CN1742455A - 差分多长度发送及接收分集 - Google Patents

Abstract

本发明实现差分发送分集以及相关分集接收方案，其发送扩展到多级的符号星座。迄今为止，一分组的发送位被分成第一子分组发送位以及第二子分组发送位。接着，第一子分组发送位被映射(14)到用于编码第一子分组发送位的源于正交设计的差分发送分集编码方案的星座点。接着，在差分编码星座点(32，34，36，40)之后，对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量长度进行定标(38)。因此，本发明克服了预先了解的源于正交设计的差分发送分集方案的单元长度要求所隐含的限制。

Description

差分多长度发送及接收分集

技术领域

本发明涉及差分发送分集以及相关分集接收，并且具体涉及使用具有多长度值的发送符号向量的差分发送分集以及相关分集接收。

背景技术

对于无线通信，发送分集技术是减轻衰落的不利影响的已知技术。一类发送分集技术使用所谓空时码。空时码通常需要在接收端了解信道系数，其中由发送信道估测获得此了解。

然而，因为必须估测多个子信道并且必须把导频符号的能量分布到多个发送天线，所以发送信道估测是多入多出MIMO无线通信***中的重要问题。

考虑到以上，基于单元空时调制方案的差分发送分集方案已经在以下文献中提出：B.Hochwald及W.Swelden：Differential UnitarySpace-Time Modulation，IEEE Transactions on Communications，48(12)：204/-2052，2000年12月，和B.L.Hughes：DifferentialSpace-Time Modulation，IEEE Transactions on Information Theory，46(7)：2567-2578，2000年11月，其中发送符号被用于建立单元发送符号矩阵。

作为另一个候选，在V.Tarokh和H.Jafarkhani：A DifferentialDetection Scheme for Transmit Diversity，IEEE Journal on SelectedAreas in Communications，18(7)：1169-1174，2000年7月中针对两个天线提出了不需要信道估测并且基于所谓正交设计的差分发送分集技术。并且在H.Jafarkhani和V.Tarokh：Multiple Transmit AntennaDifferential Detection from Generalized Orthogonal Designs，IEEETransactions on Information Theory，47(6)：26262631，2001年9月中将其进一步普适于超过两个的发送天线。

源于正交设计的差分空时分组码的缺点是对单元长度发送符号向量的限制。在这里，通过形成差分空时分组码的建立基础的相移键控PSK调制方案的星座单元之间的距离，来确定与可达到的差错率相关的距离特性。应当注意，M元相移键控PSK调制方案的距离特性仅在M≤8时有利。

换句话说，对于更高阶调制，最好是例如通过使用正交幅度调制QAM方案在相位和幅度两者上编码信息。对于有关单发送天线***的差分调制，建议调制方案使用多幅度等级，例如参见以下文献：H.Rohling和V.Engels：Differential Amplitude Phase Shift Keying(DAPSK)-a New Modulation Method for DTCB，In InternationalBroadcasting Convention，102-108页，1995，和F.Adachi and M.Sawahashi：Decision Feedback Differential Detection of DifferentiallyEncoded 16 APSK signals，IEEE Transactions on Communications，44，1996年4月，416-418页。基于这些建议，由同心相移键控PSK星座构造信号空间星座。这是把方法称作差分幅度/相移键控DAPSK的原因。

此外，建议考虑具有多幅度等级的差分发送分集，参见X.-G.Xia：Differentially En/decoded Orthogonal Space-Time Block Codes withAPSK Signals，IEEE Communications Letters，6(4)：150-152，2002年4月。建议从幅度/相移键控APSK星座，尤其是具有多个相位和多级幅度的同心相移键控PSK星座中，选择输入到差分空时调制器的发送符号。因此，这个建议仅使用H.Rohling和V.Engels：DifferentialAmplitude Phase Shift Keying DAPSK-a New Modulation Methodfor DTCB，In International Broadcasting Convention，102-108页，1995中提出的差分幅度/相移键控DAPSK信号，以作为基于B.Hochwald and W。

Sweden：Differential Unitary Space-Time Modulation.IEEETransactions on Communications，48(12)：2041-2052，2000年12月的单元空时调制器的输入。

发明内容

考虑到以上，本发明的目的是提供具有扩展到多级的发送符号星座的差分发送分集以及相关的分集接收方案。

基于本发明的第一方面，这个目的通过使用至少两个发送天线实现差分多长度发送分集的方法来实现。在第一步骤中，一组发送位被分成第一子分组发送位以及第二子分组发送位。在第二步骤中，第一子分组发送位被映射到用于编码第一子分组发送位的、源于正交设计的差分发送分集编码方案的星座点上。在此之后，在第三步骤中，通过星座点的差分编码以及先前发送的用于建立发送符号向量的发送符号，确定发送符号。最后，在第四步骤中，对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量的长度进行定标。

因此，本发明克服了通过单元长度要求对源于正交设计的已知差分发送分集方案隐合的限制。尤其是，差分多长度发送分集改进了与可达到的差错率相关的调制方案的距离特性，并且把高阶调制也扩展到源于正交设计的差分发送分集方案的领域。

本发明的另一个优点是差分多长度发送分集允许更灵活的数据速率范围。具体地，通过使用发送位的两个子分组，信息位数量可以在指派给正交设计以及其后续发送之前进行自由选择。

这个优选实施例的另一个优点是检测复杂度更低，因为当发送之后，接收端上与可能发送符号进行比较的次数与单元长度差分发送分集方案相比显著减少。更详细地，虽然M元相移键控PSK星座的单元长度差分发送分集方案需要M²次比较，然而使用M₁元相移键控PSK星座以及第二子分组发送位的log₂(M₂)个发送位的差分多长度发送分集方案仅需要M₁ ²+2(M₂-1)+1次比较。例如，假设取值M＝8，M₁＝6，M₂＝4，则比较数量将从64减少到23。

根据本发明的一个最优实施例，把第二子分组发送位编码成两个相继发送符号向量的长度差。

这个优选实施例的重要优点是，编码成长度差的方式支持无需强制应用信道估测技术的分集接收，以及简单的检测。这适用于第一子分组发送位和第二子分组发送位两者。

基于本发明的另一个优选实施例，选择第一子分组发送位和第二子分组发送位以实现选择性差错保护。

在这里，本发明能够支持通过差分发送分集编码方案编码的发送位以及通过对发送符号向量的长度进行定标来编码的发送位的不同位差错概率。这对于具有不等差错防护的应用，即其中不同位具有不同重要程度的应用尤其有益。

基于本发明的另一个优选实施例，以作为预先发送的发送符号向量的长度和第二子分组发送位的函数的循环方式实现对发送符号向量长度进行定标的步骤。

循环定标特别适于把第二子分组发送位编码成发送符号向量的长度差。此外，循环定标允许非常有效地实现具有最小计算复杂性以及存储需要的定标步骤。

基于本发明的第二方面，通过使用至少一个接收天线进行发送符号的差分多长度分集接收的方法来实现本发明的目的，其中发送符号携带通过以下操作而得到编码的信息：把第一子分组发送位映射在用于编码第一子分组发送位、源于正交设计的差分发送分集方案的星座点上，进行星座点以及先前发送的用于建立发送符号向量的发送符号的后续差分编码，以及对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量长度进行定标。

在第一步骤中，基于预定方案，把接收的发送符号组织成多个接收向量。在第二步骤中，组合接收向量以确定与第一子分组发送位相关的至少第一判定变量和第二判定变量，以及确定与第二子分组发送位相关的第三判定变量。在第三步骤中，分别根据第一判定变量和第二判定变量，确定与第一子分组发送位相关的第一检测输出。在第四即最终步骤中，根据第三判定变量，确定与第二子分组发送位相关的第二检测输出。

基于本发明的差分多长度分集接收方法的第一优点是它可以以非相干方式操作。其原因是使用允许通过简单组合步骤来确定判定变量、源于正交设计的差分发送分集方案来编码第一子分组发送位。

基于本发明的差分多长度分集接收方法的第二优点是它允许考虑到这样的情况，即对于源于正交设计的多长度发送分集，叠加在第一子分组发送位上的噪声的噪声方差不同于叠加在第一子分组发送位上的噪声方差。具体地，本发明允许适当计算与第一子分组发送位和第二子分组发送位相关的判定变量，以处理不同子分组发送位中的位上叠加的噪声。

根据本发明的一个最优实施例，由多入多出信道的线性***表示以及建立的接收向量来计算不同判定变量。

本发明的这个优选实施例的优点是使用极低数量的接收正交设计来进行判定变量计算，例如，两个。因此，实现具有较低复杂性以及较低延迟的输出检测。此外，时变多入多出传输信道实际对输出检测性能没有影响。

此外，本发明的优选实施例涉及第一子分组发送位以及第二子分组发送位的输出检测。在这里，本发明分别支持第一子分组发送位以及第二子分组发送位的硬输出检测，软输出检测，或两者。此外，本发明还支持不同子分组发送位的硬输出检测和软输出检测的任何混合形式。

硬输出检测的优点是它可以被实现为具有极低计算复杂性。另一方面，在无线通信***中，差分发送分集方案与外部正向纠错FEC编码串联，该串联通过软输出检测机构被特别支持。

此外，软和硬输出检测的任何混合形式特别适于选择性差错率以及相关应用，其中通过软输出检测处理被请求了较低差错率的发送位，并且通过硬输出检测处理其余发送。

基于本发明的另一个优选实施例，软输出检测依赖于第一子分组发送位或者第二子分组发送位的对数似然比的确定。优选地，通过最大对数逼近来计算对数似然比。

如上面所概述的，使用对数似然比的软输出位判定的传送与空时分组码领域已知的硬输出检测器相比，显著提高了相继检测级段，例如纠错解码器的性能。软输出检测的对数似然比的可用性基于差分发送分集方案的某些特性，即在发送器端来自第一子分组发送位的一组输入位所映射到的差分发送分集方案的相关星座点具有单元长度。

基于本发明的另一个优选实施例，提供使用单输入单输出估测技术估测结果信道系数的值以及发送期间叠加的噪声的方差的步骤。

除以上强调非相干接收分集的部分之外，本发明的这个优选实施例允许尤其在软输出判定处理期间产生附加信息，该信息可以具有针对后续处理级段，例如信道解码，均衡，或turbo反馈的特定值。因为单输入单输出信道估测具有比多入多出信道估测显著降低的复杂性，所以它需要较少训练符号并且也可以使用标准估测技术来执行。

基于本发明的另一个优选实施例，提供可直接加载到差分多长度分集发送器的内部存储器的计算机程序产品，其包括软件代码部分，用于当产品在差分多长度分集发送器的处理器上运行时，执行基于本发明、实现差分多长度发送分集的方法的步骤。

基于本发明的另一个优选实施例，提供可直接加载到差分多长度分集接收器的内部存储器的计算机程序产品，其包括软件代码部分，用于当产品在差分多长度分集接收器的处理器上运行时，执行基于本发明的非相干差分多长度分集接收的方法的步骤。

因此，还提供本发明以实现在计算机或处理器***上的发明方法步骤。结果，这种实现导致提供用于计算机***，或更具体地，例如差分多长度分集发送器或差分多长度分集接收器中包括的处理器的计算机程序产品。

