CN1288330A - 地面数字多媒体电视广播*** - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种数字信息传输方法,以及一种采用上述数字信息传输方法的地面数字多媒体电视广播***。所述数字信息传输方法包括:至少传输第一和第二帧,每帧有选定的数目(F)的二进制位或比特,每帧包括信号帧同步段和信号帧体段,信号帧同步段的长度是首先选定的长度,信号帧体段的长度是其次选定的长度,第一帧的帧同步段具有选定的位模式,它区别于为第二帧的帧同步段所选定的位模式;其中,至少第一帧和第二帧的帧同步段之一可用于在时域上对相应的帧进行同步。所述地面数字多媒体电视广播***包括:一个网络控制中心(1)、至少一个发射机(2)和至少一个接收机(3)。

Description

地面数字多媒体电视广播***
本发明涉及数字电视广播技术领域，更具体地涉及一种地面数字多媒体电视广播***。根据本发明的思想，不仅可用于地面、卫星、有线、微波和其它传输媒介，也可用于数据广播、互连网、和其它宽带多媒体信息传输及综合数据业务领域。
经过十多年坚持不懈的研究和发展，数字电视地面广播(Digital TelevisionTerrestrial Broadcasting，DTTB)已经取得了很多的成果，达到了可以实现阶段。从1998年11月北美和欧洲已经开播DTTB节目，许多国家宣布了它们的DTTB制式选择和实现计划。目前，世界上主要有三种DTTB传输标准：
1)高级电视***委员会(Advanced Television Systems Committee，ATSC)研发的格形编码的八电平残留边带(Trellis-Coded 8-Level Vestigial Side-Band(8-VSB))调制***。
ATSC数字电视标准是高级电视***委员会ATSC开发的。
1993年5月，美国几家研究数字HDTV的集团组成大联盟(GA)。经过先进电视测试中心(ATTC)对大联盟***现场测试，1995年9月，美国先进电视制式委员会(ATSC)向FCC提交了数字电视标准报告，经过国会听证会辩论，1996年12月26日FCC正式公布了“数字电视标准”ATSC。ATSC不仅包括了HDTV，还增加了SDTV标准。该***在6MHz信道内传输高质量的视频、音频和辅助数据，能够在一个6MHz地面广播频道中发送约19Mbps总容量信息，以及在一个6MHz有线电视信道中发送约38Mbps总容量信息。压缩比为50∶1或更高。该***由三个子***组成。即：信源编码和压缩子***；业务复用和传送子***和RF传输子***。
2)数字视频地面广播(Digital Video Terrestrial Broadcasting-Terrestrial，DVB-T)标准采用的编码正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，COFDM)调制。
DVB-T***是欧洲公共和私人组织的协会——数字视频广播(DVB)开发的。
欧洲在1993年停止了原先研制的数模混合制HD-MAC***并开始了数字电视广播DVB的研究，后来，欧洲电信协会ETSI已先后公布了DVB-S(卫星广播)、DVB-C(有线电视广播)和DVB-T(地面广播)的标准。此系列标准考虑到数字视频和音频的传输，以及即将来临的多媒体节目。在信源编码方面，DVB标准规定数字电视***使用统一的MPEG-2压缩方法和MPEG-2传输流及复用方法；在地面传输方面，它采用与美国不同的COFDM(编码正交频分复用)调制技术，这对于抗多径干扰和进行移动接收有着明显的优点。
3)地面综合业务数字广播(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)采用的频带分段传输(Bandwidth Segmented Transmission，BST)正交频分复用OFDM。
ISDB-T***是日本无线电工商业协会(Association of Radio Industries andBusinesses，ARIB)开发的。
日本是广播电视设备的生产强国，掌握许多广播电视高新技术，并在HDTV摄像、录像、显示等设备的研制方面处于领先地位。模拟制式的高清晰度电视卫星广播Hivision制式是日本开发并正式向用户播送的，是世界上最早开始的高清晰度电视广播。不过由于它是模拟信号形式，而且是以卫星通道作为传输媒体(带宽24MHz)，所以不属高压缩比率的全数字式电视广播。日本在世界电视广播***全数字化的开发热潮的先期未显现出其动向，似乎有点销声匿迹。然而在1996年，日本忽然提出了其研制的DTTB(数字电视地面广播)制式-ISDB-T(地面综合业务数字广播)。该方案是由日本的DiBEG(数字广播专家组)建议的，所以也称DiBEG制式。***采用的调制方法称为频带分段传输(BST)OFDM，由一组共同的称为BST段的基本频率块组成。
自从有了多个DTTB***以来，许多国家和地区都在选择自己的DTTB***。但随着技术的发展和研究的不断深入，人们认识到在信号峰值-平均功率比、C/N门限、移动接收、室内/外接收、频谱效率、HDTV传输能力、同频/邻频道干扰、对现有模拟电视的干扰、单频网和同频道转发、脉冲干扰和连续波干扰、相位噪声、静态/动态的多径失真、***的灵活性等等方面，上述三个***各有其优缺点。
在此背景下，针对上述目前世界上三个地面数字电视***存在的问题，提出了一种新颖的、适合我国国情的地面数字电视***。
因此，本发明的目的是提供一种数字信息传输方法，它使用电视广播频谱。每个频道的有效净荷的信息传输码率在8MHz的带宽下可高达33Mbps。***的核心采用了mQAM/QPSK的时域同步正交频分复用TDS-OFDM(TimeDomain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)调制技术，其频谱效率可以高达4Bit/s/Hz；***使用更加优化的前向纠错编码FEC来抵抗突发误码，例如里德-索罗门(Reed-Solomom(R-S)，RS)或Turbo码、卷积交织、矩阵交织等；实现了分级调制和编码，实现了分级服务，针对不同的应用、不同的目的、不同的用户，提供不同的服务；同时可以实现多媒体业务。
本发明的另一个目的是提供一种采用上述数字信息传输方法的地面数字多媒体电视广播***。
按照本发明的一方面，提供了一种数字信息传输方法，包括：
至少传输第一和第二帧，每帧有选定数目(F)的二进制位或比特，每帧包括信号帧同步段和信号帧体段，信号帧同步段的长度是首先选定的长度，信号帧体段的长度是其次选定的长度，第一帧的帧同步段具有选定的位模式，它区别于为第二帧的帧同步段所选定的位模式；其中，至少第一帧和第二帧的帧同步段之一可用于在时域上对相应的帧进行同步。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于：在所述信号帧同步段的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识别所说至少两帧中的想要接收的信号。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于：在所述信号帧同步段的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识别所说至少两帧的数据源。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：使用所述帧同步段的所选定的位模式来实现至少2N-1个帧的相互区别，其中，所述每帧的帧同步段的长度至少有N比特，并且N是一个选定的正整数。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所述整数N为9。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择帧同步段的位模式包含伪噪声序列，它由N阶多项式p(x)=0产生，这里x为布尔变量。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择帧同步段的位模式包含这样的模式，该模式是两个二进制序列异或的结果，第一个二进制序列是由N阶多项式p(x)=0产生的伪噪声序列，这里x为布尔变量，第二个二进制序列是具有选定码长的正交序列。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：从沃尔什码序列、Haar码序列、Rademacher码序列组成的正交序列组中选择一个所述正交序列。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：在所述第一帧和第二帧的所述信号帧同步段中的子段，其长度为F’(F’＜F)，如此配置，以便所述第一帧的子段和所述第二帧的子段是正交的。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择至少一个所述帧的帧体段，其长度从帧体段长度208、104和52中选择。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：使用里德-所罗门码，指定的RS(m，n)，为数字信息提供误码检测和校正，其中(m，n)是一对整数，从(208，188)、(208，200)、(104，84)、(104，96)，(52，32)和(52，44)中选择。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：使用误码编码，为所述数字信息提供误码检测和校正，所述误差编码方式从格形64QAM、格形16QAM、格形QPSK、turbo格形64QAM、turbo格形16QAM、turbo格形QPSK中选择。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：所述的传输信息为高清晰度电视信号。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：所述传输的信息作至少有一个接收者的蜂窝电话信号。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：所述的传输信息为具有至少一个接收者的寻呼信号。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：传输来自网络控制中心的所述至少两帧，所述网络控制中心具有相关的广播数据库，并与互连网连接，下行信号至少被送到一个基站，该基站是远离所述网络控制中心的。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：将来自所述基站的至少两帧作为上行信号传输到所述网络控制中心。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：将来自所述基站的至少两帧作为下行信号传输到接收接收终端，所述终端远离所述控制中心和所述基站之一。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：将来自所述终端的至少两帧作为上行信号传输到所述基站。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所述信号帧同步段长度为721个符号。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所述信号体段的长度为4656个符号。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所述信号体段，使其包含具有912个连续符号的保护间隔序列。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：把所述选定数目F1的帧集合到一个帧群中，其中F1是选定的整数，至少等于2，并且为该帧群提供一个选定的帧群头。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所述数目F1为511。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：在所述帧群头中包括具有936个连续符号的保护间隔。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：把所述选定数目F2的帧群集合进超帧中，其中F2是选定的整数，至少等于2，并且为超帧提供一个选定的超帧头。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所述数目F2为511。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：把选定数目F3的所述超帧集合进超帧群中，这里F3是选定的整数，至少等于2，并且为超帧群提供一个选定的超帧群头。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所述数目F3为大约479。
