CN1677877A - 时域同步正交频分复用接收机总体结构 - Google Patents

Abstract

TDS－OFDM数字电视接收机总体结构，属于数字信息传输技术领域。本结构包括：一个高频模拟信号首先经过调谐器和二次数字变频后得到数字基带信号，其中包括自动增益控制、频率估计和时钟估计等环节，随后捕获PN码，以此把数字基带信号分成PN码数据信号两部分，数据部分经过相位校正后再由PN码得到的信道估计进行信道均衡，然后送给前向纠错解码，最终恢复发送序列。本发明使TDS－OFDM接收机能更好地适应理想和各种非理想基带模型，经过理论分析、计算机仿真、FPGA样机和ASIC小批量产品等阶段，主要性能都达到并超过***要求，优于现有其它数字电视传输***。

Description

时域同步正交频分复用接收机总体结构

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及一种时域同步正交频分复用(Time D omainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)数字电视接收机的总体结构。

背景技术

电视对于当今世界任何国家来说都是最重要的消费电子产品。在经历了机械电视时代、黑白电子电视和彩色电视时代以后，电视现在已经进入了一个新时代：数字电视时代。数字电视是指全部采用数字方式制作、传输和接收电视节目，能使观看者收看到相当于电视台演播室节目质量的图象、声音，没有重影和“雪花”。它是集数字信号及信息处理技术、数字通信技术、计算机及网络技术、微电子技术等高新技术发展于一体的高科技产物。数字电视广播主要通过卫星、有线电视及地面无线三种传输方式实现。一般认为，卫星广播着重于解决大面积覆盖。有线电视广播着重于解决“信息到户”，特别是在城镇等人口居住稠密地区。而地面无线广播作为电视广播的传统手段，由于其所独具的简单接收和移动接收的能力，能够满足现代信息化社会所要求的“信息到人”的基本需求。所以，地面数字电视广播(Digital TV terrestrial broadcasting，DTTB)在未来数十年中将具备极大的商业价值。随着数字电视广播近十年来的发展，卫星和有线电视广播的基本传输技术已经成熟。而地面数字电视广播的传输环境恶劣，频谱资源有限，应用需求分散，其技术仍有很多需要改善的地方，尤其在提高固定接收的稳定性以及移动接收的性能等方面有很大的改进潜力，本发明就是基于这样的考虑重点提出了DTTB的接收机总体结构的设计，满足DTTB需求条件，主要性能指标到达要求。

只有明确***哪些需求要满足，才能从技术上寻找对应的或是经过折衷的相对最佳解决方案。

对于地面数字电视广播来讲，首先要求数字电视有足够好的接收性能，在室内采用简单、小型和低增益天线实现稳定接收。甚至在较强静态和动态多径的环境中，***仍能够稳定工作。

其次，有足够高的传输码率，以便在单个8MHz信道中提供高质量高清晰节目(大约20Mbps)，考虑到数字电视日后发展的广阔空间和业务应用的多样性，对传输容量的需求不断增长。

还要有利于频率规划，使用现有分配的电视频道中传输DTV节目，实现和模拟电视节目的同播；当没有额外的频道分配时可使用禁用(Taboo)频道(由于干扰过大，不能用于模拟电视的频道)，并具有和现有模拟电视台相当的覆盖范围。其它的要求包括：需要先进的信道编码和信道估计方案，以便降低***C/N门限，以此降低发射功率，并减少了对现有模拟电视节目的干扰，抵抗各种干扰/失真。高度灵活的操作模式，通过选择不同的调制方案，***能够支持固定、便携、步行、或移动接收。易于和其它媒介或服务器的接口，支持多节目/业务，能够通过分级调制得到分级服务，具有交互性。高度灵活的频率规划和覆盖区域，能够使用单频网和同频道覆盖扩展/缝隙填充。而且***应允许多种***格的接收机实现，包括低成本实现等等。

总结上述需求条件，可见DTTB***的主要设计目标是实现频谱的高效利用，在保证足够大的数据传输速率下提供稳定的固定和移动接收能力。

在数字电视广播三种方式中，地面广播是使用最广泛的，特别适用于地域广大、广播网较复杂的国家。但是地面广播信道面临的干扰最多，也最严重，尤其是多径的时延和幅度的变化速度远比卫星和有线电缆信道复杂。卫星和有线电缆的广播环境与理想的AWGN信道极为接近，采用优秀的信道编码和信号调制方式一般可以使卫星和有线电缆广播***性能接近理论值。而在地面环境中，广播的环境显然不满足AWGN信道，***能稳定工作的区域有限。再加上地面广播要求与现有模拟电视广播兼容，大功率非线性发射使相邻频道间的干扰加剧，对***稳定性要求苛刻。因此，在这样恶劣的地面广播环境下，如何设计一个各个功能模块正常工作的***，是数字电视地面广播***的根本技术难点。