定义本发明功能的程序能够以许多形式被传送到计算机/处理器，包含，但不限于永久存储在非可写存储介质，例如诸如通过处理器或计算机I/O附件可读的ROM或CD ROM盘的只读存储设备上的信息；存储在可写存储介质，即软盘和硬盘驱动器上的信息；或通过诸如局域网和/或电话网和/或因特网或其它接口设备的通信介质传送到计算机/处理器的信息。应当理解，当这种介质携带实现发明构思的处理器可读指令时，它表示本发明的可选实施例。

附图说明

下面将参考附图说明本发明的最优方式以及优选实施例：

图1示出作为基于本发明的差分多长度发送分集以及相关分集接收的基础的平坦衰落多入多出信道模型的示意图；

图2示出基于本发明、对n_T＝2个发送天线使用差分空时分组码、用于源于正交设计的差分发送分集方案的编码器的示意图；

图3示出基于本发明用于实现差分多长度发送分集的发送器的示意图；

图4示出图3中示出的发送器的操作的流程图；

图5示出基于本发明用于实现差分多长度发送分集的发送器的进一步详细示意图；

图6示出基于本发明的差分多个分集的接收器的示意图；

图7示出图6中示出的差分多个分集接收器的操作的流程图；

图8示出多入多出发送信道的线性***模拟以及用于确定判定变量的接收向量的相关组合的含义；

图9示出图6示出的差分多分集接收器的进一步详细示意模块图；

图10示出图6示出的第一输出检测器的进一步详细示意图；以及

图11示出图6示出的第二输出检测器的进一步详细示意图。

具体实施方式

下面将参考附图说明本发明的最优方式以及优选实施例。最初，将说明差分多长度发送分集以及相关分集接收的一些基本概念，以更好地理解本发明。

信道模型

图1示出作为基于本发明的差分多长度发送分集以及相关分集接收的基础的平坦衰落多入多出信道模型的示意图。

如图1所示，平坦衰落多输入多输出(MIMO)信道描述具有n_T个发送天线和n_R个接收天线的***。从发送天线i到接收天线j在时间k的信道增益被表示成h_k ^(ij)。此外，从天线i在时间k发送的符号被表示成x_k ⁽ⁱ⁾。在时间k在接收天线j上的观察值由下式给出

$y_k^{\left(j\right)}=\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_k^{\left(\mathrm{ij}\right)}{x}_k^{\left(i\right)}+n_k^{\left(j\right)},$

其中n_k ^(j)是接收天线j上的加性噪声。

应当注意，图1示出用于解释下面的差分多长度发送分集以及相关分集接收方案的频率平坦多输入多输出信道。然而，本发明的不同实施例还适用于使用适当技术，例如使用正交频分多址以及保护间隔被分解成一组平坦衰落信道的频率选择性多入多出信道。

源于正交设计的差分空时分组码的原理

在上面给出的信道模型的解释之外，在下面将说明源于正交设计的差分空时分组码的原理。

源于正交设计的差分空时分组码的基础是使用正交设计的非差分发送分集技术，例如在S.Alamouti：A Simple Transmitter DiversityTechnique for Wireless Communications，IEEE Journal on SelectedAreas of Communications，Special Issue on Signal Processing forWireless Communications，16(8)：1451-1458，1998中提出的针对两个发送天线的技术，这里将该文献引作参考，并且在V。

Tarokh，H.Jafarkhani，and A.R.Calderbank：Space-TimeBlock Codes From Orthogonal Designs.IEEE Transactions onInformation Theory，45(5)：1456-1467，1999年6月中将该技术进一步普适于超过两个的发送天线，这里也将该文献引作参考。

不管发送分集的类型如何，在数据传输期间，信息源将产生调制器的输入位序列，调制器将把不同输入位映射到例如8相移键控调制方案的预定调制方案的不同星座点。对于非差分型发送分集，产生的星座点将形成用于建立所谓的正交设计的基础，该设计可以由基于下式的矩阵来表示：

$B=\left[\begin{array}{ccc}{b}_{11}& ...& b_{1n_T}\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ b_{P1}& ...& b_{P{n}_T}\end{array}\right]$

在这里，正交设计中的列数n_T对应于发送天线数量，并且行数P对应于用于发送的时隙的数量。如上面已经略述的，正交设计的元素是调制星座方案的元素，这些元素的复共轭，以及其线性组合。

因此空时分组编码是指由调制星座方案的预定数量的星座点建立正交设计的各个项。从相应数量的发送天线同时发送正交设计的相同行中的所有项。此外，在相继时隙中从相同发送天线发送正交设计的相同列中的项。因此，正交设计的列表示时间，同时正交设计的行表示空间。由于正交设计的正交性，在接收端，简单线性组合允许接收分集。

考虑到以上，在V.Tarokh和H.Jafarkhani：A differentialDetection Scheme for Transmit Diversity，IEEE Journal on SelectedAreas in Communications，18(7)：1169-1174，2000年7月中针对两个发送天线提出了基于正交设计的差分发送分集技术，这里将该文献引作参考，并且此外在H.Jafarkhani和V.Tarokh：Multiple TransmitAntenna Differential Detection from Orthogonal Designs，IEEETransactions on Information Theory，47(6)：2626-2631，2001年9月中将其普适于超过两个的发送天线，这里也将该文献引作参考。

图2示出对于n_T＝2个发送天线使用差分空时分组码的源于正交设计的差分发送分集方案的编码器的示意图。

如图2所示，差分发送分集依赖于在相同正交设计内发送(在下文中也称作码矩阵或简单矩阵)的位u_k＝(u_k，1，...，u_k，2·log₂(M))到复星座点A_K和B_k的映射。在一时隙中发送的向量(x_2t+2x_2t+1)具有基于下式的单元长度：

|x_2t+2|²+|x_2t+1|²＝1                   (1)

应当注意，因为在接收端上的差分检测的原因而引入此要求。通过从具有星座点

的M元相移键控PSK星座开始以及通过

A_k＝d_2t+1d(0)^*+d_2t+2d(0)^*

B_k＝-d_2t+1d(0)+d_2t+2d(0).                (3)

的应用，可以实现各个位到星座点的映射。

可以从M元PSK星座中随机选择参考符号d(0)。因为log₂(M)个位基于任意映射，例如Gray映射而被映射在PSK星座点d_2t+1和d_2t+2的每个上，所以通过2·log₂(M)个位确定星座点A_K以及B_k。映射的重要特性是向量[A_K，B_k]具有单元长度：

|A_k|²+|B_k|²＝1                   (4)

对于差分发送分集，首先根据例如为两个发送天线和两个时隙上的发送而提供的正交设计的

$B=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ {-x}_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right]----\left(5\right)$

发送参考空时分组码矩阵或等价的参考正交设计。参考正交设计包含从M元PSK星座取得的任意符号x₁和x₂，使得对于第一位的编码，可以使用对先前矩阵，即参考码矩阵的参考。

从下式获得携带信息的空时分组码映射器的下列符号

$\left(x_{2t+1}{x}_{2t+2}\right)=A_k\left(x_{2t-1}{x}_{2t}\right)+B_k\left({-x}_{2t}^{*}{x}_{2t-1}^{*}\right)----\left(6\right)$

鉴于以上说明，通过多入多出信道发送正交设计，其中多入多出信道允许通过在接收端上的简单组合把从不同天线同时发送的发送符号分离开。

差分多长度发送分集

基于本发明的差分多长度发送分集使用差分单元长度发送分集作为起点，如V.Tarok和H.Jafarkhani：A differential detectionscheme for transmit diversity，IEEE Journal on Sleelcted Areas inCommunications，18(7)：1169-1174，2000年7月中所描述的。然而，与必须满足发送符号向量(x_2t+1x_2t+2)的单元长度条件的单元长度发送分集方案相反，基于本发明，建议扩展发送符号星座(或换句话说，是可能发送符号的星座)，使得允许发送符号向量的长度有多个等级。

图3示出用于实现基于本发明的差分多长度发送分集的发送器10的示意图。

如图3所示，发送器包括分割单元12，映射单元14，编码单元16以及定标单元18。分割单元12连接到映射单元14并且还连接到定标单元18。此外，映射单元14连接到编码单元16并且编码单元16连接到定标单元18。

图4示出图3中示出的发送器的操作的流程图。

如图4所示，对于每个发送位的子分组，分割单元12执行步骤S10以分割成传送到映射单元14的第一子分组发送位，以及传送到定标单元18的第二子分组发送位。在下面的步骤S12中，映射单元14将通过把第一子分组发送位映射到用于编码第一子分组发送位的源于正交设计的差分发送分集编码方案的星座点上，来处理第一子分组发送位。在后续步骤S14中，编码单元16在操作中从映射单元14接收映射结果，以便通过星座点以及先前发送的、用于建立发送符号向量的发送符号的差分编码而确定发送符号。最后，定标单元18在步骤S16对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量的长度进行定标。根据发送符号向量，也将建立正交设计的一个剩余行或多个剩余行。

在下文中将参考图3进一步详细说明差分多长度发送分集。

如图3所示，分割单元12包括第一选择单元20以及第二选择单元22。

在操作中，图3示出的分割单元12将接收一组2·log₂(M₁)+log₂(M₂)个位，其中M₁ ²是第一子分组发送位的可能位序列的数量，并且M₂是发送符号向量的可能长度值的数量。第一选择单元20为第一子分组发送位选择发送位组中的2·log₂(M₁)个位。此外，第二选择单元22为第二子分组发送位选择送位组中的log₂(M₂)个位。

根据本发明的一个最优实施例，第一选择单元20和第二选择单元22适于实现选择性差错保护以支持发送位的不同位差错概率。这通过为第一子分组发送位选择需要较低差错率的发送位以及通过为第二子分组发送位选择余发送位来实现。

如图3所示，映射单元14从分割单元12接收第一子分组发送位，并且在操作中基于下式把2·log₂(M₁)个发送位的第一子分组映射到差分发送分集编码方案的星座向量[A_KB_k]上：

A_k＝d_2t+1d(0)^*+d_2t+2d(0)^*

B_k＝-d_2t+1d(0)+d_at+2d(0)

                                      (7)

其中d_i是由映射单元支持的M₁元相移键控PSK调制方案的星座元素；以及

d(0)是M₁元相移键控PSK调制方案的可自由选择的参考点。

如图3所示，在映射单元14中产生的星座向量[A_KB_k]被传递到在操作中基于下式进行差分编码的编码单元16：

$\left(s_{2t+1}{s}_{2t+2}\right)=A_k\left(x_{2t-1}{x}_{2t}\right)+B_k\left({-x}_{2t}^{*}{x}_{2t-1}^{*}\right)----\left(8\right)$

其中t是时间索引；以及

(x_2t-1x_2t)是基于先前发送的矩阵的发送符号向量。

在下文中，将参考图3说明定标单元18的操作。具体地将示出，基于本发明，把第二子分组发送位编码成两个相继发送符号向量的长度差。

如图3所示，定标单元包括长度修改单元24，长度指数设置单元26，长度指数计算单元28，以及可选的长度指数存储器30。

在操作中，长度修改单元24适于以作为先前发送的发送符号向量的长度以及第二组发送位的函数的循环方式实现发送符号向量长度的定标。更详细地，基于下式实现发送符号向量长度的定标：

$\left(x_{2t+1}{x}_{2t+2}\right)=\sqrt{a^{q_k}}\·\left(s_{2t+1}{s}_{2t+2}\right)----\left(9\right)$