按照上述的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：在选定的时间间隔内传输所述超帧群至少两次，选定的时间间隔长度为2T(SFG)。
按照本发明的第二方面，提供了一种采用上述数字信息传输方法的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：
所述地面数字多媒体电视广播***包括：一个网络控制中心(1)、至少一个发射机(2)和至少一个接收机(3)；
从所述网络控制中心(1)至少传输第一和第二帧传输到发射机(2)，发射机(2)将所接收到的信号调制发射到空中，由接收机(3)接收，其中，每帧有选定的数目(F)的二进制位或比特，每帧包括信号帧同步段和信号帧体段，信号帧同步段的长度是首先选定的长度，信号帧体段的长度是其次选定的长度，第一帧的帧同步段具有选定的位模式，它区别于为第二帧的帧同步段所选定的位模式；其中，至少第一帧和第二帧的帧同步段之一可用于在时域上对相应的帧进行同步。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所述信号帧同步段的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识别所说至少两帧中的想要接收的信号。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所述信号帧同步段的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识别所说至少两帧的数据源。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：使用所述帧同步段的所选定的位模式来实现至少2N-1个帧的相互区别，其中，所述每帧的帧同步段的长度至少有N比特，并且N是一个选定的正整数。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择所述整数N为9。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择帧同步段的位模式包含伪噪声序列，它由N阶多项式p(x)=0产生，这里x为布尔变量。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择帧同步段的位模式包含这样的模式，该模式是两个二进制序列异或的结果，第一个二进制序列是由N阶多项式p(x)=0产生的伪噪声序列，这里x为布尔变量，第二个二进制序列是具有选定码长的正交序列。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：从沃尔什码序列、Haar码序列、Rademacher码序列组成的正交序列组中选择一个所述正交序列。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所述第一帧和第二帧的所述信号帧同步段中的子段，其长度为F’(F’＜F)，如此配置，以便所述第一帧的子段和所述第二帧的子段是正交的。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择至少一个所述帧的帧体段，其长度从帧体段长度208、104和52中选择。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：使用里德-所罗门码，指定的RS(m，n)，为数字信息提供误码检测和校正，其中(m，n)是一对整数，从(208，188)、(208，200)、(104，84)、(104，96)，(52，32)和(52，44)中选择。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：使用误码编码，为所述数字信息提供误码检测和校正，所述误差编码方式从格形64QAM、格形16QAM、格形QPSK、turbo格形64QAM、turbo格形16QAM、turbo格形QPSK中选择。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：所述的传输信息为高清晰度电视信号。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：所述传输的信息为还包括具有至少一个接收者的蜂窝电话信号。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：所述的传输信息还包括具有至少一个接收者的寻呼信号。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：传输来自网络控制中心的所述至少两帧，所述网络控制中心具有相关的广播数据库，并与互连网连接，所述发射机是具有收发功能的基站，下行信号至少被送到一个基站，该基站是远离所述网络控制中心的。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：将来自所述基站的至少两帧作为上行信号传输到所述网络控制中心。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：将来自所述基站的至少两帧作为下行信号传输到接收机，所述接收机是具有收发功能的终端，所述终端远离所述控制中心和所述基站之一。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：将来自所述终端的至少两帧作为上行信号传输到所述基站。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择所述信号帧同步段长度为721个符号。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择所述信号体段的长度为4656个符号。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择所述信号体段，使其包含具有912个连续符号的保护间隔序列。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：把所述选定数目F1的帧集合到一个帧群中，其中F1是选定的整数，至少等于2，并且为该帧群提供一个选定的帧群头。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择所述数目F1为511。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所述帧群头中包括具有936个连续符号的保护间隔。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：把所述选定数目F2的帧群集合进超帧中，其中F2是选定的整数，至少等于2，并且为超帧提供一个选定的超帧头。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择所述数目F2为511。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：把选定数目F3的所述超帧集合进超帧群中，这里F3是选定的整数，至少等于2，并且为超帧群提供一个选定的超帧群头。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择所述数目F3为大约479。
按照上述的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在选定的时间间隔内传输所述超帧群至少两次，选定的时间间隔长度为2T(SFG)。下面将结合附图对本发明的具体实施例进行详细描述。
图1是按照本发明的地面数字多媒体电视广播***的物理构成图。
图2是按照本发明的地面数字多媒体电视广播***的方框图。
图3是按照本发明的地面数字多媒体电视广播***的信号构成图。
图4是按照本发明的地面数字多媒体电视广播***的传输层的方框图。
图5是按照本发明的地面数字多媒体电视广播***的信道数据包的结构图。
图6是显示本发明中x8+x6+x5+x+1的Fibonacci型线性反馈移位寄存器的结构图。
图7是显示本发明所采用的第16阶沃乐什码的结构图。
图8是显示本发明中DFT块的数据复用的示意图。
图9是显示本发明中x8+x6+x5+x+1迦罗华形式的线性反馈移位寄存器的结构图。
图10是显示本发明中1+x14+x15的随机化器的线性反馈移位寄存器的结构图。
图11是本发明所采用的卷积交织的结构示意图。
图12是本发明所采用的1/2码率卷积码编码器的示意图。
图13是本发明所采用的1/2码率并行级联***卷积Turbo码的示意图。
图14是本发明所采用的用于16QAM的1/2码率格形编码器框图。
图15是本发明所采用的用于16QAM的PCTC Turbo编码器框图。
图16是本发明所采用的用于64QAM的2/3码率格形码编码器框图。
图17是本发明所采用的用于64QAM的PCTTC编码器框图。
图18是用于说明正交频分复用(OFDM)的信号频谱图。
图19是用于说明正交频分复用(OFDM)的信号频谱和保护间隔的示意图。
图20是用于说明编码正交频分复用(COFDM)中的导频位置的示意图。
图21是按照本发明采用时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)的地面数字多媒体电视广播***中的下行线路RF调制功能框图。
图22是QPSK符号星座图
图23是均匀16QAM符号星座图(α=1)
图24是非均匀16QAM符号星座图(α=2)
图25是均匀64QAM符号星座图(α=1)
图26是非均匀64QAM符号星座图(α=2)
图27(a)、(b)传输***结构
图28各种信道模型下的信道性能
图29QPSK的性能曲线
图3016QAM性能曲线
图3164QAM性能曲线
下面将结合附图对本发明的地面数字多媒体电视广播***进行详细说明。
本发明针对的主要对象是地面数字电视广播***，其***物理构成如下图1所示。电视节目或数据、文本、图片、语音等多媒体信息经过源编码、传输编码、信道编码后，通过一个或一个以上的发射机发射出去，覆盖一定的区域。这些发射机可以灵活地组网，既可以组成多频网MFN(Multi-Frequency Network)，也可以组成单频网SFN(Single Frequency Network)。
图2是按照本发明的地面数字多媒体电视广播***的方框图。
如图1和2所示，一个以上的位于不同地区的发射台2(它们可以是地方电视台，或区域性的发射基站)可以组成一个整体地面数字电视广播网，图1中只显示了两个发射台，此发射台接收来自某个电视台或网络控制中心1的一路或多路数字多媒体电视广播(节目)信号，并且将它们转发出去。利用地面波传输到固定接收机或移动接收机，如车载接收机。覆盖区内的用户可以是室外固定天线的接收机、室内机顶天线的接收机、移动接收机或便携接收机，而且覆盖依赖于许多因素，例如，地形(山脉、河谷、地平线或人造建筑物)、发射塔的高度和功率、接收机天线和增益/指向性等，使用户接收到的信号不仅有直达信号，还有经过一次或多次反射的信号，以及多频网或同频网中远方发射机发射的信号，因此，就存在一个多径干扰的问题，由于本***采用了正交频分复用(OFDM)技术(后面将对其进行描述)，一个接收机可同时接收来自多个发射台的信号，而且这些信号是互相增强的。从而克服了普通地面电视***的多径接收(重影)问题。即本发明的地面数字多媒体电视广播***具有抵抗静态/动态多径干扰的能力。另外，对于低速/高速移动的车载天线接收机，例如公共汽车和高速火车，存在多普勒效应，因此，为了稳定可靠地使用户接收信息，本发明也支持移动接收。