国内外DTTB的发展。数字电视从80年代末研制到现在只有短短十几年的时间，但发展速度之快令人惊异。经过这些年坚持不懈的研究和发展，DTTB已经取得了很多的成果，达到了可以实现阶段。从1998年11月北美和欧洲已经开播DTTB节目，许多国家宣布了它们的DTTB制式选择和实现计划。目前，世界上主要有三种DTTB传输标准：

1.美国高级电视***委员会(Advanced Television Systems Committee，ATSC)研发的格形编码的八电平残留边带(Trellis-Coded 8-Level Vestigial Side-Band，8-VSB)调制***。

2.欧洲数字视频地面广播(Digital Video Terrestrial Broadcasting- Terrestrial，DVB-T)标准采用的编码正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，COFDM)调制。

3.日本地面综合业务数字广播(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)采用的频带分段传输(Bandwidth Segmented Transmission，BST)正交频分复用OFDM。

自从有了这三个DTTB***以来，许多国家和地区都在选择自己的DTTB***。但随着技术的发展和研究的不断深入，人们认识到在信号峰值/平均功率比、C/N门限、移动接收、室内/外接收、频谱效率、HDTV传输能力、同频/邻频道干扰、对现有模拟电视的干扰、单频网和同频道转发、脉冲干扰和连续波干扰、相位噪声、静态/动态的多径失真、***的灵活性等等方面，上述三个***各有其优缺点，每个国家都需要根据本国的国情选择或制定自己的数字电视制式。目前，美国、韩国、加拿大和我国台湾少数几个国家和地区采用了ATSC标准，欧洲大部分国家如英国、德国、西班牙等，以及澳大利亚、巴西、墨西哥、新加坡、我国香港等较多数国家和地区采用了DVB标准，仅日本采用ISDB标准。

我国自1994年起，也开始了高清晰度电视的研究工作。并于1998年研制成功了中国第一代高清晰度电视功能样机。由广播电视主管单位、国家广电总局组织了我国的专家对数字电视及数字高清晰度电视标准进行了制定，清华大学地面数字多媒体广播(DigitalMultimedia Broadcasting for Terrestrial，DMB-T)传输协议是测试方案之一。

清华DMB-T中采用的TDS-OFDM属多载波技术，但与欧洲的COFDM不同，在TDS-OFDM中没有***频域导频信号，而是利用了扩频通信技术，***了PN序列在时域进行帧同步、频率同步、定时同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。由于使用了扩频码，使得DMB-T具有了扩频通信的优越性能，从而使得***既具有COFDM的优点，又回避了其缺点。

本发明所提出的DMB-T接收机总体结构就是针对此方案的。为了更清楚地表述本发明，下面先概述DTTB传输方案的结构，在此结构基础上，介绍国外三种DTTB传输方案采用的调制方法及其同步技术。

DTTB***都由压缩层、传送层和传输层三大部分组成，其***结构图见图1。其中压缩层就是信源编码，包括声音和图像的压缩编码，目前主要有ISO/IEC的MPEG系列标准。随着技术的发展，可以采用其它新的压缩算法，例如小波编码、分形编码等。码流复接属于传送层，主要根据MPEG-2***层的规范或其它相应的规范对单路或多路基本码流进行复接，把音频码流、视频码流、数据码流等多种多个码流组合成一个传输码流，其长度是固定的，以便于信道传输，同时***各种时间标签用于指示和同步。

信道编码和信道解码属于传输层，数字电视传输***性能的优越性主要来源于信道编码和信号调制方式。目前DTTB方案中的压缩层和传送层基本上都是一样的，区别就在传输层上。根据不同的信道情况和不同的应用需求，数字电视***采用了不同的纠错编码和调制技术方案，其构成见图2。纠错编码部分基本上都采用了级联纠错码，包括外码纠错、时域交织、内码纠错、频域交织。而调制技术目前主要有两种方案一单载波调制和多载波调制，属于单载波调制的有美国的ATSC和上海交大8VSB调制，而多载波调制的有欧洲的DVB-T COFDM、日本ISDB-T BST OFDM以及清华大学的DMB-T TDS-OFDM。由于技术方案选择和具体实现参数的不同，导致了不同***之间性能的差异。

ATSC数字电视标准是高级电视***委员会ATSC开发的。最初的设计目标是用于室外固定接收的地面广播和有线分配***，不支持便携和移动接收，室内接收效果也不好。

调制方案采用了具有导频信号的单载波调制，即八电平残留边带调制(8-VSB)，用于单发射机(多频网Multi-Frequency Network，MFN)实现。此***的设计允许在已有的NTSC发射机上分配一个额外的具有相当覆盖范围的数字发射机，并且在区域和人口覆盖方面对现存NTSC节目影响最小。它是成熟的现有AM调制技术的高度发展，其性能高度依赖于自适应均衡器，因此为了抵抗多径回波和各种干扰，需要非常复杂的均衡器。

