二编码序列的经验概率信息，并且输出用于所述第二编码序列的所述经验概率信息到所述第一解码装置，作为用于所述第二编码序列的先验概率信息；

根据从所述第二解码装置接收的用于所述第二编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，所述第一解码装置查找用于所述第一信息位序列的经验概率信息，并且输出用于所述第一信息位序列的所述经验概率信息作为所述解码操作的结果，以及查找用于所述第一编码序列的经验概率信息，并且输出用于所述第一编码序列的所述经验概率信息到所述第二解码装置，作为用于所述第一编码序列的先验概率信息。

33.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：所述解码装置执行MAP解码操作或者符合所述MAP解码操作的一种解码操作。

34.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：所述解码装置执行解码操作，以顺序地产生以在所述加法装置中受到加法处理的最高阶次的第二信息位序列为开始的信息位序列。

35.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：所述信息接收装置的特征在于所述解码装置执行之字形或重复解码操作。

36.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：

所述解码装置具有一个可能性计算装置，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性；以及

如果至少一个所述第一编码序列和所述第二编码序列已经被编码，所述可能性计算装置选择对于任何成分中使得经验概率信息最大化的一个成分作为最佳候选项，并且使用所述最佳候选项作为用于一个编码序列的先验概率信息来查找用于另一个编码序列的可能性。

37.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：

所述解码装置具有一个可能性计算装置，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性；以及

如果至少一个所述第一编码序列和所述第二编码序列已经被编码，所述可能性计算装置查找用于已经受到软判决的任何任意成分的一个期望值作为经验概率信息，并且使用所述经验概率信息作为用于一个编码序列的先验概率信息来查找用于另一个编码序列的可能性。

38.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：

所述解码装置具有一个可能性计算装置，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性；以及

在尝试对所述第一编码序列和所述第二编码序列之一进行解码中，如果发现有一个还没有被解码的一个编码序列，则所述可能性计算装置通过把所述还没有被解码的编码序列作为具有相等电功率的高斯噪声而查找用于一个编码序列的可能性。

39.根据权利要求25所述的信息接收装置，其中进一步包括：

重新编码装置，其在完成由所述解码装置所执行的解码操作之后通过使用用于所述第二信息位序列的经验概率信息对最高阶次的第二信息位序列进行重新编码，以产生最后受到由所述加法装置执行的加法操作的最高阶次的第二信息位序列；

相关计算装置，用于查找硬判决值序列和所述接收数值之间的相关性，其中所述硬判决值序列是作为由所述重新编码装置所执行的重新编码操作的结果而获得的所述第二编码序列的估计值；以及

信道估计装置，用于通过使用由所述相关计算装置所计算的相关值估计通信线路的幅度。

40.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：

重新编码装置，其在完成由所述解码装置所执行的解码操作之后通过使用用于所述第二编码序列的经验概率信息对最高阶次的第二信息位序列进行重新编码，以产生最后受到由所述加法装置执行的加法操作的最高阶次的第二信息位序列；

相关计算装置，用于查找硬判决值序列和所述接收数值之间的相关性，其中所述硬判决值序列是作为由所述重新编码装置所执行的重新编码操作的结果而获得的所述第二编码序列的估计值；以及

信道估计装置，用于通过使用由所述相关计算装置所计算的相关值估计通信线路的幅度。

41.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：

其中进一步包括一个识别装置，用于识别通信线路的状态；以及

根据由所述识别装置识别的所述通信线路的状态确定所述第一和第二常数。

42.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：所述接收装置接收根据由所述发送装置所确定的通信线路的状态而确定的所述第一和第二常数。

43.根据权利要求42所述的信息接收装置，其特征在于：

由所述信息发送装置确定的所述第一和第二常数被复用在最后受到由所述加法装置所执行的加法操作的最高阶次的第二信息位序列中；以及

其中进一步提供一个分离装置，用于把所述第一和第二常数从所述第二信息位序列中分离。

44.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要通过添加噪声的通信线路发送的一个序列时，所述第一乘法装置把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加所述噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，所述第二乘法装置把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

45.根据权利要求25所述的信息接收装置，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要被通过添加噪声的一条通信线路发送的序列时，所述第一乘法装置把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加比所述噪声大预定的量的噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，所述第二乘法装置把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