其中α是常量；以及

q_k∈{-M₂+1，-M₂+2，...，0，1，...，M₂-1}是长度指数。

因此，基于本发明，发送符号向量的平方长度具有M₂个可能值

${\left|x_{2t+1}\right|}^2+{\left|x_{2t+2}\right|}^2\∈\{1,a,a^2,...,a^{M_2-1}\}----\left(10\right)$

因此，根据第二子分组发送位中的log₂(M₂)个位，发送向量长度被循环增加/减少一个因子±1，a，a²，...，or a^M2-1。表1给出输入位到M₂＝4的长度指数q_k的Gray映射的例子。

Qk-1＝|x2t-1|2+|x2t|2	uk，2，1，uk，2，2
					00(δk＝0)	01(δk＝1)	10(δk＝2)	11(δk＝3)
	1aa2a3	0000	111-3	22-2-2					3-1-1-1

表1：差分多长度空时分组码的长度指数q_k，M₂＝4。

如上面所略述以及表1中所示，长度指数q_k的值取决于第二子分组发送位[u_k，2，1，...，u_{k，2，log2(M2)}]以及先前发送的发送符号向量的绝对长度Q_k-1。也可以了解，表征发送符号向量的增加的因子(在下文中也称作δ_k)取决于第二组发送位中的位值。

对于表1中示出的例子，在表示第二子分组发送位的位置换的位模式和δ_k的值之间建立的关系是：00→0，01→1，10→2和11→3。在这里应当注意，只要第二子分组发送位和δ_k的值的位置换之间的关系是唯一的，则这个关系可以自由修改。

此外，一旦发送符号向量的长度的进一步增加将导致长度超出上限α^M2-1(例如，从长度为α³的发送符号向量开始，其中考虑到第二组发送位的位模式11)，则长度修改单元24将实现发送符号向量长度的降低。

如图3所示，图3中示出的长度指数设置单元26在操作中基于下式由一组位模式[p_1，...，p_log2(M2)]计算一组M₂个定标因子δ_k∈{0，...，M₂-1}，所述一组位模式覆盖针对所有p_i∈{0，1}的第二组发送位的置换：

${\mathrm{\δ}}_k=\underset{i=1}{\overset{i=\mathrm{lo}{g}_2\left(M_2\right)}{\mathrm{\Σ}}}[p_i\·2^i]----\left(11\right)$

此外，在操作中长度指数设置单元26建立第二组发送位[u_k，2，1，...，u_{k，2，log2(M2)}]的位模式和该组定标因子之间的预定关系，其中u_k，2，i是第二组发送位中第i个位。

应当注意，仅在为准备编码第二子分组发送位而开始差分多发送分集发送之前激活一次长度指数设置单元26。长度指数设置单元26产生的结果可以存储在长度指数存储器30中，以便后续在编码第二子分组发送位期间使用。可选地并假定第二子分组发送位的位数log₂(M₂)可以在差分多发送分集发送期间变化，每当第二子分组发送位中的位数log₂(M₂)变化时，激活长度指数设置单元26。

此外，在操作中图3示出的长度指数计算单元28使用长度指数设置单元产生的结果在差分多发送分集发送期间实时编码第二子分组发送位。至此，长度指数计算单元28基于第二组发送位[u_k，2，1，...，u_{k，2，log2(M2)}]的位模式和该定标因子组之间建立的预定关系把第二组发送位[u_k，2，1，...，u_{k，2，log2(M2)}]的发送位映射到定标因子δ_k，并且接着基于下式计算下一个长度指数

q_k＝δ_k-s(Q_k-1+δ_k-M₂)·M₂；          (12)

其中s()是非负变元具有值1并且负变元具有值0的步长函数；以及

Q_k-1长度指数表示在计算长度指数q_k之前发送的发送符号向量的绝对长度。

图5示出用于实现基于本发明的差分多长度发送分集的发送器的详细示意图。使用相同附图标记表示上述针对图3和4描述的那些单元，并且省略其解释。

如图5所示，编码单元包括第一乘法器32，第二乘法器34，加法器36，第三乘法器以及延迟单元40。

在操作中，延迟单元40适于存储基于先前发送的发送符号向量的正交设计。相关星座元素通过第一乘法器32，第二乘法器34以及加法器38形成公式(8)的处理基础。

此外，所产生的中间结果被传递到处理公式(9)的第三乘法器。接着，在时间2t+1设置新正交设计，使得符号x_2t+1从天线一发送，并且同时x_2t+2从天线二发送。在下一个时隙中，从天线一发送-x_2t+2 ^*，并且从天线二发送x_2t+1 ^*。应当注意，在包含从M₁-PSK星座取得的任意符号x₁和x₂的发送开始时发送参考空时分组码矩阵

$\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ {-x}_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right]----\left(13\right)$

差分多长度分集接收

差分多长度分集接收的基本方法

在下文中将说明基于本发明的差分多长度分集接收的不同方面及优选实施例。迄今为止，假定发送符号携带以下述方式编码的信息，即把第一子分组发送位映射在用于编码第一子分组发送位、源于正交设计的差分发送分集方案的星座点，进行星座点和先前发送的用于建立发送符号向量的发送符号的后续差分编码，以及对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量的长度进行定标，如上所概述的。

图6示出基于本发明的差分多分集的接收器42的示意图。

如图6所示，差分多分集接收器42包括向量建立单元44，组合单元46，第一输出检测器48以及第二输出检测器50。

图7示出图6中示出的差分多分集接收器42的操作的流程图。

如图7所示，在步骤S18，向量建立单元44基于预定方案把发送符号组织成多个接收向量。在步骤S20中，组合单元46组合通过向量建立单元44输出的接收向量，以确定与第一子分组发送位相关的至少第一判定变量和第二判定变量，以及确定与第二子分组发送位相关的第三判定变量。接着，在步骤S22中，第一输出检测器48分别根据第一判定变量和第二判定变量确定与第一子分组发送位相关的第一检测输出。最后，在步骤S24，根据第三判定变量，第二输出检测器50确定与第二子分组发送位相关的第二检测输出。

更详细地，在操作中图6中示出的向量建立单元44适于基于下式建立向量

$y_k=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t-1}^{\left(1\right)}\\ y_{2t}^{\left(1\right)*}\\ .\\ .\\ .\\ y_{2t-1}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],y_{k+1}=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t+1}^{\left(1\right)}\\ y_{2t+2}^{\left(1\right)*}\\ .\\ .\\ .\\ y_{2t+1}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t+2}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],{\stackrel{-}{y}}_k=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t}^{\left(1\right)}\\ {-y}_{2t-1}^{\left(1\right)*}\\ .\\ .\\ .\\ y_{2t}^{\left(n_R\right)}\\ {-y}_{2t-1}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right]----\left(14\right)$

其中t是时间索引；

n_R是接收天线数量；

*是复共轭操作符；以及

y_i ^(j)是在时间i在接收天线j上接收的符号。

考虑如上面概述的差分空时分组码的原理，这些接收的向量与下列发送符号向量相关：

$x_k=\left[\begin{array}{c}{x}_{2t-1}\\ x_{2t}\end{array}\right],x_{k+1}=\left[\begin{array}{c}{x}_{2t+1}\\ x_{2t+2}\end{array}\right],{\stackrel{-}{x}}_k=\left[\begin{array}{c}{-x}_{2t}^{*}\\ x_{2t-1}^{*}\end{array}\right],----\left(15\right)$

此外，在发送符号向量发送期间叠加的噪声可以通过基于下式的噪声向量来表示：

$n_k=\left[\begin{array}{c}{n}_{2t-1}^{\left(1\right)}\\ n_{2t}^{\left(1\right)*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{2t-1}^{\left(n_R\right)}\\ n_{2t}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],n_{k+1}=\left[\begin{array}{c}{n}_{2t+1}^{\left(1\right)}\\ n_{2t+2}^{\left(1\right)*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{2t+1}^{\left(n_R\right)}\\ n_{2t+2}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],{\stackrel{-}{n}}_k=\left[\begin{array}{c}{n}_{2t}^{\left(1\right)}\\ {-n}_{2t-1}^{\left(1\right)*}\\ .\\ .\\ .\\ n_{2t}^{{\left(}_{n_R}}\\ {-n}_{2t-1}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],----\left(16\right)$

此外，在下文中，模拟多入多出发送信道的线性***特性由矩阵

表示：

$\stackrel{-}{H}=\left[\begin{array}{cc}{h}^{\left(11\right)}& h^{\left(21\right)}\\ h^{\left(21\right)}& {-h}^{\left(11\right)*}\\ .& .\\ .& .\\ .& .\\ h^{\left(1n_R\right)}& h^{\left(2n_R\right)}\\ h^{\left(2n_R\right)*}& {-h}^{\left(1n_R\right)*}\end{array}\right],----\left(17\right)$

考虑以上，根据下式进行在操作中通过图6中示出的用于确定第一判定变量 第二判定变量 以及第三判定变量 的组合单元46执行的组合步骤S20：

${\hat{y}}_1=y_k^H{y}_{k+1};----\left(18\right)$

${\hat{y}}_2={\stackrel{-}{y}}_k^H{y}_{k+1};----\left(19\right)$

以及

${\hat{y}}_3=\frac{y_{k+1}^H{y}_{k+1}}{y_k^H{y}_k};----\left(20\right)$

其中

H是转置向量以及把共轭复数操作符*应用到所有向量元素的操作符。

图8示出多入多出发送信道的线性***模拟以及用于确定判定变量的接收向量的相关组合的含义。

如图8所示，为检测第一2log₂(M₁)个位，基于公式(18)以及(19)的简单组合已经把衰落多入多出信道转换成两个并行的、其中通过下式给出结果信道系数的单入单出信道：

$h_e=\sqrt{a^{q_k}}({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2----\left(21\right)$

其中

n_T是发送天线数量；

n_R是接收天线数量；

h^(ij)是从发送天线i到接收天线j的信道增益；

x_2t-1，x_2t是发送符号，以及

是定标因子，如上概述。

此外，等价信道 ${\mathrm{\σ}}_{{\stackrel{-}{y}}_1}^2={\mathrm{\σ}}_{{\stackrel{-}{y}}_2}^2$ 中的加性噪声是具有以下方差的Gaussian：

${\mathrm{\σ}}_{{\stackrel{-}{y}}_1}^2={\mathrm{\σ}}_{{\stackrel{-}{y}}_2}^2={\mathrm{\σ}}^2{h}_2\frac{1+a^{q_k}}{\sqrt{a^{q_K}}}.----\left(22\right)$

其中σ²是每个接收天线上的噪声的每个实数维的方差。

图9示出图6示出的差分多分集接收器的更详细的示意模块图。

如图9所示，在向量建立器44中产生的，所接收的向量y_k+1，y_k以及

被输入到组合单元46，用于分别确定第一判定变量

第二判定变量

以及第三判定变量

如图9所示，组合单元46包括第一单元，该第一单元在其输入处接收向量y_k+1，并且第一单元适于转置复数值向量以及把每个向量元素修改为其共轭复数，该第一单元在下文中简称作H单元52。此外，组合单元46包括第二H单元54，该单元在其输入处接收向量y_k。此外，组合单元46包括第三H单元56，该单元在其输入处接收向量