美国VSB***加入了0.3dB的导频信号，用于辅助载波恢复。传输信号采用段、场结构，成帧发送，帧结构如图3所示。加入的段同步信号用于***同步和时钟恢复；而长度达511的两电平场同步信号，用于***同步和均衡器训练，通过采用精心设计的自适应判决反馈均衡器来消除多径衰落引起的回波干扰。为抗NTSC同频干扰，采用在接收机中加入干扰抑制滤波器，也称梳状滤波器(因其幅频特性呈梳状)。

另外，***配以较强的内外信道编码纠错保护措施。如此设计的8-VSB***和DVB-T和ISDB-T相比，对于加性高斯白噪声(AWGN)和小的重影信道有更强的抵抗性、更高的频谱效率、更低的峰值-均值比和对脉冲噪声的更高的可靠性。

但美国ATSC***存在一系列问题，最主要的是对付强动态多径困难。这是由***的原有设计思想、帧结构本身的缺陷造成的。在时延小的强多径情况下，导频信号会受到严重影响，同步出现困难。尤其是均衡器性能急剧下降：***虽然使用了训练序列，但两个训练序列之间相隔24ms，期间多径的快速变化无法被跟踪，虽然使用结构复杂判决反馈(DFE)，利用数据本身产生的误差信号进行自适应调节，用以跟踪变化快的多径，但DFE需要信道被均衡到一定程度(错误判决少于10％)才能正常工作，而且DFE是无限冲激响应结构(IIR)，在强多径下，***是不稳定的。另外，为了对付同频干扰使用的梳状滤波器使***门限上升3dB，且实现复杂。

DVB-T***是欧洲数字视频广播(Digital Video Broadcasting，DVB)组织开发的。设计目标是室内室外固定接收，并且提供便携接收而非移动接收。因此，它的移动接收效果也不好。该***在现存的已分配给模拟电视传输的UHF频谱内地面广播。8MHz信道内传输的有效净比特码率在4.98～31.67Mbit/s范围内，取决于信道编码参数、调制类型和保护间隔的选择。

在地面传输方面，它采用与美国8-VSB不同的调制技术COFDM，OFDM属于多载波调制技术(在ADSL相似的技术称为DMT调制)。DVB-T在每个电视频道内使用了1705(2k模式)或6817(8k模式)个子载波。DVB-T的帧结构如图4所示。OFDM的基本原理就是将一个较宽频带分成一些子信道(Sub Channel or Subcarrier)。如果各子信道所占带宽足够窄，它们将分别经历平坦衰落。在这种情况下，接收机的均衡器很容易实现。而且，为了提高***频谱效率，OFDM***中各子信道的频谱是重叠的，但它们之间又是正交的，这就是其正交频分复用(OFDM)名称的由来。多径信道情况下，为了保持其各子信道间的正交性，必须加入保护间隔(Guard Interval，GI)。DVB-T使用循环前缀(Cycle Padding，CP)保护间隔，就是将OFDM码元最后一部分复制到各码元前端。

我们知道，两个信号的循环卷积的DFT等于它们分别DFT后的乘积：

DFT{d_nh_n}＝DFT{d_n}×DFT{h_n}    (1)

信号和信道冲激响应之间的关系是线性卷积关系，在循环前缀(后缀)扩展的情况下，只要信道冲激响应的长度小于保护间隔的长度，线性卷积等同于循环卷积，就能克服由于信道多径带来的码间串扰(Inter Symbol Interference，ISI)。为了辅助完成同步任务，DVB-T在频域放置了大量导频信号，穿插在数据子载波之中，并以高于数据3dB的功率发送。如图5所示。这些导频信号可以完成***帧同步、载波恢复、时钟调整和信道估计。由于分散导频的使用，能够跟踪和估计较快的信道特性变化。

此外，长度可选择的保护间隔和子载波模式，允许DVB-T***支持不同的网络配置，8k模式适用于大范围的单频网(SFN)或者2k模式用于移动接收。同时***可以选择不同的QAM调制级数和不同的内码码率，可在一个DTTB频道内提供两层业务。

和美国的8-VSB调制技术相比，COFDM技术属于能够得到不断发展和提高的新技术，尤其在抵抗高电平(高至0dB)、长延时静态和动态多径失真方面具有性能优势，此***能可靠地克服延时信号的干扰，包括地势或建筑物反射的回波，或者单频网环境中远方发射机发射的信号。要指出一点的是美国Sinclair广播集团在1999年7～8月在美国的巴尔的摩地区进行了ATSC和DVB-T的接收测试，测试结果对ATSC非常不利，该集团联合了200多家电视台上书FCC，要求在使用ATSC的同时，允许美国的电视台也可以使用COFDM技术。目前除了欧洲国家以外，澳大利亚、新加坡、印度先后宣布采用欧洲的DVB标准。