46.一种用于接收一个接收信号的信息接收方法，该接收信号包括一个求和编码序列以及添加到根据一种信息发送方法所发送的求和编码序列上的预定噪声，该信息接收方法包括：

第一转换处理，用于把包括预定数目的位数的第一信息位序列转换为包括M维实数矢量的第一编码序列；

第一乘法处理，用于把作为转换结果由该第一转换处理所产生的第一编码序列乘以第一常数；

至少一个第二转换处理，用于把包括预定数目的位数的第二信息位序列转换为包括M维实数矢量的第二编码序列；

至少一个第二乘法处理，用于把作为转换的结果由第二转换处理所产生的第二编码序列乘以第二常数；

加法处理，用于把作为乘法的结果由第一乘法处理所产生的第一常数倍乘编码序列的成分加上作为乘法的结果由第二乘法处理所产生的第二常数倍乘编码序列的成分，以产生求和编码序列；以及

发送处理，用于发送该求和编码序列，作为发送信号，其中该信息接收方法包括：

接收所述接收信号的接收处理；以及

解码处理，用于根据从该接收处理接收的所接收数值执行解码处理，以产生至少所述第一信息位序列和所述第二信息位序列之一。

47.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：至少根据由所述接收处理所提供的所述接收数值，在执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理中，执行解码操作以产生在产生所述求和编码序列的所述加法处理中最后受到加法操作的最高阶次的第二信息位序列。

48.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理包括第一解码处理，用于执行作为转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理的相反操作的解码操作；以及第二解码处理，用于执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作。

49.根据权利要求48所述的信息接收方法，其特征在于：

在执行作为转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理的相反操作的解码操作的所述第一解码处理中，执行解码操作，以根据关于除了所述第一编码序列之外的其他编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第一信息位序列；以及

在执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作的所述第二解码处理中，执行解码操作，以根据关于除了所述第二编码序列之外的其他编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第二信息位序列。

50.根据权利要求49所述的信息接收方法，其特征在于：

在执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作的所述第二解码处理中，执行解码操作，以根据关于所述第一编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第二信息位序列；以及

在执行作为转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理的相反操作的解码操作的所述第一解码处理中，执行解码操作，以根据关于由所述第二解码处理执行解码处理的结果获得的所述第二编码序列的信息以及根据所述接收数值产生所述第一信息位序列。

51.根据权利要求48所述的信息接收方法，其特征在于：执行作为转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理的相反操作的解码操作的所述第一解码处理和执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作的所述第二解码处理分别包括一个可能性计算处理，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性。

52.根据权利要求51所述的信息接收方法，其特征在于：

根据用于除了所述第一编码序列之外的其他编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，在执行作为转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理的相反操作的解码操作的所述第一解码处理中，查找和输出用于所述第一信息位序列的经验概率信息，作为所述解码操作的结果，以及查找和输出用于所述第一编码序列的经验概率信息；以及

根据用于除了所述第二编码序列之外的其他编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，在执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作的所述第二解码处理中，查找和输出用于所述第二信息位序列的经验概率信息，作为所述解码操作的结果，以及查找和输出用于所述第二编码序列的经验概率信息。

53.根据权利要求52所述的信息接收方法，其特征在于：

根据用于所述第一编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，在执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作的所述第二解码处理中，查找和输出用于所述第二信息位序列的经验概率信息，作为所述解码操作的结果，以及查找用于所述第二编码序列的经验概率信息，并且输出到执行作为转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理的相反操作的解码操作的所述第一解码处理中；

根据从执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作的所述第二解码处理接收的用于所述第二编码序列的先验概率信息以及根据所述接收数值，在执行作为转换所述第一信息位序列的所述第一转换处理的相反操作的解码操作的所述第一解码处理中，查找和输出用于所述第一信息位序列的经验概率信息，作为所述解码操作的结果，以及查找用于所述第一编码序列的经验概率信息，并且输出到执行作为转换所述第二信息位序列的所述第二转换处理的相反操作的解码操作的所述第二解码处理中。

54.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：在执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理中，执行MAP解码操作或者符合所述MAP解码操作的一种解码操作。

55.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：在执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理中，执行解码操作，以顺序地产生以在产生所述求和编码序列的所述加法处理中最后受到加法操作的最高阶次的第二信息位序列为开始的信息位序列。

56.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：在执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理中，执行之字形或重复解码操作。

57.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：

执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理具有一个可能性计算处理，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性；以及