如图9所示，第三H单元56的输出以及所接收的向量y_k被提供给组合单元46的第一乘法器58。第一乘法器58的输出构成第一判定变量

如图9所示，第一H单元54的输出以及所接收的向量y_k被提供给组合单元46的第二乘法器60。第二乘法器60的输出构成第二判定变量

如图9所示，通过组合单元46的第三乘法器62，把所接收的向量y_k和通过第二H单元54输出的其共轭复数相乘。此外，通过组合单元46的第四乘法器64，把所接收的向量y_k+1和通过第一H单元52输出的其共轭复数相乘。通过除法器66，把第四乘法器64的输出除以第三乘法器62的输出，其输出构成第三判定变量

如图9所示，第一判定变量 以及第二判定变量

被提供给在图6示出的以及针对第一子分组发送位操作的第一输出检测器48。在这里，如下文中详细说明的，第一输出检测器48可以是硬或软检测类型的任一种。在后一种情况下，第一输出检测器48将接收对应于第一子分组发送位的先验对数似然值的向量L_a ⁽¹⁾。例如，可以由信息源统计得知或通过turbo反馈产生先验对数似然值的向量L_a ⁽¹⁾。第一输出检测器48的输出是对应于第一子分组发送位的2log₂(M₁)个位判定。如图9所示，第三判定变量

被提供给图6示出并且针对第二子分组发送位进行操作的第二输出检测器48。在这里，如下文中详细说明的，第二输出检测器48也可以是硬或软检测类型的任一种。在后一种情况下，第二输出检测器50将接收对应于第二子分组发送位的先验对数似然值的向量L_a ⁽²⁾。例如，可以由信息源统计得知或通过turbo反馈产生先验对数似然值的向量L_a ⁽²⁾。第二输出检测器50的输出是对应于第二子分组发送位的log₂(M₂)个位判定。

差分多长度分集接收

在说明基于本发明的差分多长度分集接收的细节之前，还将在下面分析所给出的用于确定上述判定变量的表达式。这将形成理解本发明的输出检测的后续说明的基础。

通过使用多入多出信道的线性***模型，基于下式来表示所接收的向量：

$y_k=\tilde{H}{x}_k+n_k,----\left(23\right)$

$y_{k+1}=\tilde{H}{x}_{k+1}+n_{k+1},----\left(24\right)$

${\stackrel{-}{y}}_k=\tilde{H}{\stackrel{\‾}{x}}_k+{\stackrel{-}{n}}_k.----\left(25\right)$

矩阵 满足

${\tilde{H}}^H\tilde{H}=\left(\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2\right)I_{n_T},----\left(26\right)$

其中I_nT是n_T×n_T单元矩阵。根据(23)和(24)，第一判定变量 的结果是

${\hat{y}}_1=y_k^H{y}_{k+1}=$

$=x_k^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_{k+1}+x_x^H{\tilde{H}}^H{n}_{k+1}+{n_k^H\tilde{H}{x}_{k+1}+n}_x^H{n}_{k+1}.----\left(27\right)$

通过使用(26)和(15)，(27)中的第一项变成

$x_k^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_{k+1}=\sqrt{a^{q_k}}\left(\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2\right)\left(A_k({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)\right)----\left(28\right)$

类似地，为了检测B_k，可以基于下式表示第二判定变量

${\hat{y}}_2={\stackrel{-}{y}}_k^H{y}_{k+1}=$

$={\stackrel{-}{x}}_k^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_{k+1}+{\stackrel{-}{x}}_k^H{\tilde{H}}^H{n}_{k+1}+{\stackrel{\‾}{n}}_k^H\tilde{H}{x_{k+1}+\stackrel{-}{n}}_k^H{n}_{k+1}----\left(29\right)$

类似于

通过使用(26)和(15)，(29)中的第一项变成

${\stackrel{-}{x}}_k^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_{k+1}=\sqrt{a^{q_k}}\left(\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2\right)\left(B_k({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)\right)----\left(30\right)$

为了检测第二子分组发送位中的最后log₂(M₂)位，可以基于下式表示第三判定变量

${\hat{y}}_3=\frac{y_{k+1}^H{y}_{k+1}}{y_k^H{y}_k}$

$=\frac{x_{k+1}^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_{k+1}+x_{k+1}^H{\tilde{H}}^H{n}_{k+1}+n_{k+1}^H\tilde{H}{x}_{k+1}+n_{k+1}^H{n}_{k+1}}{x_k^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_k+x_k^H{\tilde{H}}^H{n}_k+n_k^H{\tilde{H}x}_k+n_k^H{n}_k},----\left(31\right)$

其中

$a^{q_k}=\frac{x_{k+1}^H{\tilde{H}}^H{\tilde{H}x}_{k+1}}{x_k^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_k}$

$=\frac{{\left|x_{2t+2}\right|}^2+{\left|x_{2t+1}\right|}^2}{{\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2}----\left(32\right)$

在下文中将分别参考图10和11解释在输出检测处理期间如上概述的判定变量

和

的使用。

如图10所示，第一硬输出检测单元68包括第一控制单元70，第一硬输出检测单元72以及第二软输出检测单元74。

如图10所示，第一硬输出检测单元72包括星座匹配单元76以及第一位解除映射单元78。

如图10所示，第一软输出检测单元74包括第一对数似然度计算单元80，根据本发明的一个最优实施例，其包括第一最大对数逼近单元82。此外，第一软输出检测单元74的子单元是第一位判定单元84，第一可靠性信息单元86，单入单出信道估测单元88以及第一逼近单元90。

如图11所示，第二输出检测单元50包括第二控制单元92，第二硬输出检测单元94以及第二软输出检测单元96。

如图11所示，第二硬输出检测单元94包括定标因子检测单元98以及第二位解除映射单元100。

如图11所示，第二软输出检测单元96包括第二对数似然度计算单元102，根据本发明的一个最优实施例，其包括第二最大对数逼近单元104。此外，第二软输出检测单元96的子单元是第二位判定单元106，第二可靠性信息单元108以及第二逼近单元110。

硬输出检测-第一分组发送位

在操作中，第一输出检测器48的第一控制单元70将根据所期望的检测质量和/或可用计算资源来激活第一硬输出检测单元72或第一软输出检测单元74。因此，第一输出检测器48的第一操作模式涉及针对第一子分组发送位的硬输出检测。

对于关于第一子分组发送位中2log₂(M₁)个位的硬判定，在操作中，星座匹配单元76适于基于下式计算最接近 的星座向量[A(i)，B(i)]：

$\left({\hat{A}}_k{\hat{B}}_K\right)=\arg \underset{i}{\min }\{{|{\hat{y}}_1-A\left(i\right)|}^2+{|{\hat{y}}_2-B\left(i\right)|}^2\}----\left(33\right)$

此外，在操作中，第一位解除映射单元78适于通过从

和

解除映射来计算位u_{k，1，...，2log2(M1)}。

硬输出检测-第二分组发送位

类似于第一输出检测器48，再次根据所期望的检测质量和/或可用计算资源，第二输出检测器50的第二控制单元92也将激活第二硬输出检测单元94或第二软输出检测单元96。因此，第二输出检测器50的第一操作模式涉及针对第二子分组发送位的硬输出检测。在操作中，定标因子检测单元98通过基于下式选择最接近于

的长度因子a^qk来计算硬判定：

${\hat{a}}^{q_k}=\arg \min |{\hat{y}}_3-a^{q\left(i\right)}|,q\left(i\right)\∈\{{-M}_2+1,...,M_2-1\}----\left(34\right)$

其中{-M₂+l，...，M₂-1}是一组所有候选长度指数，并且α是常量。

此外，在操作中，第二位解除映射单元100适于通过由

确定q_k值，通过确定对应于q_k值的发送位，并且后续基于图3示出以及如上所述的定标单元18的操作来解除映射，从而计算第二子分组发送位。换句话说，在知道长度指数q_k的情况下，作为应用在发送端上的映射方案的相反操作，可以解除映射第二子分组输入位中的相关位组。

差分多长度分集接收-软输出检测

基本考虑

通常，在无线通信***中，差分发送分集方案可以和外部正向纠错FEC编码串联。因此，软输出差分检测可以优于硬输出检测。如下文所示，针对差分多分集接收的软输出检测可以对相继矩阵中确定星座向量(A_K，B_k)的前2log₂(M₁)个位，以及确定发送符号向量长度的其余log₂(M₂)个位得到分别的判定，最好是其差。

然而以及如上面已经概述的，针对不同子分组发送位，如下面所述的软输出检测也可以组合硬输出检测以得到混合输出检测方案。当不同子分组发送位携带需要不同等级的误差防护、具有不同相关性的信息时，这可以具有特别的优点。

此外，应当注意，第一子分组发送位的软输出检测需要了解信道参数h_e以及如上面定义的 ${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2={\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_2}^2,$ 并且第二子分组发送位的软输出检测需要了解信道参数 即第二子分组输入位的等价发送信道中加性噪声方差的测量。至于多长度差分发送分集， ${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2={\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_2}^2$ 的值不同于

将在第一子分组发送位和第二子分组发送位的软输出检测期间适当考虑噪声方差。

如下文所示，基于本发明，这通过在σ²方面，即在实际发送信道的每个接收天线上相对于模拟的等价信道的的每个实数维的方差方面，以便分别在判定变量

以及

方面对 ${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2={\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_2}^2$ 和

的值进行逼近来实现。

如下文中所示，这个方案允许非相干软输出检测，而不需要信道估测技术的应用。鉴于差分发送分集方案，当外部Viterbi型解码器串联至软输出检测单元时，在每个接收天线上针对实际发送信道的每个实数维的方差的估测并不是强制的。这是由于在每个接收天线上针对实际发送信道的每个实数维的方差仅仅是传递到外部Viterbi型解码器的所有对数似然值中的常量因子。然而，可以把这种常量因子设置为任何常量，并且不影响外部Viterbi型解码器的输出。

除以上之外应当注意，虽然即使在应用turbo方案的情况下也将通过相同因子对后验概率值外部Viterbi型解码进行定标，然而这不会导致降级，只要仅应用最大对数分量，并且不使用在turbo方案之外获得的先验信息，如G.Bauch和V.Franz：A Comparison ofSoft-in/Soft-out Algorithm for″Turbo Detection″，In InternationalConference on Telecommunications(ICT)，1998年6月中所述，这里将该文献引作参考。

尽管不是强制的，但是应当注意，上述情况的其它解决方案，尤其是针对值h_e和

的解决方案是对例如通过接收向量的组合产生的输出应用信道估测技术。在这里，与组合相结合的差分发送分集方案的提供允许将多入多出信道估测问题化简为能够应用标准技术的单入单出信道估测问题，例如，最小均方差MMSE信道估测或使用训练序列的相关信道估测技术。这种方法的特别优点是，它对在后续级段中需要相干检测的无线通信***，例如多载波码分多址CDMA无线通信***非常有用。

软输出检测-第一分组发送位

在操作中，图10中示出的第一对数似然度计算单元80适于基于下式计算第一子分组发送位的对数似然值：

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)}{p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)}----\left(35\right)$