DVB-T也存在一些缺陷。首先是过多的导频使得频带损失严重。分析DVB的导频不难发现，导频信号和保护间隔至少占据了有效带宽的14％左右，若采用大的保护间隔，此数值将超过30％。因此，DVB-T是以过分下降宝贵的***传输容量为代价来换取***的抗多径性能。其次，COFDM细同步算法要利用导频信号在频域上实现，而导频是在DFT之前***的，进行DFT计算又需要首先同步(之后才能进行正确解调)。因此，COFDM采同步需要使用迭代逼近算法，这样就存在一个收敛误差和收敛时间问题。而且与单载波8-VSB相比，COFDM对同步误差更加敏感，同步性能不好会导致接收机性能明显下降，这也是COFDM在AWGN和时延短、能量小多径下情况下性能不如8-VSB的原因。另外使用COFDM进行信道估计时，将多径衰落信道看成是在时间和频率上的一个二维信号，利用采样插值即可得到整个信道的频率响应值。要获得一次全信道估计需要连续4个COFDM帧，估计时间也较长，使得对随时间快速变化信道的跟踪性能不好。

ISDB-T***是日本无线电工商业协会(Association of Radio Industries andBusinesses，ARIB)开发的。设计目标是综合业务的室内室外固定、便携和移动广播接收。***采用的调制方法称为频带分段传输(BST)OFDM，由一组共同的称为BST段的基本频率块组成。除OFDM特性之外，BST-OFDM对不同的BST段采用不同的载波调制方案和内码编码码率，依此提供了分级传输特性。每个数据段有其自己的误码保护方案(内码编码码率、时间交织深度)和调制类型(QPSK，DQPSK，16-QAM或者64QAM)，这样每段能满足不同的业务需求。许多段可以灵活地组合到一起，提供宽带业务(例如HDTV)。该***衍生于欧洲***，主要变动是针对多媒体广播和移动接收的需求，将频带进行了分段，并大大加长了交织深度(最长达0.5秒)，以改善移动接收效果。虽然日本***在移动测试中表现出一定的优越性(也相应证明了欧洲***需要改进)，但它并没有解决COFDM中的实质性问题。

清华大学提出的地面数字多媒体电视广播(Digital MultimediaTV Broadcasting-Terrestrial，DMB-T)方案的目的是提供一种数字信息传输方法，它使用电视广播频谱，每个频道的有效净荷的信息传输码率在8MHz的带宽下可高达33Mbps。***的核心采用了mQAM/QPSK的时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)调制技术，其频谱效率可以高达4Bit/s/Hz。***使用更加优化的前向纠错编码FEC来抵抗突发误码，例如里德-索罗门(Reed-Solomon，RS)或Turbo码、卷积码以及它们的级联等。实现了分级调制和编码，提供分级服务，同时可以实现多媒体业务。

关于DMB-T、TDS-OFDM的相关情况详见授权号为00123597.4名为“地面数字多媒体电视广播***”、授权号为01115520.5名为“时域同步正交频分复用调制方法”，以及授权号为01124144.6名为“正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法”等清华大学申请的中国发明专利。

为了实现快速和稳定的同步，DMB-T传输***采用了分级帧结构。它具有周期性，并且可以和绝对时间同步。帧结构的基本单元称为信号帧，如图6所示。253个信号帧定义为一个帧群，512个帧群定义为一个超帧。帧结构的顶层称为日帧，由超帧组成。DMB-T传输***的帧群是由一个控制帧和随后的252个信号帧构成。每个帧群的持续时间为139.15ms。帧群中的第一个信号帧被定义为帧群头(控制帧)，用于传输控制该帧群的信令。帧群中的每一个信号帧有唯一的帧号，它被编码在帧头的PN序列中。每个帧群由一个9bit的帧群号标识。帧群号被编码在信号帧的传输参数信令(TPS)中。TPS在帧群中每个信号帧中重复，只在新的帧群开始时才能改变。DMB-T传输***的超帧包含512个帧群。超帧中的每个帧群由其帧群号唯一识别。超帧的第一个帧群编号为0，最后一个帧群编号为511。每个超帧的持续时间为71.2448s。DMB-T传输***的日帧是由1213个超帧组成，并以一个自然日为周期进行周期性重复。在北京时间0:0:0AM或其它选定的参考时间，DMB-T传输***的帧结构被复位并开始一个新的日帧。每个日帧的最后一个超帧是不完整的。

DMB-T传输***的信号帧使用时域同步的正交频分复用调制，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成，它们具有相同的基带符号率7.56 MS/s(1/T)。考虑到信道的时间选择性(多普勒分布约为100Hz)，每个信号帧的长度定义为＜600μs。一个信号帧可以作为一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散傅里叶逆变换(IDFT)块。对于TDS-OFDM来说，帧同步序列作为OFDM的保护间隔，而帧体作为IDFT块，如图7所示。

信号帧中的帧同步由前同步、8阶PN序列和后同步三部分构成。PN序列定义为255个符号，前同步和后同步定义为PN序列的循环扩展，与PN序列共占512个符号。8阶PN序列定义为特征多项式x⁸+x⁶+x⁵+x+1的m序列，其初始条件将确定所生成的m序列的相位。每个信号帧的帧号决定其m序列的初始条件。信号帧群中的每个信号帧，分配有唯一的帧同步信号，以作为信号帧的识别特征。