图3显示了按照本发明的地面数字多媒体电视广播***的信号构成图。数字电视***信号结构由压缩层、传送层和传输层三大部分组成。传输层的具体构成，是由传输信道(或者叫传输媒介)决定的。传输媒介有有线媒介(包括光纤、铜轴和两者的混合网)、无线媒介(包括卫星、微波、MMDS等)、地面波传输的无线媒介。对于每种传输媒体，压缩层和传送层基本上都是一样的，区别就在传输层上。本发明是针对地面波传输的无线媒介面言的。
从另外一个角度分析，数字电视***发射端可分为信源压缩编码、码流复接、信道纠错编码、信道调制等部分。其中信源编码就是压缩层，包括声音和图像的压缩编码，目前主要有ISO/IEC的MPEG1、MPEG2、MPEG4等系列标准，随着技术的发展，可以采用其它新的压缩算法，例如小波编码、分形编码等。码流复接属于传送层，主要根据MPEG-2***层的规范或其它相应的规范对单路或多路基本码流进行复接，把音频码流、视频码流、数据码流等多种多个码流组合成一个传输码流，其长度是固定的，以便于信道传输，同时***各种时间标签用于指示和同步。信道编码和信道解码属于传输层，根据不同的信道，数字电视***采用了不同的纠错编码和调制技术方案。
本发明的重点在于传输层。因为不同的传输媒体传输特性不同，因而其传输层也不同。但对于地面传输，***构成通常如下图4所示，分为两大部分：前向纠错FEC部分和调制发射部分。
地面数字电视中的纠错部分，大的技术方面基本上都采用了外码纠错(Reed-Solomen码)、交织Ⅰ(卷积交织)、内码纠错(卷积码/Turbo码)、交织Ⅱ(矩阵交织)，美国的ATSC、欧洲的DVB-T和日本的ISDB-T都是如此，但是本发明在具体实现上对它们进行了改进，因此，提高了纠错性能，从而导致了信号峰值-平均功率比、C/N门限、频谱效率、脉冲干扰和连续波干扰、相位噪声等等方面提高。
而调制技术目前主要有两种方案——单载波调制和多载波调制。属于单载波调制的有美国的ATSC 8VSB调制，而多载波调制的有欧洲的DVB-T COFDM、日本ISDB-T BST OFDM，本发明中所采用的调制技术TDS-OFDM也属于多载波技术。
下面针对纠错编码和调制技术，介绍本发明中所涉及到的技术细节，首先介绍物理信道结构。
1、信道数据包结构
本发明的物理信道结构有以下特性：
 ·分层的帧结构
 ·同步正交频分多载波调制(也称OFDM或DMT)
 ·PN序列导频同步
 ·周期性传输方案，循环时间为自然日
 ·唯一的帧地址，支持时间共享多址
 ·连续和突发数据传输混合应用
1.1帧结构描述
本发明的物理信道帧结构如图5所示。帧结构是分级的，一个基本帧结构称为一个信号帧。帧群定义为一群信号帧，其第一帧被定义为帧群头。超帧定义为一组帧群。帧结构的项层称为超帧群。如图所示，例如，一个超帧群由478个超帧组成，一个超帧包含512个帧群，一个帧群包含255个信号帧。物理信道是周期的，并且和绝对时间同步。
信号帧是下行物理信道的基本单元。一个信号帧由两部分组成：帧同步和帧体。帧同步和帧体的基带符号率相同，规定为7.56MSps。帧同步采用BPSK调制以得到稳定的同步。帧同步包含前同步缓冲、PN序列和后同步缓冲。帧同步中的符号数依赖于前同步缓冲和后同步缓冲中的符号数，如表1所示。
表1帧同步中的符号数
帧同步中的符号数 前同步缓冲中的符号数 PN序列中的符号数 后同步缓冲中的符号数
256 0 255 1
304 24 255 25
384 25 255 104
OFDM调制方法用于帧体。DFT块有3780个符号并持续500us。保护间隔可选为DFT块的1/6、1/9、1/12、1/20或1/30，如表2所示。
表2一个OFDM块中的符号数
OFDM块中的符号数 保护间隔相对DFT块的百分数 保护间隔中的符号数
4410 1/6 630
4200 1/9 420
4095 1/12 315
3969 1/20 189
3906 1/30 126
一个信号帧将有不同的符号数，取决于所选用的帧同步和OFDM保护间隔，如表3所示。表3也列出了对应于一个信号帧的时间。
表3一个信号帧中的符号数
    帧同步的时间(μS) 信号帧中的符号数 帧同步中的符号数 OFDM块中的符号数
    617.2     4666     256     4410
    623.5     4714     304     4410
    634.1     4794     384     4410
    589.4     4456     256     4200
    595.8     4504     304     4200
    606.3     4584     384     4200
    575.5     4351     256     4095
    581.9     4399     304     4095
    592.5     4479     384     4095
    558.9     4225     256     3969
    565.2     4273     304     3969
    575.8     4353     384     3969
    550.5     4162     256     3906
    556.9     4210     304     3906
    567.5     4290     384     3906
一个帧群含255个信号帧，其中第一个信号帧定义为帧群头。一个帧群中的信号帧有唯一的帧号，标号从0到254，信号帧号(FN)被编码到当前信号帧的帧同步PN序列中。一个帧群的持续期依赖于其信号帧中的样值数，在140.4mS到161.7mS之间。
超帧被编号，从0到最大帧群号。超帧号(SFN)与超帧群号(SFGN)一起被编码到超帧的第一个帧群头中。
超帧群号(SFGN)被定义为超帧群发送的日历日期，超帧群以一个自然日为周期进行周期性重复，它被编码为下行线路超帧群中一个超帧的第一个帧群头中的前两个字节，编码格式是月、日和年如十进制的MMDDYY，见表4。在太平洋标准时间(PST)0：0：0AM，物理信道帧结构被复位并开始一个新的超帧群。在每个超帧群中的超帧数约在1130至1044之间。每个超帧群的最后一个超帧在复位时刻可以是不完整的。
下行线路传输的符号集号(SSN)基于符号集的定义命名。
如上所述，分层的同步信道结构的低层被嵌入到一个下行线路帧中。而分层的同步信道结构的高层，SFGN和SFN，被编码到超帧的第一个帧群头中。SFGN和SFN数据包被定义为超帧同步包，如表4所示。
表4下行线路超帧同步包
D3 D2 D1 D0 M3 M2 M1 M0
Y6 Y5 Y4 Y3 Y2 Y1 Y0 D4
SFGN7 SFGN6 SFGN5 SFGN4 SFGN3 SFGN2 SFGN1 SFGN0
SFN7 SFN6 SFN5 SFN4 SFN3 SFN2 SFN1 SFN0
SFGN8 SFN8 FGN8 BS4 BS3 BS2 BS1 BS0
[M3…M0]：            日期的月份，范围从1到12[D4…D0]：            日期的日，范围从1到31[Y6…Y0]：            日期的年，范围从0到99
           [SFGN8…SFGN0]：    超帧群号[SFN8…SFN0]：        超帧号[BS4…BS0]：          基站标识，缺省值为0
1.2信号帧结构
1.2.1帧同步
基带帧同步信号由一个前同步缓冲、一个PN序列和一个后同步缓冲构成。前同步缓冲可定义为0、24和25个符号，后同步缓冲可定义为1、25和104个符号，PN序列有255个符号。对于一个信号帧群中的不同信号帧，有不同的帧同步信号。所以，帧同步能作一个特殊信号帧的帧同步特征而用于识别。前同步缓冲和后同步缓冲定义为PN序列的循环扩展。
PN序列定义为一个8阶m序列，由一个Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)实现。其特征多项式定义为x8+x6+x5+x+1。LFSR方框图示于图6中。初始条件模块确定所产生的m序列的相位。
PN序列经“0”到+1值及“1”到-1值的映射变换为非归零的二进制信号。一个第N阶沃尔什码能用哈德马特矩阵生成。一个第N阶哈德马特矩阵是递推建立的。
第2阶哈德马特矩阵H(2)定义为
                           0 0
                           0 1第4阶哈德马特矩阵H(4)定义为
H(4)=H(2)×H(2)=
                         0 0 0 0
                         0 1 0 1
                         0 0 1 1
                         0 1 1 0对于N=2k，第N阶哈德马特矩阵H(N)定义为
H(N)=H(2)×H(N/2)
一个第N阶沃尔什码能定义为第N阶哈德马特矩阵的行。一个沃尔什码字是哈德马特矩阵的一行。沃尔什码字的标号被定义为码字中由0到1和由1到0转换的次数。
图7示出一个第16阶沃尔什码，左边一列示出沃尔什码字的标号。
一个帧同步序列被一个第16阶沃尔什码字编码，以实现多基站识别。为基站识别而进行的PN序列的沃尔什码编码步骤如下：
      (1)由CDTVN网络管理器为基站选择一个第16阶沃尔什码字。
      (2)按照PN序列的前同步缓冲/后同步缓冲，重复码字中的每一个
      “1”和每一个“0”16/19/24次，将16比特的沃尔什码扩展为一个
      256/304/384位的矢量。
      (3)将被编码的帧同步序列与第(2)步产生的矢量逐位进行异或
      (XOR)建立沃尔什码编码的帧同步序列。
1.2.2帧体
一个帧体的基带信号是一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块可进一步分成保护间隔和一个DFT块，如图8所示。由于OFDM块保护间隔不同，在时域中对应于频域有3780个子载波的OFDM块有不同的取样数(参见表2)。
DFT块在其时域中有3780个取样，它们是频域中3780个子载波的逆离散傅氏变换。DFT块时域信号持续500us，它等价于频域中两个相邻子载波之间2kHz的频率间隔。
有5种可选的保护间隔大小，即DFT块大小的1/6、1/9、1/12、1/20、1/30。保护间隔的信号相同于DFT块时域信号的最后一段。保护间隔时间在不同的保护间隔大小下约在83.3us到16.7us之间。
一个信号帧的一个IDFT块频率域中有3744个复数数据符号。这3744个数据符号被进一步分到三个符号集中，一个符号集有1248个复数数据符号。符号集被编号为符号集0，符号集1和符号集2。
帧群号有9比特。帧群号被编码为频率域IDFT块中复数数据符号的一部分。帧群号的各位被映射到复数数据符号的实部，当映射到符号的最大正值，则该位为1；当映射到符号的最小负值，则该位为0。
用于帧群号的复数数据符号的虚部被用于映射传输参数信令(TPS)，它将在后面定义。
一个IDFT块中的复数数据符号按下图进行复用。
1.3同步结构的生成
本发明下行传输协议是一个同步传输结构。下面列出此结构的某些重要特性。
●所有超帧群开始于PST(太平洋标准时间)0：0：0AM。
●超帧群的一个超帧有帧群头唯一地定义。
●超帧的一个信号帧群被唯一地定义在其信号帧中。
●帧群的一个信号帧能唯一地由其信号帧同步PN序列认定。
●同步信号是一个功率提升的BPSK信号，它比OFDM结构中的数据
信号功率大很多。
帧地址结构基于一组移位的m序列，它是伪随机数(PN)序列的一种特殊类型。一个8阶m序列是一个周期为255的周期序列。基于图6中的LFSR的初始状态，可产生255个不同相位的m序列。m序列由其在图4中LFSR的初始状态编号。