其中除上面已经给出的定义之外，

k是时间索引；

2log₂(M₁)维的第一子分组发送位u_k的向量被映射到差分发送分集方案的M₁ ²个星座元素之一，并且u_k，l是u_k中位置l上的发送位；

$p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)$ 是在确定的判定变量 以及

方面u_k，l＝+1的条件概率；

$p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)$ 是在确定的判定变量

以及

方面u_k，l＝-1的条件概率；以及

是第一子分组发送位的软输出。

此外，在操作中，图10示出的第一位判定单元84适于基于下式确定第一子分组发送位的位判定：

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)----\left(36\right)$

此外，在操作中，图10示出的可靠性信息单元86适于基于下式确定第一子分组发送位的可靠性信息：

$\left|L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right|---\left(37\right)$

如图10所示，根据本发明的一个最优实施例，第一对数似然度计算单元80包含第一最大对数逼近单元82。在下文中，将解释第一最大对数逼近单元82的操作的理论。

计算第一子分组发送位的对数似然值的基本项可以基于下式重新用公式表示：

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{\underset{(A\left(i\right),B\left(i\right))}{\mathrm{\Σ}}p}({\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2|A\left(i\right),B\left(i\right))\underset{l}{\mathrm{\π}}{p}_a\left(u_{k,l}\left(i\right)\right)}{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{\underset{(A\left(i\right),B\left(i\right))}{\mathrm{\Σ}}}p({\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2|A\left(i\right),B\left(i\right))\underset{l}{\mathrm{\π}}{p}_a\left(u_{k,l}\left(i\right)\right)}$

$=\log \frac{\underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\left[\mathrm{Re}\right\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\left\}\right]+\frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)}}{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{\underset{(A\left(i\right),B\left(i\right))}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\left[\mathrm{Re}\right\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\left\}\right]+\frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)}}$

其中除上面给出的定义之外，

针对与u_k，l(i)＝+1相关的所有星座向量(A(i)，B(i))取得分子中的和数；

针对与u_k，l(i)＝-1相关的所有星座向量(A(i)，B(i))取得分母中的和数；

P_α(u_k，l(i))是位u_k，l(i)的先验概率；

L_α(u_k，l)是位u_k，l(i)的先验对数似然比；

u⁽¹⁾(i)是对应于第一子分组发送位的向量候选；以及

L_a ⁽¹⁾是对应于第一子分组发送位的先验对数似然度的向量。

此外，基于下式使用Jacobian对数能够评估这个公式：

$\ln [e^{{\mathrm{\δ}}_1}+e^{{\mathrm{\δ}}_2}]=\max \{{\mathrm{\δ}}_1,{\mathrm{\δ}}_2\}+f_c\left(\right|{\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_2\left|\right)----\left(38\right)$

项

$f_c\left(\right|{\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_2\left|\right)=\ln (1+e^{-|{\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_2|})----\left(39\right)$

是能够实现为例如查找表的校正项。

图10中示出的最大对数逼近82适于基于下式通过忽视(39)中的校正项来获得第一子分组发送位的最大似然值的最大对数逼近：

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{\underset{(A\left(i\right),B\left(i\right))}{\max }}\left\{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\right\{\mathrm{Re}\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\}]+$

$+\frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}-$

$-\underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\left[\mathrm{Re}\right\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}\}+\mathrm{Re}\{B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\left\}\right]+$

$+\frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}----\left(40\right)$

其中除上面给出的定义之外，

[A(i)B(i)]是差分发送分集方案的相关星座点的向量，其中i∈{1，...，M₁}；

第一个max操作符被应用于涉及值为+1的发送位u_k，l(i)的差分发送分集方案的全部星座点[A(i)B(i)]；

第二个max操作符被应用于涉及值为-1的发送位u_k，l(i)的差分发送分集方案的全部星座点[A(i)B(i)]；

*是复共轭操作符；

Re是实部操作符；以及

T是转置操作符。

为进一步说明图10中示出的第一最大对数逼近单元82的操作，在这里可以假设通过第一逼近单元90的操作，或通过图10中示出的单入单出信道估测单元的操作，可得到对结果信道系数h_e以及第一子分组发送位

的等价发送信道中的加性噪声方差的值的逼近，其中氘核操作将在以下部分解释。

考虑到结果信道系数h_e和第一子分组发送位

的等价发送信道中的加性噪声方差的指定值，并且考虑到根据每个天线上也按照每个实数维的方差σ²以及如上所述判定变量的值来表示这样的值，能够通过与σ²相乘并且使用可用逼近值来修改

的值为：

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{\underset{(A\left(i\right),B\left(i\right))}{\max }}\left\{\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}\mathrm{he}\right[\mathrm{Re}\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\}]+$

$+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}-$

$-\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{\underset{(A\left(i\right),B\left(i\right))}{\max }}\left\{\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}\mathrm{he}\right[\mathrm{Re}\left\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}\right\}+\mathrm{Re}\left\{B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\right\}]+$

$+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}$

$\≈\underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\{\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|}}{1+\left|{\hat{y}}_3\right|}\left[\mathrm{Re}\right\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\left\}\right]+$

$+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}-$

$-\underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\{\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|}}{1+\left|{\hat{y}}_3\right|}\left[\mathrm{Re}\right\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}\}+\mathrm{Re}\{B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\left\}\right]+$

$+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}----\left(41\right)$

其中l＝1，...，2log₂(M₁)。应当注意，通过这个表达式得到的对数似然值由图10中示出的第一最大对数逼近单元82计算。通过与实际对数似然值比较的σ²的因子来对它们进行定标。如上概述的，这并未解释一个问题，因为假设σ²在一个帧的发送期间是常量。

信道参数的逼近-第一组发送位

如上概述的，针对第一子分组发送位的对数似然比值的评估需要逼近结果信道系数h_e以及第一子分组输入位 的等价发送信道中的加性噪声方差的值。迄今为止，图10中示出的第一逼近单元90适于以如下所述方式导出这些逼近值。

通过忽略噪声，基于本发明，基于下式可以逼近h_e ²和α^qk的值：

$h_e^2\≈{\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2----\left(42\right)$

和

$a^{q_k}\≈\left|{\hat{y}}_3\right|,----\left(43\right)$

因此，通过下式能够逼近基于(22)的

${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2={\mathrm{\σ}}^2{h}_e\frac{1+a^{q_k}}{\sqrt{a^{q_k}}}\≈{\mathrm{\σ}}^2(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)\sqrt{\frac{{\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2}{\left|{\hat{y}}_3\right|}}----\left(44\right)$

作为上述的替代，图10中示出的单入单出信道估测单元88可以通过例如最小均方差MMSE信道估测或具有训练序列的相关信道估测的标准估测技术的应用，导出对结果信道系数h_e和第一子分组发送位

的等价发送信道中的加性噪声方差的逼近。

软输出检测-第二分组发送位

在操作中，图11中示出的第二对数似然度计算单元102适于基于下式计算第二子分组发送位的对数似然值：

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_3)}{p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_3)}----\left(45\right)$

其中

k是时间索引；

u_k，l是log₂(M₂)维的向量u_k ⁽²⁾中的位置l上的发送位，从第二子分组发送位设置向量u_k；

是第三判定变量；

$(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_3)$ 是在判定变量

方面u_k，l＝+1的条件概率；

$p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_3)$ 是在判定变量

方面u_k，l＝-1的条件概率；以及

是第二子分组发送位的软输出。

此外，在操作中图11示出的第二位判定单元106适于基于下式确定第二子分组发送位的位判定：

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)----\left(46\right)$

此外，在操作中图11示出的第二可靠性信息单元108适于基于下式确定第二子分组发送位的可靠性信息：

$\left|L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right|----\left(47\right)$

如图11所示，根据本发明的一个最优实施例，第二对数似然度计算单元102包含第二最大对数逼近单元104。在下文中，将解释第二最大对数逼近单元104的操作的理论。

对于第二子分组发送位中的log₂(M₂)位的软输出检测，基于本发明，建议忽略噪声项n_k+1 ^Hn_k+1及n_k ^Hn_k并且取得(31)的对数：

$\log {\hat{y}}_3=\log (x_{k+1}^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_{k+1}+x_{k+1}^H{\tilde{H}}^H{n}_{k+1}+n_{k+1}^H\tilde{H}{x}_{k+1})$

$-\log (x_k^H{\tilde{H}}^H\tilde{H}{x}_k+x_k^H{\tilde{H}}^H{n}_k+n_k^H{\tilde{H}x}_k)----\left(48\right)$

能够通过以下Taylor级数的前两项来逼近公式(48)：

$f(a+b)=f\left(a\right)+\frac{b}{1!}{f}^{\′}\left(a\right)...----\left(49\right)$

其产生

$\log {\hat{y}}_3\≈\log \frac{({\left|x_{2t+2}\right|}^2+{\left|x_{2t+1}\right|}^2)}{({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)}$

$+\frac{x_{k+1}^H{\tilde{H}}^H{n}_{k+1}+n_{k+1}^H{\widetilde{\mathrm{Hx}}}_{k+1}}{({\left|x_{2t+2}\right|}^2+{\left|x_{2t+1}\right|}^2)\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2}-\frac{x_k^H{\tilde{H}}^H{n}_k+n_k^H{\tilde{H}x}_k}{({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2}$

$=\log a^{q_k}$

$+\frac{x_{k+1}^H{\tilde{H}}^H{n}_{k+1}+n_{k+1}^H{\tilde{H}x}_{k+1}}{({\left|x_{2t+2}\right|}^2+{{|x}_{2t+1}|}^2)\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2}-\frac{x_k^H{\tilde{H}}^H{n}_k+n_k^H{\tilde{H}x}_k}{({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2}----\left(50\right)$

(50)中的噪声是具有以下方差的白和高斯噪声：

${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2=\frac{4{\mathrm{\σ}}^2}{h_e}\left(\frac{1+a^{q_k}}{\sqrt{a^{q_k}}}\right)----\left(51\right)$

因此，它遵循

$p\left(\log {\hat{y}}_3\right|q\left(i\right))=\frac{1}{2\mathrm{\π}{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}{e}^{-\frac{{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}}}----\left(52\right)$

从上面给出的差分多长度发送分集的解释应当理解，不是所有可能的q(i)均具有相同概率。基于本发明，这被认为是针对第二子分组发送位中的位u_k，l，l＝2log₂(M₁)+1，...，2log₂(M₁)+log₂(M₂)的后验对数似然比的先验概率P_α(q(i))。应当注意，也可以忽视先验概率，即logP_α(q(i))＝0。通过下式给出这些后验对数似然比的值：

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_3)}{p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_3)}----\left(53\right)$

$=\log \frac{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{\underset{q\left(i\right)}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2\mathrm{}}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2+\log (p_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right))}}{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{\underset{q\left(i\right)}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2+\log (p_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right))}}----\left(54\right)$

其中除上面给出的定义之外，

针对与u_k，l(i)＝+1相关的所有可能长度指数q(i)取得分子中的和数；

针对与u_k，l(i)＝-1相关的所有可能长度指数q(i)取得分母中的和数；

P_α(U_k，l(i))是第二子分组发送位中的位H_k，l(i)的先验概率对数似然比；

u⁽²⁾(i)是第二子分组发送位的向量候选；以及

L_a ⁽²⁾是对应于第二子分组发送位的先验对数似然度的向量。

此外，(53)的最大对数逼近产生

$\left({\hat{u}}_{k,l}\right)$ $\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{\underset{q\left(i\right)}{\max }}-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_2}^2}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2+\log p_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)$