TDS-OFDM的另外一种解释是PN序列与IDFT块的正交时分复用。由于PN序列对于接收端来说是已知序列，PN序列和IDFT块在接收端是可以被分开的。

PN序列除了作为OFDM块的保护间隔以外，在接收端还可以被用做信号帧的帧同步、载波恢复与自动频率跟踪、符号时钟恢复、信道估计等用途。接收端的信号帧去掉PN序列后可以看作是具有零填充保护间隔的OFDM(Zero padding OFDM，ZP-OFMD)。人们已经证明，具有零填充保护间隔的OFDM与具有循环前缀(CP)保护间隔的OFDM在理论上是等价的。DVB-T与ISDB-T都是采用具有循环前缀保护间隔的COFDM调制，无论采用CP或ZP作为保护间隔，它传递的实际上都是冗余信息，将占用额外的频谱和功率资源。同时为了获得较好的同步性能，除了使用保护间隔，还要在频域***大量导频信号，导频信号大约占数据符号10％。由此可知，TDS-OFDM将保护间隔和导频信号合在一起，可提高大约10％的信道容量。

当然，采用PN保护间隔的前题是要保证PN序列对数据的影响足够小，这在已知发送的PN序列和信道特性情况下是可以做到的。本文下面将重点讨论如何使用PN序列完成TDS-OFDM***同步，在仿真中使用估计到的信道特性来消除PN序列对数据的影响。

信号帧的帧体采用多载波调制方式，帧体的频率域子载波数为3780，相邻子载波的间隔为2kHz，每个子载波符号采用64QAM星座图。信号帧的帧体除了正常的数据流外还有传输参数信令(TPS)，用以传送***配置信息。它由36比特组成，并用QPSK映射为18个子载波。信号帧的帧体是在18个TPS符号后跟随3762个数据比特。

上面主要描述了现有的国外三种DTTB和清华DMB-T***传输方案，主要包括调制方法、相应的帧结构和采用的主要同步技术及其存在问题。下面我们主要讨论一般地面数字电视接收机的基本原理，分成内接收机和外接收机来实现，并说明内接收机所要完成的主要功能和相应算法结构。

信息论主要研究的是符号序列。首先源符号被映射成信道符号序列X＝(x₁......，x_n......)，而后由这些序列生成信道输出序列Y＝(y₁......，y_n.，......)。输出序列为随机的，其分布取决于输入序列，我们要从输出序列来恢复发送的消息。任何一个通信***所发送的是与序列X相对应的连续时间波形s(t，x)，而不是序列本身。信道符号序列到信道波形的分配是通过调制器来完成的。除信道序列X外，波形还取决于参数集θ＝{θ_T，θ_C}。子集θ_T为发射机参数，子集θ_C为信道参数，这些参数对于接收机而言是未知的。为恢复符号序列X，接收机必须从接收信号中估计出这些未知参数，然后这些估计值将作为真实值使用。即使这些参数并不与时间单位严格对应，我们仍把它说成是精确意义上“同步检测”。

这样在数字接收机的物理通信模型中，给出内部接收机和外部接收机的划分，如图8所示。内部接收机的特殊作用在于为外部接收机创造一个“良好”信道，对同步参数进行估计，它输出序列Y{θ_T，θ_C}，该序列Y是和发射机、信道“同步的”，使外部接收机的性能尽可能接近理想信道条件。而外部接收机的主要任务是完成发送序列的最佳解码。

在最简单的AWGN信道情形下，参数θ＝{θ_T，θ_C}主要包括相位θ或时延ε。在这种情况下，内接收机的主要任务是从受噪声干扰的已知信号中估计出θ和ε。接着根据估计值进行参数调整，如通过改变压控振荡器(VCO)的相位来调节θ(t)。在多径环境中，除了完成加性噪声情况下的估计外，还要使用信道估计器对信道进行跟踪。

从概念上来讲，这些同步参数的估计标准是最大后验概率准则(Maximum posterioriProbability，MAP)。当输入数据满足等概分布时，MAP与最大似然准则一致。所以以数学的角度来看，估计算法其实就是接收信号r_f的似然函数ρ(r_f|α，ε，θ)最大化问题。如当进行(θ，ε)联合估计时，ρ(r_f|α，ε，θ)变为

$\mathrm{\ρ}\left(r_f\right|\mathrm{\θ},\mathrm{\ϵ})=\underset{a}{\mathrm{\Σ}}P\left(a\right)\mathrm{\ρ}\left(r_f\right|\mathrm{\θ},\mathrm{\ϵ},a)---\left(2\right)$

但一般情况下求解似然函数是很困难的，根据不同的近似方法，得到了各种同步估计算法：

1)根据同步算法是否需要数据信息，可以分为如下两类：

判决指向(Decision Directed，DD)/数据辅助(Data Aided，DA)方法和无数据辅助(Non-Data Aided，NDA)方法。当已知数据序列时，例如在捕获过程中发送一个已知序列a₀，称为数据辅助(DA)的同步算法。NDA算法是不知道序列a的情况下，对各种可能序列a进行平均得到的。