用图5中的特征多项式，初始状态由x16n编号。
例如，序号0的m序列的初始状态是000000001，它是x16×0=1。序号1的m序列的初始状态为11110011，它是x16×1=x16。序号2的m序列的初始状态是11110100，它是x16×2=x32。序号254的m序列的初始状态是00010110，它是x16 ×254=x239。
x的任意次幂能用特征多项式变换到一个状态，图9所示的一个迦罗华形式的LFSR以连续的顺序产生x的各次幂。
一个帧群中的任一信号帧能被其帧同步认定。有255个不同的m序列用作信号帧同步，它们对应用于一个帧群中的255个信号帧。一个超帧的任一帧群被标号，从0到511，并能由信号帧DFT块认定。
一个超帧群的任一超帧从0开始标号，它能由PST(太平洋标准时间)时间或帧体的数据认定。
帧同步m序列被用于信号帧同步。帧群头中的帧同步m序列被用于信号帧群同步。一个超帧的帧群能由其帧群头认定。帧同步信号可用于符号定时恢复。帧同步序列在经过初始捕捉过程后是可预测的。
2、前向纠错(FEC)编码
2.1能量扩散码(选项)
能量扩散码是一个由x15+x14+1定义的、初始状态为100101010000000的PN序列。能量扩散码的编码器被称为随机化器。PN序列可由图10所示的LFRS产生。
在超帧开始时随机化器被复位到初始状态上，然后自由运行，直到再次被复位。
2.2外码
FEC的外码采用里德-所罗门码。
2.2.1高保护里德-索罗门码，RS(208，188)
高保护里德-索罗门(RS)码是缩短的RS(255，235)里德-索罗门码，它们有相同的域生成多项式和码生成多项式，但是大小不同。
域生成多项式规定为
    x8+x4+x3+x2+1
码生成多项式规定为
    (x-1)(x-a)(x-a2)…(x-a19)
RS(208，188)码对MPEG传送码流或其它大小的数据包使用。RS(208，188)有188个字节作为信息数据，另外20个字节是纠错用校验字节，RS(208，188)可纠直至10个字节的传输错误。
RS(208，188)码可按以下步骤生成：
  1)在188个数据字节前增加47个零字节作为信息字节；
  2)编码235个信息字节得到255个编码字节；
  3)去掉编码字节的前47个字节。
因为RS编码是***码，移去的47个字节是零字节。
2.2.2高数据率里德-所罗门码，RS(208，200)
高数据率里德-索罗门(RS)码是缩短的RS(255，247)里德-索罗门码，它们有相同的域生成多项式和码生成多项式，但是大小不同。
域生成多项式规定为
    x8+x4+x3+x2+1
码生成多项式规定为
    (x-1)(x-a)(x-a2)…(x-a7)
RS(208，200)有200个字节作为信息数据，另外8个字节是纠错用校验字节。RS(208，200)码能纠正直至4个字节的传输错误。
RS(208，200)码可按以下步骤生成：
1)在200个数据字节前增加55个零字节作为信息字节；
2)编码247个信息字节得到255个编码字节；
3)去掉编码字节的前55个字节。
2.3时间数据交织结构
本发明传输支持连续的数据流和突发的数据流传输。对于连续的数据流，数据交织结构是信号帧间交织。对于突发的数据流，数据交织结构是在一个时间段内的信号帧内交织或是频率交织。
信号帧间交织采用图11所示的卷积交织结构。变量B表示交织宽度(支路)，变量M表示交织深度(延迟缓存器)。交织/去交织对的总时延为M×(B-1)×B。取决于应用，信号帧间数据交织有三种方式。
方式1：B=104，M=6字节。交织/去交织的总时延是64272字节，它对应于309个RS(208，188)块。
对于一个数据流，如果9个RS(208，188)在一个信号帧中传送，则交织/去交织时延是4个信号帧的时间，大约为22ms。
方式2：B=52，M=4字节。交织/去交织的总时延是10608字节，它对应于51个RS(208，188)块。
方式3：B=16，M=13字节。交织/去交织的总时延是3120字节，它对应于15个RS(208，188)块。
至于采用哪一种方式，可以根据不同应用或不同频道来进行选择。
2.4内码
2.4.1用于QPSK星座图符号的内码
1)1/2码率卷积码
用作QPSK星座图符号的级联码内码采用的是1/2码率卷积码。1/2码率、64状态卷积码的生成多项式为
G1(x)=1+x+x2+x3+x6
G2(x)=1+x2+x3+x5+x6
1/2卷积码编码器框图如图12所示。一个输入比特U生成两个比特：分别作为QPSK符号的I和Q。
2)1/2码率并行级联***卷积Turbo码(选项)
以1/2码率的并行级联***卷积Turbo码作为QPSK星座图符号，其编码器框图如图13所示。
在图13中，An、Bn、Cn和Dn，n=0，1，2，…，6，是编码器的系数，定义如下：
A0=0，A1=1，A2=1，A3=1，A4=0，A5=1，A6=0，
B0=1，B1=0，B2=0，B3=1，B4=0，B5=0，
C0=0，C1=1，C2=1，C3=1，C4=0，C5=1，C6=0，
D0=1，D1=0，D2=0，D3=1，D4=0，D5=0。
一个输入比特U将生成两个输出比特，即QPSK符号的I和Q。输出比特Q将轮流选择Q0和Q1。
随机交织器是一个块交织器，块的大小是1248比特。
2.4.2用于16QAM星座图符号的内码
1)1/2码率格形码
16状态、1/2码率格形码编码器如图12所示，被用作16QAM符号级联码的内码。
输入字节首先以最低有效位(LSB)为起始变换为4个2-比特对，然后2-比特对编码为两个2-比特对，用于16QAM符号映射，一个符号对应于I和Q的2-比特对。如编码器框图所示，输出比特I1是输入比特U0的直接映射，输出比特Q1是输入比特U1的直接映射。
在图14中，An、Bn、Cn和Dn，n=0、1、2、3、4，是编码器的系数，定义如下：
A0=0，A1=1，A2=1，A3=1，A4=0，
B0=1，B1=0，B2=0，B3=1，
C0=0，C1=1，C2=1，C3=1，C4=0，
D0=1，D1=0，D2=0，D3=1。从2-比特矢量到4电平符号的输出符号映射，采用自然映射，如表5所示。这种符号映射方案适用于16QAM的I和Q通道。
表516QAM符号映射
符号电平 0 1 2 3
比特矢量 00 01 10 11
2)1/2码率并行级联格形Turbo码
并行级联格形码(PCTC)Turbo编码器如图15所示。
图15所示的框图与图14的框图非常相似。这两种格形编码器的输入流变换和输出符号映射是相同的。
对PCTC Turbo编码器，在两个并行的编码器之间有一个比特交织器。比特交织器对给定的数据块进行比特重新排列。数据块应当在一个信号帧之内。
在图14中，An、Bn、Cn和Dn，n=0、1、2、3、4，是PCTC Turbo编码器的系数，其中，An和Cn是2-比特矢量。系数定义如下：
A01=1，A11=1，A21=0，A31=1，
A00=0，A10=1，A20=0，A30=0，
B0=1， B1=0， B2=1，
C01=1，C11=1，C21=0，C31=1，
C00=0，C10=1，C20=0，C30=0，
D0=1， D1=0， D2=1。
对用于16QAM的PCTC编码器，符号映射方案与表5所示相同。随机交织器是2个块交织器，块的大小是1248比特。
5.4.3用于64QAM星座图符号的内码
1)2/3码率格形码8状态2/3码率格形码编码器如图16所示，作为级联码内码，用作64QAM星座图符号。
输入字节首先以最低有效位(LSB)为起始变换为两个4-比特矢量，然后4-比特矢量编码为两个3-比特矢量，用于64QAM符号映射，也即作为3-比特I和Q矢量。如编码器框图所示，输出比特I2I1是输入比特U1U0的直接映射，输出比特Q2Q1是输入比特U3U2的直接映射。
在图16中，An、Bn、Cn和Dn，n=0、1、2、3，是编码器的系数，定义如下：
A01=1，A11=1，A21=1，A31=0，
A00=0，A10=1，A20=0，A30=0，
B0=1， B1=0， B2=1，
C01=0，C11=1，C21=1，C31=0，
C00=0，C10=1，C20=0，C30=0，
D0=1， D1=0， D2=1。
从3-比特矢量到8电平符号的输出符号映射，采用自然映射，如表6所示。64QAM的I和Q通道使用相同的映射方案。
表664QAM符号映射
符号 0 1 2 3 4 5 6 7
比特 00 001 010 011 100 101 110 111
2)2/3码率并行级联格形码
并行级联格形码(PCTC)Turbo编码器如图17所示。
图17所示的框图与图16中的框图非常相似。这两个格形编码器的输入流变换和输出符号映射是相同的。
与16QAM情况相同，在64QAM的PCTC Turbo编码器的两个并行结构之间有一个交织器。
图17中的编码器系数定义如下：
A00=0，A10=1，A20=0，A30=0，
A01=0，A11=1，A21=1，A31=0，
A02=1，A12=0，A22=0，A32=1，
A03=0，A13=1，A23=1，A33=1，
B0=1， B1=0， B2=1，
C00=0，C10=1，C20=0，C30=1，
C01=0，C11=1，C21=1，C31=0，
C02=1，C12=0，C22=0，C32=1，
C03=0，C13=1，C23=1，C33=1，
D0=1， D1=0， D2=1。
对用于64QAM的PCTC Turbo编码器，符号映射方案与表6所示相同。
随机交织器是4个块交织器，块的大小为1248比特。地址映射有下列表定义。
2.4.4级联码
以上述编码为基础，可以组合出许多不同应用目的的级联码。传输网络的基站设备必须支持所有的组合。对于终端设备，有些组合是必须具备的，有些组合根据设备的应用是可选的。
对于不同的组合，级联码的界限是不同的。级联码只能在界限上转换类型。对有些级联码，一个数据块就是界限。对于另一些码，符号集就是界限。对于连续的码流，一些级联码的界限可能跨越几个信号帧。
2.4.5时间交织(选项)
为了支持移动应用，在FEC块的格形/Turbo编码器之后，可以增加另一个卷积交织。
3、同步正交频分复用TDS-OFDM调制
3.1正交频分复用OFDM原理
在信号传输过程中，由于回波干扰和信道的线性失真，会在接收符号间产生符号间干扰(ISI)。目前有效消除ISI的技术有两种：时域均衡和正交频分复用(OFDM)。
时域均衡一般是在匹配滤波器后***一个横向滤波器(也称横截滤波器)，它由一条带抽头的延时线构成，抽头间隔等于符号周期。每个抽头的延时信号经加权后送到一个相加电路输出，其形式与有限冲激响应滤波器(FIR)相同，相加后的信号经抽样送往判决电路。每个抽头的加权系数是可调的，通过调整加权系数可以消除ISI。均衡器的均衡效果主要由抽头数和均衡算法决定，均衡算法常用的有迫零算法和最小均方畸变算法等。均衡器分预置式和自适应式两种。在实际信道中还存在噪声干扰，它会对均衡器的收敛产生影响。为了进一步改善性能，实际应用中常采用判决反馈式均衡器，反馈均衡器的抽头系数由前向均衡器所造成的信道冲激响应拖尾所决定。
美国的数字电视就是采用了判决反馈均衡器，而调制技术采用了数字8-VSB方式。
均衡器技术比较成熟，被广泛应用于各种通信领域，但它有两个缺点：一是结构复杂，成本较高；二是仅对时延较短的ISI效果比较好，对时延较长的ISI效果比较差。此时，采用正交频分复用(OFDM)技术更好。
当ISI的时延与传输符号的周期处于同一数量级时，ISI的影响就会变得严重起来。因此，延长传输符号的周期可以有效地克服ISI的影响，这正是OFDM消除ISI的原理。
OFDM由大量在频率上等间隔的子载波构成(设共有N个载波)，各载波通常采用同一种或不同的调制方式调制。串行传输的符号序列亦被分为长度为N的组，每组内的N个符号分别被N个子载波调制，然后一起发送。所以OFDM实质是一种并行调制技术。将符号周期延长N倍，从而提高了对ISI的抵抗能力。
子载波间的间隔如何选择，是OFDM的关键。在传统的频分复用中，各载波上的信号频谱是互不重叠的，以便接收机能用滤波器将其分离。但这样作降低了频带利用率。在OFDM中，为提高频带利用率，使各载波上的信号频谱互相重叠，但载波间隔的选择使这些载波在整个符号周期上是正交的，即在符号周期上的任何两个载波的乘积都为零。这样，即使各载波上的信号频谱间存在重叠，也能无失真地复原。我们知道，当载波间最小间隔等于符号周期的倒数时，可满足正交条件。为实现最大频谱效率，一般取载波最小间隔等于符号周期的倒数。