如果至少一个所述第一编码序列和所述第二编码序列已经被编码，在所述可能性计算处理中选择对于任何成分中使得经验概率信息最大化的一个成分作为最佳候选项，并且把其作为用于一个编码序列的先验概率信息来查找用于另一个编码序列的可能性。

58.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：

执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理具有一个可能性计算处理，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性；以及

如果至少一个所述第一编码序列和所述第二编码序列已经被编码，在所述可能性计算处理中，查找用于已经受到软判决的任何任意成分的一个期望值作为经验概率信息，并且在一个操作中使用所述经验概率信息作为用于一个编码序列的先验概率信息来查找用于另一个编码序列的可能性。

59.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：

执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理具有一个可能性计算处理，用于从所述接收数值计算关于一个接收符号的可能性；以及

在尝试对所述第一编码序列和所述第二编码序列之一进行解码中，如果发现有一个还没有被解码的一个编码序列，在所述可能性计算处理中，通过把所述还没有被解码的编码序列作为具有相等电功率的高斯噪声而查找用于一个编码序列的可能性。

60.根据权利要求46所述的信息接收方法，其中进一步包括：

重新编码处理，其在完成由执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理所执行的解码操作之后，即，在完成解码操作之后，通过使用用于所述第二信息位序列的经验概率信息对最高阶次的第二信息位序列进行重新编码，以产生最后受到由产生所述求和编码序列的所述加法处理执行的加法操作的最高阶次的第二信息位序列；

相关计算处理，用于查找硬判决值序列和所述接收数值之间的相关性，其中所述硬判决值序列是作为由执行重新编码处理的所述重新编码处理中所执行的重新编码操作的结果而获得的所述第二编码序列的估计值；以及

信道估计处理，用于通过使用由查找硬判决值序列和所述接收数值之间的相关性的所述相关计算处理所计算的相关值估计通信线路的幅度。

61.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：

重新编码处理，其在完成由执行解码操作以产生至少一个信息位序列的所述解码处理所执行的解码操作之后，即，在完成解码操作之后，通过使用用于所述第二编码序列的经验概率信息对最高阶次的第二信息位序列进行重新编码，以产生最后受到由产生所述求和编码序列的所述加法处理执行的加法操作的最高阶次的第二信息位序列；

相关计算处理，用于查找硬判决值序列和所述接收数值之间的相关性，其中所述硬判决值序列是作为由执行重新编码操作的所述重新编码处理所执行的重新编码操作的结果而获得的所述第二编码序列的估计值；以及

信道估计处理，用于通过使用由查找硬判决值序列和所述接收数值之间的相关性的所述相关计算处理所计算的相关值估计通信线路的幅度。

62.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：

其中进一步包括一个识别处理，用于识别通信线路的状态；以及

根据由识别所述通信线路的状态的所述识别处理识别的所述通信线路的状态确定所述第一和第二常数。

63.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：接收所述接收信号的所述接收处理接收根据由所述发送方法所识别的通信线路的状态而由所述信息发送方法确定的所述第一和第二常数。

64.根据权利要求63所述的信息接收方法，其特征在于：

所述第一和第二常数被复用在最后受到由产生所述求和编码序列的所述加法处理所执行的加法操作的最高阶次的第二信息位序列中；以及

其中进一步提供一个分离处理，用于把所述第一和第二常数从所述第二信息位序列中分离。

65.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要通过添加噪声的通信线路发送的一个序列时，在把所述第一编码序列乘以所述第一常数的所述第一乘法处理中，把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加所述噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，在把所述第二编码序列乘以所述第二常数的所述第二乘法处理中，把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

66.根据权利要求46所述的信息接收方法，其特征在于：

当所述第一编码序列被作为要被通过添加噪声的一条通信线路发送的序列时，在把所述第一编码序列乘以所述第一常数的所述第一乘法处理中，把所述第一编码序列乘以所述第一常数，以充分地减小用于所述第一信息位序列的位误码率；以及

当所述第二编码序列被作为要被通过添加比所述噪声大预定的量的噪声与具有与所述第一常数倍乘编码序列相同的统计特性的一个序列之和的一条通信线路发送的序列时，在把所述第二编码序列乘以所述第二常数的所述第二乘法处理中，把所述第二编码序列乘以所述第二常数，以充分地减小用于所述第二信息位序列的位误码率。

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