2)根据同步误差信号从接收信号中提取的位置，可将估计算法分为两类：前向(Feedforward，FF)和反馈(Feedback，FB)。前向类估计是在同步恢复单元之前提取误差信号。反馈类估计从同步恢复单元之后提取误差信号，然后将校正过的信号反馈给前端的单元。反馈结构本身带有自动追踪参数缓慢变化的能力，因此也被称作误差反馈同步器。

3)根据估计同步参数是否需要其他同步参数信息，可将算法分为与其它参数相关估计和无关估计。无关估计不需要其他同步信息，该类算法在其他参数同步前就可可使用。对定时估计来讲，就可分为与相位无关和有关估计算法。使用与相位无关算法时，用户不需要相位信息，该类估计算法可在载波同步前就使用，一般要将信号进行取模处理。

4)根据同步数字信号的种类可分为连续信号估计和突发信号估计。数字信号按照发送数据的长度可分为两类：连续信号和突发信号。连续信号在中断前至少要发送几千个字符。突发信号一般是基于数据包的，数据包长度可以选择(一般从几十个字符到几千个字符)。对于这两类信号的同步恢复算法不同，连续信号要求算法要有跟踪能力，能够在较长时间内跟踪定时变化；而突发信号要求算法捕捉时间短，能在较短时间内完成同步。

从60年代开始到现在，已经有很多学者针对上面不同类型提出了ML估计算法，如图9所示，并对这些算法的性能进行了分析。我们在分析这些算法基础上，提出适合DMB-T需要的算法。

发明内容

本发明根据清华地面数字多媒体电视广播DMB-T***TDS-OFDM的特性，综合考虑了DMB-T***的理想基带模型和定时同步、频率同步、信道估计、消除相位噪声等各种非理想因素对地面数字电视接收机总体结构设计的影响，针对地面数字广播信道的特点，提出了一种DMB-T接收机的整体实现结构。

本发明提出的一种TDS-OFDM接收机的整体实现结构经过理论分析、计算机仿真、FPGA样机和ASIC小批量产品等阶段，主要性能都达到并超过***要求，验证了DMB-T传输***在信号调制和同步性能方面的创新性，性能优于现有其它数字电视传输***。

本发明提供了一种TDS-OFDM接收机总体结构，其特征在于，包括以下部分：

1、时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于，它是在数字电路中实现的，它含有：

一次模拟变频电路，它有一个接收时域同步正交频分复用即TDS-OFDM信号的天线；

二次数字变频器，它依次含有相互串接的A/D变换电路、Hilbert滤波电路、下变频电路、样值内插电路和平方根升余弦(SRRC)低通滤波电路；其中，A/D变换电路输入端与自由振荡的时钟电路的输出端相连，它的另一个输入端与上述一次模拟变频电路的输出端相连；

帧同步即PN码捕获电路，它的输入端与上述SRRC低通滤波器的输出端相连；

符号定时恢复即STR电路，也称STR时钟恢复电路，它的输入端与帧同步电路的PN码输出端相连；

载波恢复电路，它的输入端与上述SRRC低通滤波电路的输出端相连，它的输出端与上述二次数字变频器中下变频器的另一个输入端相连；

自动增益控制即AGC电路，它的两个输入端分别与上述Hilbert电路的TDS-OFDM信号输出端以及下述分离器的PN序列、帧体数据输出端相连，它的输出端与一次模拟变频电路的输入端相连；

PN同步信号和数据分离器，它的输入端与上述SRRC低通滤波电路的输出端相连；

相位噪声去除电路，它依次由相位噪声估计、相位校正及补偿和DFT变换电路串接构成；其中相位校正电路的另一个输入端与上述分离器的帧体数据信号输出端相连；DFT变换电路的输出端和相位噪声电路的输入端相连；

信道估计和均衡电路，它含有依次相串联的信道估计电路和信道均衡电路；其中信道估计电路的两个输入端分别与上述分离器的帧同步即PN码、帧体数据信号输出端相连；信道均衡电路的输出端与信道估计电路中频域判决反馈电路中的信道估计电路输入端相连；

前向纠错解码电路即FEC解码电路，它的输入端与上述信道均衡电路的输出端相连，它的输出是数据信号。

2、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的帧同步电路依次由插值滤波器、4/T倍乘法器、相关器、峰值检测器、序列号检测开关、相位匹配器和本地PN码生成电路串接而成，而本地PN码生成电路的输出端又与上述相关器的输入端相连；其中***滤波器的输入端与上述SRRC低通滤波器电路输出端相连。

3、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的STR时钟恢复电路由依次串接的定时误差提取器、误差归一化电路、环路滤波器、一倍取样间隔延时器、数控振荡器构成，其中定时误差提取器的输入端与帧同步电路中相关器的输出端相连；数控振荡器的输出端与帧同步电路中***滤波器的输入端相连。