当符号由矩形时间脉冲组成时，每个载波信号的频谱为sinx/x形状，其峰值对应于所有其它载波频谱的零点，见图18。
因为每一个载波的比特持续时间被延长了N倍，远大于一般的ISI，所以OFDM具有良好的抵抗ISI的性能。在DVB固定接收的条件下，当存在很大ISI时，OFDM信号的性能只有1-2dB的劣化。
由于OFDM***中的子载波数量常达几百乃至几千，所以实际应用中不可能象传统的FDM那样使用几百乃至几千个振荡器或锁相环。经过数学推导，发现OFDM信号可用付立叶变换FFT来得到，输入的N个调制符号经过N点的FFT后所得到的N个数据就是所需的OFDM合成信号的N个时域采样值，在经D/A变换后，就得到了OFDM信号波形。此信号乘以实际载波就可将OFDM信号搬移到所需的频道上。
但信道中存在ISI时，OFDM子载波间的正交性会被破坏，使得接收机无法正确提取各子载波上的调制符号。为此在实际应用时需在每个OFDM信号周期前***一个保护间隔Δ，OFDM的实际传输周期变为Ts=T+Δ，如图19所示。
保护间隔内的信号是由OFDM信号进行周期延拓生成的，相当于将OFDM信号的尾部折反到前面。当ISI的时延不超过Δ时，OFDM子载波间的正交性仍能保持，接收机仅提取有效的OFDM周期T内的信号进行处理，OFDM信号就可以不受ISI的干扰了。OFDM抵抗ISI的能力取决于Δ的长度，Δ越长，可消除ISI的时延范围越大。但需要注意的是，保护间隔内是不传输有用信息的，因此Δ越大，浪费的频带资源也越多，这是OFDM消除ISI干扰的代价。
欧洲的DVB-T***中采用编码的正交频分复用COFDM传输。在一个OFDM数据帧中，所有载波上使用一样的格雷码映射的QPSK、16QAM或64QAM调制。每次从内交织器中输出的V比特符号映射成调制星座中的一个星座点。
DVB-T是基于8MHz的地面电视频道设计数字电视的传输的，因此OFDM符号的频谱带宽不超过8MHz。OFDM传输帧由三个层次构成：一个OFDM符号由持续时间为Ts的k个载波构成，对2k模式k=1705，对8k模式k=6817。Ts由持续时间为Tu的有用信息传输周期和持续时间为Δ的保护间隔两部分组成。由68个OFDM符号组成一个OFDM帧，持续时间为TF。每4个OFDM帧组成一个OFDM超帧。
DVB-T***中规定了四种保护间隔取值，它们都是以OFDM的时域样值周期T为基本单位的，即保护间隔Δ为T的整数倍。8k模式的最大保护间隔可达200微秒以上，2k模式的最大保护间隔为50多微秒。保护间隔越长，***抵抗ISI的能力就越强，但要浪费更多的频带资源，多种保护间隔使用户可以根据实际情况在抵抗ISI能力与频带资源之间作综合考虑，提高了***的灵活性。
编码正交频分复用COFDM中的“编码”的含义之一是指在OFDM频谱中随机***了一些“导频”信号，这里所谓的“导频”是指这样一些OFDM的载波，它们由接收机已知的数据调制，它们所传输的不是调制数据本身，因为这些数据接收机是***已知的，设置导频的目的是***通过导频上的数据传送某些发射机的参量或测试信道的特性。
导频在COFDM中的作用十分重要，它的用处包括：帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计、传输模式识别和跟踪相位噪声等。调制导频的数据是从一个事先规定的伪随机序列发生器中生成的伪随机序列。DVB-T中规定了散布导频和连续导频。连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，在8k模式中***了177个连续导频，在2k模式中***了45个连续导频。散布导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同，但以四个COFDM符号为周期循环，也就是说第1、2、3、4个COFDM符号中的散布导频的位置各不相同，但第5个COFDM符号与第1个OFDM符号中的导频位置是相同的，第6个COFDM符号与第2个COFDM符号中的导频位置是相同的，第7个COFDM符号与第3个COFDM符号中的导频位置是相同的，第8个COFDM符号与第4个COFDM符号中的导频位置是相同的，…，其余COFDM符号依此类推，如图20所示。
不论导频的位置如何变化，各COFDM符号中用于传输有效节目信息的载波的数目都是恒定的，在2k模式中为1512，在k模式中为6048。由于导频在***中的作用比较重要，为保证导频上数据的可靠性，防止噪声干扰，导频信号的平均功率要比其它载波信号的平均功率大16/9倍，即导频信号是在“提升的”功率电平上发射的。
正因为OFDM具有上述特性，因此它具有如下主要优点：(1)抵抗多径干扰；(2)支持移动接收；(3)可以组成单频网SFN等等。
但是，因为在COFDM中FFT和导频是互相需求的，导频是在FFT之后***的，而FFT计算又需要首先同步(导频)，然后才能计算FFT。因此，COFDM采用迭代逼近算法，这样就存在一个收敛误差和收敛时间问题。
3.2同步正交频分复用TDS-OFDM
在本发明中也采用了多载波调制技术——OFDM，但与欧洲的COFDM不同，本发明中采用了称为时域同步正交频分复用TDS-OFDM的技术，它既具有OFDM的优点，又避免了欧洲COFDM的缺点。在TDS-OFDM中没有***COFDM导频信号，而是利用了扩频通信中扩频技术，***了前面部分介绍的PN扩频信号作为时域同步，用于帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。
那么，用PN扩频时域同步获得什么好处呢？
几十年来，通信技术不断发展和演变，从有线(电缆、光纤)到无线(短波、VHF/UHF、微波、卫星)基本上是媒质和信道的变化，而突破性的进展并不多，扩频通信(Spread Spectrum Communication)***的出现，是通信技术的一次重大突破。扩频通信的基本特征是使用比发送的信息数据速率高许多倍的伪随机码把载有信息数据的基带信号的频谱进行扩展，形成宽带的低功率谱密度的信号来发射。香农(Shannon)在信息论的研究中得出了信到容量的公式：
             C=Wlog2(1+P/N)
这个公式指示出：如果信息传输速率C不变，则带宽W和信噪比P/N是可以互换的，就是说增加带宽就可以在较低的信噪比的情况下以相同的信息率来可靠的传输信息，甚至在信号被噪声淹没的情况下，只要相应的增加信号带宽，仍然保持可靠的通信，也就是可以用扩频方法以宽带传输信息来换取信噪比上的好处。这就是扩频通信的基本思想和理论依据。
信息数据D经过常规的数据调制，变成了带宽为B1的基带(窄带)信号，再用扩频编码发生器产生的伪随机编码(PN码：Pseudo Noise Code)，对基带信号作扩频调制，形成带宽B2(B2远大于B1)、功率谱密度极低的扩频信号，这相当于把窄带B1的信号以PN码所规定的规律分散到宽带B2上，再发射出去。接收端用与发射时相同的伪随机编码做扩频解调，把宽带信号恢复成常规的基带信号，即依PN码的规律从宽带中提取与发射对应的成份积分起来，形成普通的基带信号，然后，可再用常规的通信处理解调出发送来的信息数据D。
实现扩频通的基本工作方式有4种：(1)直接序列扩频(Direct SequenceSpread Spectrum)工作方式(简称DS方式，直扩式)；(2)跳变频率(FreguencyHopping)工作方式(简称FH方式)；(3)跳变时间(TimeHopping)工作方式(简称TH方式)；(4)线性调频(Chirp Modulation)工作方式(Chirp方式)。虽然本发明目前采用了直扩方式，但也可以采用其它扩频方式实现TDS-OFDM。
直扩方式是在发端直接用具有高码率的扩频编码去扩展信号的频谱，而在收端用相同的扩频编码进行解扩使扩频信号还原为原始信号。在发送端，要方送的信息D，在模2相加器调制伪随机码发生器产生的扩频序列，再经载波调制器调制载波信号。调制后获得宽带的扩频信号，经宽带放大器放大后发射出去。在接收端，PN码发生器产生的解调扩频码与发送的扩频码进行相关处理，即可获得信息数据D。扩频通信技术是如何解决多址通信和信号检出的呢？这是扩频通信的两个基本特点：即伪随机编码调制和信号相关处理。伪随机编码调制的核心是产生符合扩频通信需要的伪随机编码(PN码)，以此作为即扩频编码(SpreadingCode)。在直扩方式时，扩频编码常用最大长度的线性反馈移位寄存器序列，即m序列，它可由线性反馈移位寄存器产生，m序列的长度决定着扩频的能力。因其产生伪随机编码序列的初态可以设置而产生不同的PN码，故可用不同的初态来决定PN码。而不同的PN码对扩频信号进行相关处理，即可解出与之相同的PN码调制的扩频信号中的基带信号，而滤去了其余的部分。这样就可以实现多址通信，并有极好的抗干扰性。
扩频通信技术在发端以扩频编码进行扩频调制，在收端以相关解调技术收信，这一过程使其具有诸多优良特性：
(1)抗噪声能力极强(门限信噪比很低)
表示扩频通信特性的一个重要参数是扩频增益G(Spreading Gain)，其定义为扩频前的信号带宽B1与扩频后的信号带宽B2之比。G=B2/B1扩频通信中，接收端对接收到的信号做扩频解调，只提取扩频编码相关处理后带宽为B1的信号成份，而排除了扩展到宽带B2中的干扰、噪声和其他用户通信的影响，相当于把接收信噪比提高了G倍。考虑到输出端的信噪比和接收***损耗，可以认为实际的扩频增益带来的信噪比的改善为：
M=G-输出端信噪比
——***损耗公式中的M叫做抗干扰容限。
因此，经过扩频后，可获得巨大的信噪比改善。同时这意味着信号电平可完全被淹没在噪声电平之中，***仍能正常工作，因此可以说只有扩频***才能工作于负信噪比。
(2)抗干扰能力极强
对伪码扩频***，因在收端对伪码进行相关扩解，只有伪码信号相关后才有很高的峰值输出，而其它任何无用信号，包括瞄准(同频)干扰、工业干扰、宽带干扰以及许多人为干扰，因与伪码不相关，解扩后输出很低。因此，扩频***具有极强的抗干扰能力。
(3)抗衰落能力强
扩频信号占据的频带很宽，但由于某种原因引起衰落时，只会使一小部分频谱衰落，不会使整个信号产生畸变。因此扩频***具有抗频率选择性衰落的能力。
(4)抗多径干扰能力强
由于扩频***中采用的伪码通常具有很好的自相关特性，不同路径传输来的信号很容易被分离开，并可在时间和相位重新对齐，形成几路叠加，可以大幅度地改善***的性能。从而扩频***对多径干扰可以变害为利，这是任何其它***不易做到的。
(5)可以采用码分多址(CDMA)实现多址(蜂窝)通信
伪码扩频***，很容易载***分多址方式实现多地址通信。码分多址比频分多址及时分多址能更有效地利用频率资源。同时有CDMA组网，不需要严格的网同步，用户可以随机入网，随时随地增减用户地址。充分利用不同码型的扩频编码之间的相关特性，分配给不同用户不同的扩频编码，就可以区别不同的用户的信号，众多用户，只要配对使用自己的扩频编码，就可以互不干扰地同时使用同一频率通信，从而实现了频率复用，使拥挤的频谱得到充分利用。发送者可用不同的扩频编码，分别向不同接收者发送数据；同样，接收者用不同的扩频编码，就可以收到不同的发送者送来的数据，实现了多址通信。
同步TDS-OFDM调制应该按下列步骤进行：
  1．FEC处理后在频域形成DFT数据块；
  2．采用IDFT将DFT数据块变换为时域的离散样值；
  3．将保护间隔***DFT时域块形成帧体：
  4．将帧头和帧体组合为信号帧；
  5．采用平方根升余弦(SRRC)滤波器对脉冲成形；
  6．在信号中加入直流偏置以形成载波导频；
  7．将基带信号帧上变换到RF载波上。
以上步骤如图21所示。
FEC块的输出数据用于形成离散傅立叶变换(DFT)块。一个DFT块由3780个子载波组成，两个相继的子载波间隔2kHz。因此基带信息信号的带宽为7.56MHz。复频率子载波可以是QPSK、16QAM和64QAM格式。
DFT块首先在频域形成，然后在射频调制前变换到时域。离散傅立叶变换可采用逆快速傅立叶变换(IFFT)程序实现。为分解FFT过程，非素数3744可分解为7×5×33×22。
时域DFT块由3780个取样表示，这些取样也叫做奈奎斯特取样，这是为恢复复频域子载波所需的最小取样数。