$-\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{\underset{q\left(i\right)}{\max }}-\frac{1}{{2\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2+\log P_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}---\left(55\right)$

如上概述的，针对第一子分组发送位的对数似然比值的评估需要信道参数的逼近。这同样适用于针对第二子分组发送位的对数似然比值的评估，尤其是针对 的值。迄今为止，图1l中示出的第二逼近单元110适于基于下式导出逼近：

${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2=\frac{4{\mathrm{\σ}}^2(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}----\left(56\right)$

第二逼近单元110在操作中把这个针对

的逼近输出到适于基于下式确定对数似然比的第二最大对数逼近单元104：

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{\underset{q\left(i\right)}{\max }}-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2+{\mathrm{\σ}}^2\log P_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)$

$-\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{\underset{q\left(i\right)}{\max }}-\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{2\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2+{\mathrm{\σ}}^2\log P_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)$

$\≈\underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{q\left(i\right)}}{\max }-\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}{8(1+{|\hat{y}}_3|)}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2$

$+{\mathrm{\σ}}^2\log P_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)$

$-\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{\underset{q\left(i\right)}{\max }}-\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}{8(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}{|\log {\hat{y}}_3-\log a^{q\left(i\right)}|}^2$

$+{\mathrm{\σ}}^2\log P_a\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)$

                                             (57)

其中l＝2log₂(M₁)+1，...，2log₂(M₁)+log₂(M₂)。

应当注意，通过与实际对数似然值比较的因子σ²来对通过这个表达式实现并通过图11中示出的第二最大对数逼近单元104计算的对数似然值进行定标。如上概述的，这未解释一个问题，因为假设σ²在一个帧的发送期间是常量。

Claims (77)

1.一种使用至少两个发送天线实现源于正交设计的差分多长度发送分集的方法，包括步骤：

把一分组的发送位分成第一子分组发送位以及第二子分组发送位；

把第一子分组发送位映射到用于编码第一子分组发送位、源于正交设计的差分发送分集编码方案的星座点；

通过星座点以及先前发送的、用于建立发送符号向量的发送符号的差分编码来确定发送符号；以及

对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量长度进行定标。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，把第二子分组发送位编码成两个相继发送符号向量的长度差。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，该发送位分组包括2·log₂(M₁)+log₂(M₂)个位，其中

M₁是第一子分组发送位的可能位序列的数目；

M₂是发送符号向量的可能长度值的数目，并且其中

分割发送位分组的步骤包括步骤：

为第一子分组发送位选择发送位分组中的2·log₂(M₁)个位；以及

为第二子分组发送位选择发送位分组中的log₂(M₂)个位。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，选择第一子分组发送位和第二子分组发送位以实现选择性差错保护。

5.如权利要求1到4中任何一个权利要求所述的方法，其特征在于，映射第一子分组发送位的步骤包括步骤：

基于下式把2·log₂(M₁)个发送位映射到差分发送分集编码方案的星座向量[A_KB_k]：

A_k＝d_2t+1d(0)^*+d_2t+2d(0)^*

B_k＝-d_2t+1d(0)+d_2t+2d(0)

其中

d_i是M₁元相移键控PSK调制方案的星座元素；

d(0)是M₁元相移键控PSK调制方案的可自由选择的参考点；以及

星座向量的长度是单元长度|A_k|²+|B_k|²＝1。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，基于下式实现通过差分编码确定发送符号(s_2t+1s_2t+2)的步骤：

$\left(s_{2t+1}{s}_{2t+2}\right)=A_k\left(x_{2t-1}{x}_{2t}\right)+B_k\left({-x}_{2t}^{*}{x}_{2t-1}^{*}\right)$

其中

t是时间索引；以及

(x_2t-1x_2t)是基于先前发送的矩阵的发送符号向量。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，以作为先前发送的发送符号向量的长度和第二子分组发送位的函数的循环方式实现对发送符号向量长度进行定标的步骤。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于基于下式实现对发送符号向量长度进行定标的步骤：

$\left(x_{2t+1}{x}_{2t+2}\right)=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{\mathrm{qk}}}\·\left(s_{2t+1}{s}_{2t+2}\right)$

其中

α是常量；以及

q_k∈{-M₂+1，-M₂+2，...，0，1，...，M₂-1}是长度指数。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，对发送符号向量长度进行定标的步骤基于以下操作：

基于下式由一组位模式[p₁，...，p_log2(M₂)]计算一组M₂个定标因子δ_k∈{0，...，M₂}，该组位模式覆盖针对所有p_i∈{0，1}的第二子分组发送位的置换：

${\mathrm{\δ}}_k=\underset{i=1}{\overset{i={\log }_2\left(M_2\right)}{\mathrm{\Σ}}}[p_i\·2^i]$

以及

建立第二子分组发送位[u_k，2，1，...，u_k，2，log2(M₂)]的位模式和该组定标因子之间的预定关系，其中u_k，2，i是第二组发送位中第i位。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，定标步骤包括基于以下操作计算长度指数的步骤：

基于第二子分组发送位[u_k，2，1，...，u_k，2，log2(M₂)]的位模式和该组定标因子之间建立的预定关系，把第二子分组发送位[u_k，2，1，...，u_k，2，log2(M₂)]的发送位映射到定标因子δ_k；以及

基于下式计算下一个长度指数

q_k＝δ_k-s(Q_k-1+δ_k-M₂)·M₂

其中

s()是针对非负变元取值为1并且针对负变元取值为0的步长函数；以及

Q_k-1长度指数表示在计算长度指数q_k之前发送的发送符号向量的绝对长度。

11.如权利要求1到10中任意一个所述的方法，其特征在于，它还包括在通过发送天线发送之前由定标的发送向量符号建立定标的正交设计的步骤。

12.一种使用至少一个接收天线的发送符号差分多长度分集接收方法，其中发送符号携带通过以下操作进行编码的信息：把第一子分组发送位映射到用于编码第一子分组发送位、源于正交设计的差分发送分集方案的星座点，后续差分编码星座点以及先前发送的用于建立发送符号向量的发送符号，以及对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量的长度进行定标，该方法包括步骤：

根据预定方案把发送符号组织成多个接收向量；

组合接收向量以确定与第一子分组发送位相关的至少第一判定变量和第二判定变量，以及确定与第二子分组发送位相关的第三判定变量；

分别根据第一判定变量和第二判定变量确定与第一子分组发送位相关的第一检测输出；以及

根据第三判定变量确定与第二子分组发送位相关的第二检测输出。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，根据下式实现把发送符号组织成多个接收向量的步骤：

$y_k=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t-1}^{\left(1\right)}\\ y_{2t}^{\left(1\right)*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{2t-1}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],y_{k+1}=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t+1}^{\left(1\right)}\\ y_{2t+2}^{\left(1\right)*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{2t+1}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t+2}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],{\stackrel{\‾}{y}}_k=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t}^{\left(1\right)}\\ -y_{2t-1}^{\left(1\right)*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{2t}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t-1}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],$

其中

t是时间索引；

n_R是接收天线数量；

*是复共轭操作符；以及

y_i ^(j)是在时间i在接收天线j上接收的符号。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，根据下式实现组合接收向量以确定第一判定变量

第二判定变量 以及第三判定变量

的步骤：

${\hat{y}}_1=y_k^H{y}_{k+1};$

${\hat{y}}_2={\stackrel{\‾}{y}}_k^H{y}_{k+1};$

以及

${\hat{y}}_3=\frac{y_{k+1}^H{y}_{k+1}}{y_k^H{y}_k};$

其中

H是转置向量以及把共轭复数操作符*应用到所有向量元素的操作符。

15.如权利要求12到14中任意一个所述的方法，其特征在于，确定与第一子分组发送位相关的第一检测输出的步骤是硬输出检测步骤。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，第一检测输出被确定为差分发送分集方案中最接近由第一判定变量和第二判定变量建立的向量的星座向量[A(i)B(i)]。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，根据下式确定第一检测输出：

$\left({\hat{A}}_k{\hat{B}}_k\right)=\arg \underset{i}{\min }\{{|{\hat{y}}_1-A\left(i\right)|}^2+{|{\hat{y}}_2-B\left(i\right)|}^2\}.$

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，它还包括通过从

解除映射来获得第一子分组发送位的步骤。

19.如权利要求12到18中任意一个所述的方法，其特征在于，确定与第二子分组发送位相关的第二检测输出的步骤是硬输出检测步骤。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，通过最接近于

的长度指数α^qk确定第二检测输出。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，根据下式确定第二检测输出：

${\widehat{\mathrm{\α}}}^{\mathrm{qk}}=\arg \min |{\hat{y}}_3-{\mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}|,q\left(i\right)\∈\{-M_2+1,...,-\mathrm{1,0,1},M_2-1\}$

其中

{-M₂+1，...，-1，0，1，M₂-1}是一组所有候选长度指数；以及

α是常量。

22.如权利要求20所述的方法，其特征在于，它还包括通过由

确定值q_k以及确定对应于值q_k的发送位来确定第二子分组发送位的步骤。

23.如权利要求12到14以及19到22中任意一个所述的方法，其特征在于，确定与第一子分组发送位相关的第一检测输出的步骤是软输出检测步骤。

24.如权利要求22所述的方法，其特征在于，根据下式确定第一子分组发送位的对数似然比：

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)}{p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)}$

其中

k是时间索引；

2log₂(M₁)维的第一子分组发送位u_k的向量被映射到差分发送分集方案的M₁ ²个星座元素之一，并且u_k，l是u_k中位置l上的发送位；

是第一判定变量；

是第二判定变量；

$p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)$ 是在确定的判定变量

以及

方面u_k，l＝+1的条件概率；

$p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)$ 是在确定的判定变量 以及

方面u_k，l＝-1的条件概率；以及

是第一子分组发送位的软输出。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，根据下式确定第一子分组发送位的位判定：

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

以及根据下式确定第一子分组发送位的可靠性信息：

26.如权利要求22到25中任意一个所述的方法，其特征在于，通过使用对数似然比的最大对数逼近来确定第一子分组发送位的对数似然比。

27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，根据下式确定第一子分组发送位的对数似然比的最大对数逼近：

$\begin{array}{cc}{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\right[\mathrm{Re}\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\}]+\\ +& \frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}-\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\right[\mathrm{Re}\left\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}\right\}+\mathrm{Re}\left\{B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\right\}]+\\ +& \frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}.\end{array}$

其中

[A(i)B(i)]是差分发送分集方案的相关星座点的向量，其中i∈{1，...，M₁}；

第一个max操作符被应用于差分发送分集方案的全部星座点[A(i)B(i)]和值为+1的相关发送位u_k，l(i)；

第二个max操作符被应用于差分发送分集方案的全部星座点[A(i)B(i)]和值为-1的相关发送位u_k，l(i)；

是通过组合接收向量导出的第一子分组发送位的等价发送信道中的加性噪声方差的测量；

*是复共轭操作符；

Re是实部操作符；

u⁽¹⁾(i)是对应于分别在第一和第二max操作符下考虑的第一子分组发送位的向量候选；

T是转置操作符；

L_a ⁽¹⁾是对应于第一子分组发送位的先验对数似然度的向量；

h_e是根据下式的结果信道系数：

$h_e=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{\mathrm{qk}}}({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2$