4、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的载波恢复电路由频率校正电路和恢复电路依次串接而成，其中恢复电路的输出端与二次数字变频电路中下变频器的另一个输入端相连，而频率校正电路的输入端与上述帧同步电路中的相位匹配电路的输出端相连。

5、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的AGC电路含有：时域AGC电路，它由累加器和低通滤波器串接而成，累加器的输入端与上述分离器的PN序列输出端相连；频域AGC电路，它由DFT电路、平滑电路、累加器、低通滤波器依次串接而成；DFT电路的输入端与上述分离器的帧体数据输出端相连；加法器，它的两个输入端分别与上述时域AGC、频域AGC中两个低通滤波器的输出端相连，它的一个输出端与上述一次模拟变频输入端相连。

6、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的相位噪声去除电路，其中噪声估计电路含有：依次串接的比较选择电路、带通滤波器、第二乘法器、IDFT电路以及第二复数共轭运算电路，依次串接的信道估计电路、第一乘法器和第一复数共轭运算电路；其中第一乘法器的另一输入端与比较选择电路的输出端相连，第一复数共轭运算电路的输出端与第二乘法器的另一个输入端相连，信道估计电路的输入端与上述分离器的PN码输出端相连；所述的相位补偿电路输入端与上述第二复数共轭运算电路的输出端相连，它的另一个输入端与上述分离器的帧体数据输出端相连；所述的DFT电路的输入端也与上述分离器的帧体数据输出端相连，DFT电路的输出端与比较选择电路的输入端相连，它的输入端还与上述分离器的帧体数据输出端相连。

7.根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收总体结构，其特征在于，所述的信道估计和均衡电路，它含有：

自适应均衡电路，它是由第一DFT电路、自适应均衡器和电平判决电路依次串接而成，其中，DFT电路与上述分离器的帧体数据即DFT数据输出端相连；

信道估计电路，它含有以下三类信道估计电路：

1)频域判决反馈用的信道估计电路；

2)频域PN码变换用的信道估计电路；

3)PN码的时域相关用的信道估计电路；

三态选择开关：它的三个输入端分别与上述三种信道估计电路的输出端相连，它的输出端与上述自适应均衡器的另一个输入端相连；

所述频域判决反馈用的信道估计电路，它的两个输入端分别与上述自适应均衡电路中的DFT电路、电平判决电路的输出端相连；

所述的频域PN码变换用的以及PN码时域相关用的信道估计电路的输入端分别与上述分离器的PN码输出端相连；

本地PN码生成电路，它的两个输出端分别与频域PN码变换用的信道估计电路和PN码时域相关用的信道估计电路的输入端相连。

上述的二次数字变频模块包括AD变换器进行模拟到数字信号的变换，然后通过希尔伯特滤波器分解为1路(同相分量)和Q路(正交分量)数据信号，IQ信号分为两路：一路送给控制模块，在AGC中IQ信号和后面捕获的帧同步一起产生一个AGC控制电压，去控制高频调谐器的放大增益；另一路IQ信号送给下变频器，与恢复的本地载波相乘，然后经过样值内插和SRRC低通滤波器后得到数字基带信号。

上述的相位校正模块是反馈的，相位校正后的数据经过DFT变换，从中得到相位噪声估计，然后把此估计反馈给相位校正模块对DFT以前的数据进行相位补偿。

上述的信道估计和均衡模块是基于PN信号部分进行信道估计，得到每一个OFDM块的信道响应，然后对相位校正后的数据进行信道均衡处理，以便校正每一个接收到的数据采样，然后均衡后的数据反馈给信道估计，以便下一帧信道估计更精确。

本发明在综合考虑了TDS-OFDM***所面临的理想基带模型和各种非理想因素对接收机整体性能的影响，结合TDS-OFDM***具有的特性，针对地面数字广播信道的特点，提出的TDS-OFDM接收机的整体实现结构经过各个环节的验证，主要性能都达到并超过***要求，优于现有其它数字电视传输***，实现算法复杂度大大降低，在信号调制和同步性能方面具有创新性。

针对本发明提出的一种TDS-OFDM接收机总体结构进行了理论分析、计算机仿真，主要性能都达到并超过***设计要求，并且已经完成了FPGA样机以及ASIC芯片，在国家地面数字电视测试和许多地方的实际试验中得到了充分的验证，证明了本发明提出的一种TDS-OFDM接收机总体结构的创新性，性能优于现有其他数字电视传输***。

附图说明

图1为DTTB***结构。

图2为地面数字电视传输层。

图3为ATSC帧结构。

图4为DVB-T帧结构。

图5为DVB-T导频信号。

图6为DMB-T分级帧结构。

图7为DMB-T信号帧的结构图。

图8为一般数字电视接收机模型。

图9为ML同步算法的分类。

图10为TDS-OFDM***收发端框图。

图11为一种TDS-OFDM接收机的总体结构图。

图12TDS-OFDM接收机载波恢复原理框图。

图13TDS-OFDM接收机帧同步原理框图。

图14TDS-OFDM接收机STR时钟恢复原理框图。

图15TDS-OFDM接收机自适应信道估计和均衡原理框图。

图16TDS-OFDM接收机去除相位噪声原理框图。

图17TDS-OFDM接收机自动增益控制原理框图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的理论分析和具体实施例进行详细描述。