为支持分层传输，对应于QPSK、16QAM/非均匀16QAM、或64QAM/非均匀64QAM符号星座图，一个符号可有2、4或6个比特数据。
星座分别图示于图22-26中。星点之间的距离由调制参数α规定，α定义为两个象限的两个相邻星点间的距离与一个象限中的两个相邻星点间的距离之比。该参数的3个值定义为：α=1对应于均匀映射；α=2和α=4对应于非均匀映射。
在一个符号集中，符号星座图应该是相同的。在一个信号帧中，不同的符号集可以有不同的符号星座图。
一个IDFT块中的符号要进行交织，其中第一列是大小为3780的复用块中的输入数据和控制信号的符号序号。
在时域DFT块中***保护间隔形成了帧体。保护间隔有5种工作模式，它们规定为DFT块大小的1/6、1/9、1/12、1/20和1/30。时域DFT块的最后一段取样被用作保护间隔。
在帧体之前加上帧同步序列形成了信号帧。帧同步信号功率比帧体的平均信号功率提升6dB。采用平方根升余弦(SRRC)滤波器进行基带脉冲成形。SRRC滤波器的滚降系数α取0.05。
同步的、***导频的OFDM调制的射频信号可由下式描述。
S(t)=Re[exp(2πFct)U(t)]
其中，S(t)-射频信号
Fc-载波频率
U(t)-成形的基带信号，由下式定义
U(t)=p(t)*[PN(n)+GI(n)+IDFT(n)]
其中，P(t)-SRRC滤波器的脉冲响应
PN(n)-帧头PN序列
GI(n)-保护间隔取样
IDFT(n)-IDFT块取样
注：PN(n)、GI(n)和IDFT(n)占用不同的时间，如图4所示。
3、其它
3.1广播包
广播包用于对无线线路网络的所有设备发送控制和数据信息。
广播包用于广播传输参数，例如符号星座图和FEC码块大小，逻辑信道映象和无线线路结构。
一个广播控制包必须在一个帧群头的信号帧中发送。它总是定位在符号集0的第一块。
广播控制包在一个超帧中应该不变更。
广播控制包包含一组广播控制单元(BCE)，一个BCE描述一个RS编码的数据块的物理传输参数。BCE格式在表7中定义。
表7广播控制单元格式
BS MT SS1 SS0 DB3 DB2 DB1 DB0
EP1 EP0 INT1 INT0 FEC1 FEC0 MOD1 MOD0
BS：            突发码流，0表示连续码流；1表示突发码流。MT：            多个传输，0表示单个基站传输；1表示多个基站传输。[SS1，SS0]：    符号集号[DB3…DB0]：    对一个RS编码块的数据块号[EP1，EP0]：    基站发射功率(EP)等级[INT1，INT0]：  帧间/帧内交织方式(INT)[FEC1，FEC0]：  RS码和Turbo码的FEC码型[MOD1，MOD0]：  调制(MOD)类型
在BCE中数据块是相对于BCE的其它参数的，例如MOD类型和FEC码型。
广播控制包定义在表8中。
表8广播控制包格式
T3 T2 T1 T0 L3 L2 L1 L0
BS MT SS1 SS0 DB3 DB2 DB1 DB0
EP1 EP0 INT1 INT0 FEC1 FEC0 MOD1 MOD0
··· ··· ··· ··· ··· ··· ··· ···
BS MT SS1 SS0 DB3 DB2 DB1 DB0
    EP1     EP0     INT1     INT0     FEC1     FEC0     MOD1  MOD0
[T3，T0]：类型ID
[L3，L0]：广播控制包的长度，定义为包中广播控制单元的数量。广播控制包(BCP)中广播控制单元(BCE)具有符号集和数据块号在前的顺序。
第一个放入BCP中的BCE应是对应符号集0的第一个数据块的。然后以符号集0中数据块号的顺序，如果数据块参数(除DB号外)与BCP中前次放入的BCE所对应的参数不同，则加入一个新的BCE。对于符号集1和符号集2以相同方法完成BCP。
广播数据包(BDP)是一个188字节的包，BDP的第一个字节是一个类型ID。
如果第一个字节是MPEG同步字节，47HEX或其反，则包中跟在其后的187个字节是MPEG TS包。
如果一个BDP的类型ID不是MPEG，则一个应用数据包，例如一个互连网数据包，被封装到BDP中。
3.2寻呼包
寻呼包发送信息给位置不详的用户。寻呼包被用于提醒、移动终端定位、一般寻呼业务等。寻呼包在整个单频蜂窝网上发送。
寻呼包由寻呼头包和寻呼消息包组成。
一个寻呼头包(PHP)被用于叫醒目标设备接收到达的寻呼消息。一个寻呼头包定义在表9中。一个寻呼头包的大小从3个字节到16个字节。寻呼头包仅在帧群头的信号帧中发送。
表9寻呼头包格式
T3 T2 T1 T0 L3 L2 L1 L0
SF8 FGD SS1 SS0 DB3 DB2 DB1 DB0
SF7 SF6 SF5 SF4 SF3 SF2 SF1 SF0
AD7AD15···AD103 AD6AD14···AD102 AD5AD13···AD101 AD4AD12···AD100 AD3AD11···AD99 AD2AD10···AD98 AD1AD9···AD97 AD0AD8···AD96
[T3T2T1T0]：   一个4位的寻呼头类型
[L3L2L1L0]：   目标设备的地址长度，最大地址大小是13个字节，
               最小是零个字节。
[DB3…DB0]：   目标设备的起始数据块(DB)号
[SS1，SS0]：   符号集(SS)号
FGD：          帧群时延(FGD)，0表示寻呼消息在当前帧群中，1
               表示在下一个帧群中。
[SF8…SF0]：   信号帧(SF)号
[AD103，AD0]： 目标设备地址(AD)，最大大小为13个字节，最小
                的大小为0字节。寻呼消息包格式定义在表10中。
表10寻呼消息包格式
T3 T2 T1 T0 F3 F2 F1 F0
L7 L6 L5 L4 L3 L2 L1 L0
SF8 FGD SS1 SS0 DB3 DB2 DB1 DB0
SF7 SF6 SF5 SF4 SF3 SF2 SF1 SF0
D7D15··· D6D14··· D5D13··· D4D12··· D3D11··· D2D10··· D1D9··· D0D8···
[T3，T0]：  PMP类型ID
[F3，F0]：  标志
            F0：0，在这个包结束时消息没有完成
                1，在这个包结束时消息已完成
            F1：0，如果有的话，后面的包在下一个数据块中
                1，如果有的话，后面的包在指定的数据块中
            F2：0，包是一整个数据块
                1，包是指定大小的部分数据块
            F3：下一帧(NF)
              0，所有数据块在当前信号帧中
              1，数据块将继续到下一个信号帧
[L7，L0]：  在这个包中的数据字节数量
            这个字节仅在F2置1时才需要
[DB3…DB0]： 目标设备的起始数据块(DB)号，仅当F1置1时才需要
FGD：       帧群时延(FGD)
            0，后面的数据块在当前帧群中
            1，后面的数据块在下一个帧群中仅当F3置1时才需要
[SS1，SS0]：符号集(SS)号，仅当F1置1时才需要
[SF8…SF0]：信号帧(SF)号
            [SF8，SF0]仅当F3置1时才需要
注：所有字节应不被包含在包中，如果它们是不需要的话。
3.3单播包
单播包对单个用户或一组用户从一个基站发送控制和数据信息。在发送单播包之前，目标设备位置对网络而言是已知的。
一个单播头包(UHP)被用于叫醒目标设备接收到达的数据包。一个UHP与寻呼头包一样由表30定义。
UHP的前4位是UHP类型ID。
单播数据包(UDP)载有给目标设备的数据信息。一个UDP的格式与寻呼消息包一样由表31定义。
UDP的前4位是UDP类型ID。
3.4多播包
多播包从SFCN的多个基站给单个用户或一组用户发送控制和数据信息。在发送多播包之前，目标设备位置对网络而言是已知的。
多播包是对有高的移动性的用户和在SFCN蜂窝边界上的用户设计的。
一个多播头包(MHP)用于叫醒目标设备接收到达的数据包。一个MHP与寻呼头包一样由表27定义。
MHP的前4位是MHP类型ID。
多播数据包(MDP)载有给目标设备的数据信息。一个MDP的格式与寻呼消息包一样由表31定义。
MDP的前4位是MDP类型ID。
在上面的各个部分，我们分别介绍了各个部分的功能和基本原理，
下面将结合图27-31来说明本发明的地面数字多媒体电视广播***的具体实施例。1、数据扰乱/解扰
由于地面数字多媒体电视传输***是在假设输入TS码流数据是非相关的这一基础上设计的。因此保证输入数据的非相关性就很重要。由于压缩数据有可能出现连续相同的比特，因此在进入传输***前必须进行扰乱，确保数据的非相关。这对于同步提取，特别是OFDM信号的峰值-平均值功率比有特别重要的意义。2、RS码编/解码器和时域的矩阵交错
RS码具有很强的纠正突发错误的能力，且编码效率较高，因此被选为外层纠错编码。***中使用了RS(208，188)和RS(208，200)两种，以适应不同的应用情况。对于RS(208，188)，在RS编码器中，信息数据以8比特组成一个字节进行处理，每码字加入20个监督字节和一个同步字节，可纠10字节以内的误码，并可对超出纠错能力的误码给出报警信息。
RS编码器后跟随一个时域卷积交错器，共同构成外码。卷积交错在RS码字间进行，交错深度和宽度有三种方式：(104，6)、(52，4)、(16，13)，以适应不同的应用。时域交错将解码后的连续误码分散到不同的RS码字中，使其不超出RS码的纠错能力。3、卷积纠错编/解码器和频域交错
由于在实际应用中，存在着各种各样的应用环境、需求和数据类型。为了适应这种情况，内码纠错编码选为格形码TCM、卷积码、Turbo码和QPSK、16QAM、32QAM、64QAM的各种组合。解码采用Viterbi软判决算法。
纠错编码器后连接一个可选的频域交错器共同构成内码。频域交错在OFDM载波间进行。频域交错有两个作用。第一在多径环境下，它将深衰落的载波分散到其它载波中，提高了对多径的抵抗能力；第二在同播环境下，它将受同频干扰严重的载波分散开，提高了对同频干扰的抵抗能力。频域交错的任务是避免Viterbi解码出现突发错码。但是，在误码率较高时，Viterbi解码仍然有可能出现突发误码，这可由时域卷积交错器进一步将突发误码分散到不同的RS码字中去。4、TDS-OFDM调制/解调
***采用前面介绍的TDS-OFDM方案。其特点是同步头采用了沃尔什编码的扩频伪随机序列，能够实现快速同步，***的同步时间约为5毫秒，而其它数字电视标准在100毫秒以上。而且同步抗干扰能力强，在-20dB信噪比下，也能可靠的恢复同步。
同时利用此时域***序列进行信道性能的估计，采用信道冲激响应算法，具有噪声干扰影响小、算法复杂度低、估算精度高的特点。
OFDM解调过程包括建立同步、校正频率偏移、去除同频干扰、均衡多径信道和解码。程序如下：
(1)用匹配滤波器或其它相关算法检测帧同步信息，建立帧同步。
(2)由于OFDM对频率偏移比较敏感，因此，对频偏进行校正。
(3)计算多径信道冲激响应，得出每个载波上的均衡因子。
(4)对信息数据段作FFT变换。按照频谱模板提取信息信号，去除同频干扰。
(5)用均衡因子进行均衡，消除多径干扰。
(6)对均衡后的信息符号进行反交错和解码。
对上述***进行的计算机仿真测试，得出下面的结果。并且在计算机仿真结果的基础上，已经用FPGA实现了本***的功能样机。1．信道性能仿真
传输***的信道仿真模型为加性高斯白噪声(AWGN)、静态多经干扰、动态多经干扰、0dB回波干扰、衰弱信道、脉冲干扰和单频干扰，图28显示了在这些模型下的信道性能仿真结果。2．QPSK
表1代表了QPSK的结果，它们相应的性能曲线如图29所示。“Conv”列表示卷积仿真结果，卷积码的约束长度为9，并且使用了维特比软判决。“One”列、“Two”列、“Four”列分别表示“1”个迭代、“2”个迭代、“4”个迭代Turbo码的仿真结果。