其中

α为常量；

q_k为表征用于编码第二子分组发送位的发送符号向量长度的定标的长度指数；

x_2t-1和x_2t为先前发送的发送符号向量的分量；

n_T为用于实现发送分集的发送天线的数量；

n_R为用于实现分集接收的接收天线的数量；以及

h^(i，j)为在时间k从发送天线i到接收天线j的信道增益。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，它还包括使用单入单出估测技术估测结果信道系数h_e的值以及

的值的步骤。

29.如权利要求27所述的方法，其特征在于，它还包括根据下式逼近结果信道系数h_e，逼近发送符号向量定标因子α^qk以及等价发送信道中的加性噪声方差

的测量的步骤：

$h_e^2\≈{\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2;$

${\mathrm{\α}}^{\mathrm{qk}}\≈\left|{\hat{y}}_3\right|;$

以及

${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2\≈{\mathrm{\σ}}^2(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)\sqrt{\frac{{\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2}{\left|{\hat{y}}_3\right|}}$

其中

σ²是针对实际发送信道在每个接收天线上每个实数维的方差。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于，它还包括根据下式使用结果信道系数h_e的逼近来评估发送符号向量定标因子α^qk的最大对数逼近，以及评估等价发送信道中的加性噪声方差

的步骤：

$\begin{array}{cc}{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|}}{1+\left|{\hat{y}}_3\right|}\right[\mathrm{Re}\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\}]+\\ +& \frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}-\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|}}{1+\left|{\hat{y}}_3\right|}\right[\mathrm{Re}\left\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}\right\}+\mathrm{Re}\left\{B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\right\}]+\\ +& \frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}\end{array}.$

31.如权利要求12到18中任意一个所述的方法，其特征在于，确定与第二子分组发送位相关的第二检测输出的步骤是软输出检测步骤。

32.如权利要求31所述的方法，其特征在于，根据下式确定第二子分组发送位的对数似然比：

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_3)}{p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_3)}$

其中

k是时间索引；

u_k，l是log₂(M₂)维的向量u_k中位置l上的发送位，由第二子分组发送位建立向量u_k；

是第三判定变量；

$p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_3)$ 是在判定变量

方面u_k，l＝+1的条件概率；

$p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_3)$ 是在判定变量

方面u_k，l＝-1的条件概率；以及

是第二子分组发送位的软输出。

33.如权利要求32所述的方法，其特征在于，根据下式确定第二子分组发送位的位判定：

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

以及根据下式确定第二子分组发送位的可靠性信息：

34.如权利要求32或33所述的方法，其特征在于，通过使用对数似然比的最大对数逼近来确定第二子分组发送位的对数似然比。

35.如权利要求34所述的方法，其特征在于，根据下式确定第二子分组发送位的对数似然比的最大对数逼近：

$\begin{array}{cc}{L}^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{q\left(i\right)}}{\max }-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}{|\log {\hat{y}}_3-{\log \mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}|}^2+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{q}\left(i\right)}{\max }-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}|{\log \hat{y}}_3-{\log \mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}{|}^2+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)\end{array}$

其中

q(i)是从{-M₂+1，-M₂+2，...，0，1，...，M₂-1}中选择的长度指数；

第一个max操作符被应用于与值为+1的第二子分组发送位u_k，l(i)的发送位相关的全部长度指数q(i)；

第二个max操作符被应用于与值为-1的第二子分组发送位u_k，l(i)的发送位相关的全部长度指数q(i)；

是通过组合接收向量导出的第二子分组发送位的等价发送信道中的加性噪声方差的测量；

是第三判定变量；

α是常量；

u⁽²⁾(i)是对应于分别在第一和第二max操作符下考虑的发送位的第二子分组发送位的向量候选；

T是转置操作符；

L_a ⁽²⁾是对应于第二子分组发送位的先验对数似然度的向量。

36.如权利要求34所述的方法，其特征在于，它还包括把第二子分组发送位的等价发送信道中的加性噪声方差 的测量逼近下式的步骤：

${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2=\frac{4{\mathrm{\σ}}^2(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}$

其中

σ²是针对实际发送信道在每个接收天线上每个实数维的方差。

37.如权利要求35所述的方法，其特征在于，它还包括根据下式使用等价发送信道中的加性噪声方差 的测量的逼近来评估最大对数逼近的步骤：

$\begin{array}{cc}{L}^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{q\left(i\right)}}{\max }-\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}{8(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}|\log {\hat{y}}_3-\log {\mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}{|}^2\\ +& {\mathrm{\σ}}^2\log P_{\mathrm{\α}}\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{q\left(i\right)}}{\max }-\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}{8(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}{|\log {\hat{y}}_3-{\log \mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}|}^2\\ +& {\mathrm{\σ}}^2\log P_{\mathrm{\α}}\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right).\end{array}$ 。

38.一种使用至少两个发送天线实现差分多长度发送分集的设备，包括：

分割单元，适于把一分组的发送位分成第一子分组发送位以及第二子分组发送位；

映射单元，适于把第一子分组发送位映射到用于编码第一子分组发送位的差分发送分集编码方案的星座点；

编码单元，适于通过星座点以及先前发送的用于建立发送符号向量的发送符号的差分编码来确定发送符号；以及

定标单元，适于定标用于编码第二子分组发送位的发送符号向量的长度。

39.如权利要求38所述的设备，其特征在于，定标单元适于把第二子分组发送位编码成两个相继发送符号向量的长度差。

40.如权利要求38或39所述的设备，其特征在于，该子分组发送位包括2·log₂(M₁)+log₂(M₂)个位，其中

M₁是第一子分组发送位的可能位序列的数目；

M₂是发送符号向量的可能长度值的数目，并且

分割单元包括：

第一选择单元，适于为第一子分组发送位选择发送位分组中的2·log₂(M₁)个位；以及

第二选择单元，适于为第二子分组发送位选择发送位分组中的log₂(M₂)个位。

41.如权利要求39所述的设备，其特征在于，第一选择单元以及第二选择单元适于选择第一子分组发送位和第二子分组发送位以实现选择性差错保护。

42.如权利要求38到41中任意一个所述的设备，其特征在于，该映射单元适于

基于下式把2·log₂(M₁)个发送位映射到差分发送分集编码方案的星座向量[A_KB_k]：

A_k＝d_2t+1d(0)^*+d_2t+2d(0)^*

B_k＝-d_2t+1d(0)+d_2t+2d(0)

其中

d_i是M₁元相移键控PSK调制方案的星座元素；

d(0)是M₁元相移键控PSK调制方案的可自由选择的参考点；以及

星座向量的长度是单元长度|A_k|²+|B_k|²＝1。

43.如权利要求42所述的设备，其特征在于，编码单元适于根据下式实现差分编码：

$\left(s_{2t+1}{s}_{2t+2}\right)=A_k\left(x_{2t-1}{x}_{2t}\right)+B_k\left({-x}_{2t}^{*}{x}_{2t-1}^{*}\right)$

其中

t是时间索引；以及

(x_2t-1x_2t)是先前发送的矩阵的发送符号向量。

44.如权利要求43所述的设备，其特征在于，定标单元包括长度修改单元，适于以作为先前发送的发送符号向量的长度和第二子分组发送位的函数的循环方式对发送符号向量长度进行定标。

45.如权利要求44所述的设备，其特征在于，长度修改单元适于基于下式对发送符号向量长度进行定标：

$\left(x_{2t+1}{x}_{2t+2}\right)=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{\mathrm{qk}}}\·s_{2t+1}{s}_{2t+2})$

其中

α是常量；以及

q_k∈{-M₂+1，-M₂+2，...，0，1，...，M₂-1}是长度指数。

46.如权利要求45所述的设备，其特征在于，定标单元包括长度指数存储器单元，适于通过以下操作对发送符号向量长度进行定标：

基于下式由一组位模式[p₁，...，p_log2(M₂)]计算一组M₂个定标因子δ_k∈{0，...，M₂}，该组位模式覆盖针对所有p_i∈{0，1}的第二子分组发送位的置换：

${\mathrm{\δ}}_k=\underset{i=1}{\overset{i={\log }_2\left(M_2\right)}{\mathrm{\Σ}}}[p_i\·2^i]$

以及

建立第二子分组发送位[u_k，2，1，...，u_k，2，log₂(M₂)]的位模式和该组定标因子之间的预定关系，其中u_k，2，i是对应于星座向量[A_KB_k]的第二组发送位中的第i位。

47.如权利要求46所述的设备，其特征在于，定标单元包括长度指数存储器单元，适于存储该长度指数数据结构。

48.如权利要求46或47所述的设备，其特征在于，定标单元包括长度指数计算单元，适于通过以下操作计算长度指数：

基于第二子分组发送位[u_k，2，1，...，u_k，2，log₂(M₂)]的位模式和该组定标因子之间建立的预定关系，把第二子分组发送位[u_k，2，1，...，u_k，2，log₂(M₂)]的发送位映射到定标因子δ_k；以及

基于下式计算下一个长度指数：

q_k＝δ_k-s(Q_k-1+δ_k-M₂)·M₂；

其中

s()是针对非负变元取值为1并且针对负变元取值为0的步长函数；以及

Q_k-1长度指数表示在计算长度指数q_k之前发送的发送符号向量的绝对长度。

49.如权利要求38至48中任意一个所述的设备，其特征在于，它还包括矩阵建立单元，适于在通过发送天线发送之前由定标的发送向量符号建立定标的正交设计。

50.一种使用至少一个接收天线进行发送符号的差分多长度分集接收的设备，其中发送符号携带通过以下操作进行编码的信息：把第一子分组发送位映射到用于编码第一子分组发送位的差分发送分集方案的星座点，后续差分编码星座点以及先前发送的用于建立发送符号向量的发送符号，以及对用于编码第二子分组发送位的发送符号向量的长度进行定标，该设备包括：

向量建立单元，适于根据预定方案把发送符号组织成多个接收向量；

组合单元，适于组合接收向量以确定与第一子分组发送位相关的至少第一判定变量和第二判定变量，以及确定与第二子分组发送位相关的第三判定变量；

第一输出检测器，适于分别根据第一判定变量和第二判定变量确定与第一子分组发送位相关的第一检测输出；以及

第二输出检测器，适于根据第三判定变量确定与第二子分组发送位相关的第二检测输出。

51.如权利要求50所述的设备，其特征在于，向量建立单元适于根据下式把发送符号组织成多个接收向量：

$y_k=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t-1}^{\left(1\right)}\\ y_{2t}^{\left(1\right)*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{2t-1}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],y_{k+1}=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t+1}^{\left(1\right)}\\ y_{2t+2}^{\left(1\right)*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{2t+1}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t+2}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],{\stackrel{\‾}{y}}_k=\left[\begin{array}{c}{y}_{2t}^{\left(1\right)}\\ -y_{2t-1}^{\left(1\right)*}\\ \·\\ \·\\ \·\\ y_{2t}^{\left(n_R\right)}\\ y_{2t-1}^{\left(n_R\right)*}\end{array}\right],$