Turbo码的码率为1/2，编码器的状态数目为8。码字的生成多项式为 1 + D 2 + D 3 1 + D + D 3 , Turbo码的块长度为1248比特。交织是伽罗瓦域(Galois Field)交织。编码器不产生任何的尾比特(Tail bit)。在MAP解码中，为了减少内存的需求，使用滑动窗方案。每个块(1248比特)被分为6个子块，每个子块之间有9比特的重叠，也就是说，窗的大小为217比特。
表11QPSK性能
 Eb/No  Conv  Four  Two  One
 0.8  6.60E-02  3.26E-02  5.77E-02  8.53E-02
 1  4.89E-02  1.55E-02  4.13E-02  7.30E-02
 1.2  3.54E-02  4.91E-03  2.56E-02  6.08E-02
 1.4  2.46E-02  9.34E-04  1.35E-02  4.93E-02
 1.6  1.67E-02  1.28E-04  5.95E-03  3.87E-02
 1.8  1.07E-02  1.33E-05  2.23E-03  2.90E-02
 2  6.65E-03  7.14E-04  2.08E-02
 2.2  4.31E-03  1.88E-04  1.42E-02
 2.4  2.57E-03  4.49E-05  9.06E-03
 2.6  1.55E-03  1.07E-05  5.49E-03
 3  4.42E-04  1.77E-03
 3.5  9.07E-05  3.42E-04
 4  1.53E-05  5.77E-05
 4.5  2.79E-06  9.66E-06
 5  1.45E-06
3．16QAM
表2代表了16QAM的结果，它们相应的性能曲线如图30所示。“TCM”列表示TCM仿真结果。“One”列、“Two”列、“Four”列分别表示“1”个迭代、“2”个迭代、“4”个迭代的并行级联TCM(Parallel Concatnated TCM，PCTCM)码的仿真结果。
PCTCM有8个状态，它的码字生成器为h0=013，h1=004，h2=015，使用自然映射。PCTCM块的大小为1248个符号，每个符号有2比特。交织器是两个S-随机交织器。每个用于一个符号中的一个比特。编码器不产生任何尾比特(Tail bit)。在MAP解码中，为了减少内存的需求，使用滑动窗方案。每个块(1248比特)被分为6个子块，每个子块之间有9比特的重叠，也就是说，窗的大小为217比特。
表1216QAM
   Eb/No     One     Two     Four     TCM
    2.6  8.52E-02  5.73E-02  3.73E-02  5.51E-02
    2.8  7.98E-02  4.55E-02  2.09E-02  4.68E-02
    3  7.41E-02  3.44E-02  6.43E-03  3.95E-02
    3.2  6.84E-02  2.43E-02  1.29E-03  3.25E-02
    3.4  6.25E-02  1.52E-02  1.45E-04  2.66E-02
    3.6  5.67E-02  8.52E-03  1.50E-05  2.14E-02
    3.8  5.08E-02  4.21 E-03  3.23E-06  1.69E-02
    4  4.48E-02  1.90E-03  9.96E-07  1.23E-02
    4.2  3.94E-02  7.68E-04  4.29E-07  1.03E-02
    4.4  3.42E-02  2.89E-04  7.47E-03
    4.6  2.91E-02  1.02E-04  5.07E-03
    4.8  2.47E-02  3.60E-05  3.66E-03
    5  2.06E-02  1.27E-05  2.58E-03
    5.2  1.69E-02  4.99E-06  1.96E-03
    5.4  1.36E-02  1.98E-06  1.26E-03
    5.6  1.09E-02  8.26E-04
    5.8  8.61E-03  5.49E-04
    6  6.62E-03  3.64E-04
    6.2  5.06E-03  2.42E-04
    6.4  3.82E-03  1.56E-04
    6.6  2.88E-03  9.57E-05
    6.8  2.11E-03  6.47E-05
    7  1.57E-03  4.01E-05
4．64QAM
表3代表了64QAM的结果，它们相应的性能曲线如图31所示。“TCM”列表示TCM仿真结果。“One”列、“Two”列、“Four”列分别表示“1”个迭代、“2”个迭代、“4”个迭代的并行级联TCM(Parallel Concatnated TCM，PCTCM)码的仿真结果。
PCTCM有8个状态，它的码字生成器为h0=013，h1=004，h2=006，h3=011，h4=007，使用自然映射。PCTCM块的大小为1248个符号，每个符号有4比特。交织器是四个S-随机交织器。每个用于一个符号中的一个比特。编码器不产生任何尾比特(Tail bit)。在MAP解码中，为了减少内存的需求，使用滑动窗方案。每个块(1248比特)被分为6个子块，每个子块之间有9比特的重叠，也就是说，窗的大小为217比特。
表1364QAM
 Eb/No  One  Two  Four  TCM
    7  7.84E-02  6.51E-02  5.73E-02  3.76E-02
    7.25  7.30E-02  5.50E-02  3.53E-02  2.94E-02
    7.5  6.73E-02  4.31E-02  1.40E-02  2.26E-02
    7.75  6.12E-02  3.02E-02  1.64E-03  1.68E-02
    8  5.54E-02  1.81E-02  2.86E-05  1.21E-02
    8.25  4.92E-02  9.01 E-03  1.69E-06  8.50E-03
    8.5  4.33E-02  3.43E-03  3.85E-07  5.75E-03
    8.75  3.71E-02  1.09E-03  3.86E-03
    9  3.10E-02  3.07E-04  2.43E-03
    9.25  2.55E-02  9.45E-05  1.51E-03
    9.5  2.07E-02  2.56E-05  9.33E-04
    9.75  1.64E-02  7.29E-06  5.60E-04
    10  1.29E-02  2.41E-06  3.27E-04
    10.25  9.96E-03  9.11E-07  2.14E-04
    10.5  7.51E-03  1.04E-04
    10.75  5.63E-03  5.45E-05
    11  4.04E-03  2.72E-05
    11.25  2.88E-03  1.40E-05
    11.5  2.03E-03  6.22E-06
    11.75  1.48E-03  2.37E-06
    12  1.06E-03  1.47E-06
    12.25  7.51E-04
    12.5  5.16E-04
    12.75  4.00E-04

Claims (59)

1、一种数字信息传输方法，包括：
      至少传输第一和第二帧，每帧有选定的数目(F)的二进制位或比特，
   每帧包括信号帧同步段和信号帧体段，信号帧同步段的长度是首先选定的
   长度，信号帧体段的长度是其次选定的长度，第一帧的帧同步段具有选定
   的位模式，它区别于为第二帧的帧同步段所选定的位模式；其中，至少第
   一帧和第二帧的帧同步段之一可用于在时域上对相应的帧进行同步。
2、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于：在所述信号帧同步段
   的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识别所说至少两帧中
   的想要接收的信号。
3、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于：在所述信号帧同步段
   的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识别所说至少两帧的
   数据源。
4、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：使用所述
   帧同步段的所选定的位模式来实现至少2N-1个帧的相互区别，其中，所
   述每帧的帧同步段的长度至少有N比特，并且N是一个选定的正整数。
5、按照权利要求4的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所
   述整数N为9。
6、按照权利要求4的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择帧
   同步段的位模式包含伪噪声序列，它由N阶多项式p(x)=0产生，这
   里x为布尔变量。
7、按照权利要求4的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择帧
   同步段的位模式包含这样的模式，该模式是两个二进制序列异或的结果，
   第一个二进制序列是由N阶多项式p(x)=0产生的伪噪声序列，这里x
   为布尔变量，第二个二进制序列是具有选定码长的正交序列。
8、按照权利要求7的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：从沃尔
   什码序列、Haar码序列、Rademacher码序列组成的正交序列组中选择
   一个所述正交序列。
9、按照权利要求4的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：在所述
   第一帧和第二帧的所述信号帧同步段中的子段，其长度为F’(F’＜F)，如
   此配置，以便所述第一帧的子段和所述第二帧的子段是正交的。
10、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择至
    少一个所述帧的帧体段，其长度从帧体段长度208、104和52中选择。
11、按照权利要求9的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：使用里
    德-所罗门码，指定的RS(m，n)，为数字信息提供误码检测和校正，其中
    (m，n)是一对整数，从(208，188)、(208，200)、(104，84)、(104，
    96)，(52，32)和(52，44)中选择。
12、按照权利要求11的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：使用
    误码编码，为所述数字信息提供误码检测和校正，所述误差编码方式从
    格形64QAM、格形16QAM、格形QPSK、turbo格形64QAM、turbo
    格形16QAM、turbo格形QPSK中选择。
13、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：所述的
    传输信息为高清晰度电视信号。
14、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：所述传
    输的信息作至少有一个接收者的蜂窝电话信号。
15、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：所述的
    传输信息为具有至少一个接收者的寻呼信号。