其中

t是时间索引；

n_R是接收天线数量；

*是复共轭操作符；以及

y_i ^(j)是在时间i在接收天线j上接收的符号。

52.如权利要求51所述的设备，其特征在于，组合单元适于根据下式组合接收向量以确定第一判定变量

第二判定变量

以及第三判定变量

${\hat{y}}_1=y_k^H{y}_{k+1};$

${\hat{y}}_2={\stackrel{\‾}{y}}_k^H{y}_{k+1};$

以及

${\hat{y}}_3=\frac{y_{k+1}^H{y}_{k=1}}{y_k^H{y}_k};$

其中

H是转置向量以及把共轭复数操作符*应用到所有向量元素的操作符。

53.如权利要求50到52中任意一个所述的设备，其特征在于，第一输出检测器适于在硬检测模式中操作。

54.如权利要求53所述的设备，其特征在第一输出检测器包括星座匹配单元，适于将第一检测输出确定为差分发送分集方案中最接近由第一判定变量和第二判定变量

建立的向量的星座向量[A(i)B(i)]。

55.如权利要求54所述的设备，其特征在于，星座匹配单元适于根据下式确定第一检测输出：

$\left({\hat{A}}_k{\hat{B}}_k\right)=\arg \underset{i}{\min }\{{|{\hat{y}}_1-A\left(i\right)|}^2+{|{\hat{y}}_2-B\left(i\right)|}^2\}.$

56.如权利要求55所述的设备，其特征在于，它还包括第一位解除映射单元，适于通过从

解除映射来获得第一子分组发送位。

57.如权利要求50到56中任意一个所述的设备，其特征在于，第二输出检测器适于在硬检测模式中操作。

58.如权利要求57所述的设备，其特征在于，第二输出检测器包括定标因子检测单元，适于确定最接近于第三判定变量

的长度指数α^qk。

59.如权利要求58所述的设备，其特征在于，定标因子检测单元适于根据下式确定长度指数：

${\widehat{\mathrm{\α}}}^{\mathrm{qk}}=\arg \mathrm{mi}{n}_i|{\hat{y}}_3-{\mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}|,q\left(i\right)\∈\{-M_2+1,...,-\mathrm{1,0,1},M_2-1\}$

其中

{-M₂+1，...，-1，0，1，M₂-1}是一组所有候选长度指数；以及

α是常量。

60.如权利要求59所述的设备，其特征在于，第二输出检测器还包括第二位解除映射单元，适于通过由

确定值q_k以及确定对应于值q_k的发送位来确定第二子分组发送位。

61.如权利要求50到52以及57到60中任意一个所述的方法，其特征在于，第一输出检测器适于在软检测模式中工作。

62.如权利要求60所述的设备，其特征在于，第一输出检测器包括第一对数似然度计算单元，适于根据下式确定第一子分组发送位的对数似然比：

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)}{p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)}$

其中

k是时间索引；

2log₂(M₁)维的第一子分组发送位u_k的向量被映射到差分发送分集方案的M₁ ²个星座元素之一，并且u_k，l是u_k中位置l上的发送位；

是第一判定变量；

是第二判定变量；

$p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)$ 是在确定的判定变量

以及

方面u_k，l＝+1的条件概率；

$p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_1,{\hat{y}}_2)$ 是在确定的判定变量

以及

方面u_k，l＝-1的条件概率；以及

是第一子分组发送位的软输出。

63.如权利要求61所述的设备，其特征在于，第一输出检测器包括第一位判定单元，适于根据下式确定第一子分组发送位的位判定：

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

以及根据下式确定第一子分组发送位的可靠性信息：

64.如权利要求60到63中任意一个所述的设备，其特征在于，第一对数似然度计算单元包括第一最大对数逼近单元，其通过使用对数似然比的最大对数逼近来确定第一子分组发送位的对数似然比。

65.如权利要求64所述的设备，其特征在于，第一最大对数逼近单元适于根据下式确定第一子分组发送位的对数似然比的最大对数逼近：

$\begin{array}{cc}{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\right[\mathrm{Re}\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\}]+\\ +& \frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}-\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2}{h}_e\right[\mathrm{Re}\left\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}\right\}+\mathrm{Re}\left\{B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\right\}]+\\ +& \frac{1}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}.\end{array}$

其中

[A(i)B(i)]是差分发送分集方案的相关星座点的向量，其中i∈{1，...，M₁}；

第一个max操作符被应用于差分发送分集方案的全部星座点[A(i)B(i)]和值为+1的相关发送位u_k，l(i)；

第二个max操作符被应用于差分发送分集方案的全部星座点[A(i)B(i)]和值为-1的相关发送位u_k，l(i)；

是通过组合接收向量导出的第一子分组发送位的等价发送信道中的加性噪声方差的测量；

*是复共轭操作符；

Re是实部操作符；

u⁽¹⁾(i)是对应于分别在第一和第二max操作符下考虑的第一子分组发送位的向量候选；

T是转置操作符；

L_a ⁽¹⁾是对应于第一子分组发送位的先验对数似然度的向量；

h_e是根据下式的结果信道系数：

$h_e=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{\mathrm{qk}}}({\left|x_{2t-1}\right|}^2+{\left|x_{2t}\right|}^2)\underset{i=1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{n_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h^{\left(\mathrm{ij}\right)}\right|}^2$

其中

α为常量；

q_k为表征用于编码第二子分组发送位的发送符号向量长度的定标的长度指数；

x_2t-1和x_2t为先前发送的发送符号向量的分量；

n_T为用于实现发送分集的发送天线的数量；

n_R为用于实现分集接收的接收天线的数量；以及

h^(i，j)为在时间k从发送天线i到接收天线j的信道增益。

66.如权利要求65所述的设备，其特征在于，它还包括SISO估测单元，适于使用单入单出估测技术估测结果信道系数h_e的值以及

的值。

67.如权利要求65所述的设备，其特征在于，它还包括第一逼近单元，适于根据下式逼近结果信道系数h_e，逼近发送符号向量定标因子α^qk以及等价发送信道中的加性噪声方差 的测量：

$h_e^2\≈{\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2;$

${\mathrm{\α}}^{\mathrm{qk}}\≈\left|{\hat{y}}_3\right|;$

以及

${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_1}^2\≈{\mathrm{\σ}}^2(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)\sqrt{\frac{{\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2}{\left|{\hat{y}}_3\right|}}$

其中

σ²是针对实际发送信道在每个接收天线上每个实数维的方差。

68.如权利要求67所述的设备，其特征在于，第一最大对数逼近单元适于根据下式使用结果信道系数h_e的逼近来评估发送符号向量定标因子α^qk的最大对数逼近，以及评估等价发送信道中的加性噪声方差

$\begin{array}{cc}{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|}}{1+\left|{\hat{y}}_3\right|}\right[\mathrm{Re}\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}+B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\}]+\\ +& \frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}-\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{(A\left(i\right),B\left(i\right))}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|}}{1+\left|{\hat{y}}_3\right|}\right[\mathrm{Re}\left\{A\left(i\right){\hat{y}}_1^{*}\right\}+\mathrm{Re}\left\{B\left(i\right){\hat{y}}_2^{*}\right\}]+\\ +& \frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(1\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(1\right)}\left(u\right)\}\end{array}$ 。

69.如权利要求50到56中任意一个所述的设备，其特征在于，第二输出检测器适于在软检测模式中操作。

70.如权利要求69所述的设备，其特征在于，它包括第二对数似然比计算单元，适于根据下式确定第二子分组发送位的对数似然比：

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)=\log \frac{p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_3)}{p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_3)}$

其中

k是时间索引；

u_k，l是log₂(M₂)维的向量u_k中位置l上的发送位，由第二子分组发送位建立向量u_k；

是第三判定变量；

$p(u_{k,l}=+1|{\hat{y}}_3)$ 是在判定变量

方面u_k，l＝+1的条件概率；

$p(u_{k,l}=-1|{\hat{y}}_3)$ 是在判定变量

方面u_k，l＝-1的条件概率；以及

是第二子分组发送位的软输出。

71.如权利要求70所述的设备，其特征在于，第二对数似然比计算单元包括第二位判定单元，适于根据下式确定第二子分组发送位的位判定：

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

以及根据下式确定第二子分组发送位的可靠性信息：

72.如权利要求70或71所述的设备，其特征在于，第二对数似然度计算单元包括第二最大对数逼近单元，适于通过使用对数似然比的最大对数逼近来确定第二子分组发送位的对数似然比。

73.如权利要求72所述的设备，其特征在于，第二最大对数逼近单元适于根据下式确定第二子分组发送位的对数似然比的最大对数逼近：

$\begin{array}{cc}L\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{q\left(i\right)}}{\max }-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}{|\log {\hat{y}}_3-{\log \mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}|}^2+\log P_{\mathrm{\α}}\left(q\left(i\right)\right)+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{q}\left(i\right)}{\max }-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2}|{\log \hat{y}}_3-{\log \mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}{|}^2+\log P_{\mathrm{\α}}\left(q\left(i\right)\right)+\frac{1}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)\end{array}$

其中

q(i)是从{-M₂+1，-M₂+2，...，0，1，...，M₂-1}中选择的长度指数；

第一个max操作符被应用于与值为+1的第二子分组发送位u_k，l(i)的发送位相关的全部长度指数q(i)；

第二个max操作符被应用于与值为-1的第二子分组发送位u_k，l(i)的发送位相关的全部长度指数q(i)；

是通过组合接收向量导出的第二子分组发送位的等价发送信道中的加性噪声方差的测量；

是第三判定变量；

α是常量；

u⁽²⁾(i)是对应于分别在第一和第二max操作符下考虑的发送位的第二子分组发送位的向量候选；

T是转置操作符；

L_a ⁽²⁾是对应于第二子分组发送位的先验对数似然度的向量。

74.如权利要求71所述的设备，其特征在于，它还包括第二逼近单元，适于把第二子分组发送位的等价发送信道中的加性噪声方差

的测量逼近下式：

${\mathrm{\σ}}_{{\hat{y}}_3}^2=\frac{4{\mathrm{\σ}}^2(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}$

其中

σ²是针对实际发送信道在每个接收天线上每个实数维的方差。

75.如权利要求74所述的设备，其特征在于，第二最大对数逼近单元还适于根据下式使用等价发送信道中的加性噪声方差 的测量的逼近来评估最大对数逼近：

$\begin{array}{cc}{L}^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\≈& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=+1}{q\left(i\right)}}{\max }-\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}{8(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}|\log {\hat{y}}_3-\log {\mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}{|}^2\\ +& {\mathrm{\σ}}^2\log P_{\mathrm{\α}}\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right)\\ -& \underset{\underset{u_{k,l}\left(i\right)=-1}{q\left(i\right)}}{\max }-\frac{\sqrt{\left|{\hat{y}}_3\right|({\left|{\hat{y}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{y}}_2\right|}^2)}}{8(1+|{\hat{y}}_3\left|\right)}{|\log {\hat{y}}_3-{\log \mathrm{\α}}^{q\left(i\right)}|}^2\\ +& {\mathrm{\σ}}^2\log P_{\mathrm{\α}}\left(q\left(i\right)\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}^{\left(2\right)}{\left(i\right)}^T{L}_a^{\left(2\right)}\left(u\right).\end{array}$ 。

76.一种可直接加载到差分多长度分集发送器的内部存储器的计算机程序产品，包括软件代码部分，用于当该产品在差分多长度分集发送器的处理器上运行时，执行权利要求1到11中任意一个所述的方法的步骤。

77.一种可直接加载到差分多长度分集接收器的内部存储器的计算机程序产品，包括软件代码部分，用于当该产品在差分多长度分集接收器的处理器上运行时，执行权利要求12到37中任意一个所述的方法的步骤。

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