       按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：传
输来自网络控制中心的所述至少两帧，所述网络控制中心具有相关的广
播数据库，并与互连网连接，下行信号至少被送到一个基站，该基站是
远离所述网络控制中心的。
16、按照权利要求16的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：将来
    自所述基站的至少两帧作为上行信号传输到所述网络控制中心。
17、按照权利要求16的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：将来
    自所述基站的至少两帧作为下行信号传输到接收接收终端，所述终端远
    离所述控制中心和所述基站之一。
18、按照权利要求18的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：将来
    自所述终端的至少两帧作为上行信号传输到所述基站。
19、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所
    述信号帧同步段长度为721个符号。
20、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所
    述信号体段的长度为4656个符号。
21、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择所
    述信号体段，使其包含具有912个连续符号的保护间隔序列。
22、按照权利要求1的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：把所述
    选定数目F1的帧集合到一个帧群中，其中F1是选定的整数，至少等
    于2，并且为该帧群提供一个选定的帧群头。
23、按照权利要求23的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择
    所述数目F1为511。
24、按照权利要求23的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：在所
    述帧群头中包括具有936个连续符号的保护间隔。
25、按照权利要求23的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：把所
    述选定数目F2的帧群集合进超帧中，其中F2是选定的整数，至少等
    于2，并且为超帧提供一个选定的超帧头。
26、按照权利要求23的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择
    所述数目F2为511。
27、按照权利要求23的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：把选
    定数目F3的所述超帧集合进超帧群中，这里F3是选定的整数，至少
    等于2，并且为超帧群提供一个选定的超帧群头。
29、按照权利要求23的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：选择
    所述数目F3为大约479。
30、按照权利要求23的数字信息传输方法，其特征在于进一步包括：在选
    定的时间间隔内传输所述超帧群至少两次，选定的时间间隔长度为2T
    (SFG)。
31、一种采用权利要求1所述数字信息传输方法的地面数字多媒体电视广播
    ***，其特征在于：
    所述地面数字多媒体电视广播***包括：一个网络控制中心(1)、至少
    一个发射机(2)和至少一个接收机(3)；
     从所述网络控制中心(1)至少传输第一和第二帧传输到发射机(2)，
    发射机(2)将所接收到的信号调制发射到空中，由接收机(3)接收，
    其中，每帧有选定的数目(F)的二进制位或比特，每帧包括信号帧同步
    段和信号帧体段，信号帧同步段的长度是首先选定的长度，信号帧体段
    的长度是其次选定的长度，第一帧的帧同步段具有选定的位模式，它区
    别于为第二帧的帧同步段所选定的位模式；其中，至少第一帧和第二帧
    的帧同步段之一可用于在时域上对相应的帧进行同步。
32、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所
    述信号帧同步段的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识
    别所说至少两帧中的想要接收的信号。
33、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所
    述信号帧同步段的所说选定的位模式中，进一步包括一个标志，用于识
    别所说至少两帧的数据源。
34、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：使用
    所述帧同步段的所选定的位模式来实现至少2N-1个帧的相互区别，其
    中，所述每帧的帧同步段的长度至少有N比特，并且N是一个选定的
    正整数。
35、按照权利要求34的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    所述整数N为9。
36、按照权利要求34的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    帧同步段的位模式包含伪噪声序列，它由N阶多项式p(x)=0产生，
    这里x为布尔变量。
37、按照权利要求34的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    帧同步段的位模式包含这样的模式，该模式是两个二进制序列异或的结
    果，第一个二进制序列是由N阶多项式p(x)=0产生的伪噪声序列，
    这里x为布尔变量，第二个二进制序列是具有选定码长的正交序列。
38、按照权利要求37的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：从沃
    尔什码序列、Haar码序列、Rademacher码序列组成的正交序列组中选
    择一个所述正交序列。
39、按照权利要求34的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所
    述第一帧和第二帧的所述信号帧同步段中的子段，其长度为F’(F’＜F)，
    如此配置，以便所述第一帧的子段和所述第二帧的子段是正交的。
40、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    至少一个所述帧的帧体段，其长度从帧体段长度208、104和52中选
    择。
41、按照权利要求39的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：使用
    里德-所罗门码，指定的RS(m，n)，为数字信息提供误码检测和校正，其
    中(m，n)是一对整数，从(208，188)、(208，200)、(104，84)、(104，
    96)，(52，32)和(52，44)中选择。
42、按照权利要求41的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：使用
    误码编码，为所述数字信息提供误码检测和校正，所述误差编码方式从
    格形64QAM、格形16QAM、格形QPSK、turbo格形64QAM、turbo
    格形16QAM、turbo格形QPSK中选择。
43、按照权利要求41的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：所述
    的传输信息为高清晰度电视信号。
44、按照权利要求41的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：所述
    传输的信息为还包括具有至少一个接收者的蜂窝电话信号。
45、按照权利要求41的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：所述
    的传输信息还包括具有至少一个接收者的寻呼信号。
46、按照权利要求41的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：传输
    来自网络控制中心的所述至少两帧，所述网络控制中心具有相关的广播
    数据库，并与互连网连接，所述发射机是具有收发功能的基站，下行信
    号至少被送到一个基站，该基站是远离所述网络控制中心的。
47、按照权利要求46的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：将来
    自所述基站的至少两帧作为上行信号传输到所述网络控制中心。
48、按照权利要求46的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：将来
    自所述基站的至少两帧作为下行信号传输到接收机，所述接收机是具有
    收发功能的终端，所述终端远离所述控制中心和所述基站之一。
49、按照权利要求48的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：将来
    自所述终端的至少两帧作为上行信号传输到所述基站。
50、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    所述信号帧同步段长度为721个符号。
51、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    所述信号体段的长度为4656个符号。
52、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    所述信号体段，使其包含具有912个连续符号的保护间隔序列。
53、按照权利要求31的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：把所
    述选定数目F1的帧集合到一个帧群中，其中F1是选定的整数，至少
    等于2，并且为该帧群提供一个选定的帧群头。
54、按照权利要求53的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    所述数目F1为511。
55、按照权利要求53的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在所
    述帧群头中包括具有936个连续符号的保护间隔。
56、按照权利要求53的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：把所
    述选定数目F2的帧群集合进超帧中，其中F2是选定的整数，至少等
    于2，并且为超帧提供一个选定的超帧头。
57、按照权利要求53的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    所述数目F2为511。
58、按照权利要求53的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：把选
    定数目F3的所述超帧集合进超帧群中，这里F3是选定的整数，至少
    等于2，并且为超帧群提供一个选定的超帧群头。
59、按照权利要求53的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：选择
    所述数目F3为大约479。
60、按照权利要求53的地面数字多媒体电视广播***，其特征在于：在选
    定的时间间隔内传输所述超帧群至少两次，选定的时间间隔长度为2T
    (SFG)。
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