图10显示了用DFT实现的TDS-OFDM***基带框图。假定OFDM***中包含N＝3780个子载波。其中，我们使用频谱中的36个子载波来传输TPS，其它子载波传输数据。每一个子载波都被一个复数符号X_i，k调制，其中下标i为TDS-OFDM信号帧的序号，k是子载波数的序号。各子载波上按照传输方案设计可使用QPSK或QAM调制方式，X_i，k即表示相应星座图上的点。在发射端我们可用N＝3780点的IDFT作调制。

令[X₀，X₁，…，X_N-1]表示数据符号，由于这里是一个信号帧的数据，为了便于标记，忽略了下标i，并令0≤k≤N-1。使用线性变换I DFT将复数据符号[X₀，X₁，…，X_N-1]映射为OFDM符号[x₀，x₁，…，x_N-1]：

$x_n=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k{e}^{j2\mathrm{\πn}\frac{k}{N}}---\left(3\right)$

IDFT输出的离散时间信号采样间隔与***的PN序列一样，为***符号周期T＝T_u/N＝1/7.56微秒，其中T_u是TDS-OFDM信号帧中帧体的长度，即T_u为500微秒，1/T_u是OFDM子载波间的频率间隔，为2KHz。为了克服符号间串扰，在OFDM帧体前还要加上PN帧同步头，我们使用T_Frame＝T_u+Δ表示包括PN序列在内的整个TDS-OFDM信号帧的长度，Δ是帧同步头的长度。这样，整个信号帧包含N_Frame＝N+Δ/T＝N+N_g个采样点，其中N_g表示帧同步头采样点的个数，本具体实施使用N_g＝512。离散的信号帧经过成形滤波器(SRRC低通滤波器)之后，发射端输出的基带连续复信号便可表示成：

s(t)＝P_t(t)*[PN(i)+x(i)]    (4)

其中，p_t(t)为SRRC滤波器的冲激响应，*表示线性卷积，PN(i)为第i帧由PN序列{c(i，k)，0≤k≤N_g-1}组成的帧头，x(i)为第i帧由序列{x(i，k)，0≤k≤N-1}组成的帧体。PN(i)和x(i)占用不同的时间。

假定以上信号通过一个多径衰落信道h(t，τ)，在接收端，接收到的信号首先经过匹配滤波器p_r(t)，这时信号变为：

r_f(t)＝(s(t)+n(t))*h_c(t，τ)    (5)

其中h_c(t，τ)＝p_t(t)*h(t，τ)*p_r(t)为包括成形滤波器、信道和匹配滤波器在内的复合信道的冲激响应，是接收机端看到的脉冲波形。n(t)表示信道的加性高斯白噪声，令其实部和虚部的方差为：

$E\left[\mathrm{Re}{\left(n\left(n\right)\right)}^2\right]=E\left[\mathrm{Im}{\left(n\left(n\right)\right)}^2\right]={\mathrm{\σ}}_n^2---\left(6\right)$

并假定信号s(n)的平均功率为2σ_s ²，即：

$E\left[\mathrm{Re}{\left(s\left(n\right)\right)}^2\right]=E\left[\mathrm{Im}{\left(s\left(n\right)\right)}^2\right]={\mathrm{\σ}}_n^2---\left(7\right)$

信号信噪比 $\mathrm{SNR}={\mathrm{\σ}}_s^2/{\mathrm{\σ}}_n^2.$

我们假定接收端理想同步，对接收信号在时刻t＝nT进行采样。由于码元已经同步，第i个信号帧中帧头PN序列被去除后，剩下的N个帧体采样点{r_k，0≤k≤N-1}将输入到DFT中进行解调。假定发送和接收滤波器满足奈奎斯特(Nyquist)定律，接收机在DFT以后的输出为：

$Y_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{e}^{-j2\mathrm{\πk}\frac{n}{N}}---\left(8\right)$

其中

$r_k=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{n,k}{X}_n{e}^{j2\mathrm{\πk}\frac{n}{N}}+n^{\′}\left(k\right)---\left(9\right)$

而H_n，k表示复合信道h(t，τ)在频率n/T处的频率响应复数值：

$H\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{l}{N}}---\left(10\right)$

其中L为信道回波的长度。

n′(k)＝p_r(t)*n(t)|_t＝kT             (11)

因此有

Y_k＝H_n，kX_k+N′(k)                   (12)

$N^{\′}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{n}^{\′}\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{n}{N}}---\left(13\right)$

N′(k)为高斯白噪声，n′(k)的DFT变换，可以证明不同子信道上的噪声分量是不相关的。

在实际***中，各种同步都不可能是理想的，所以分析DMB-T***实际模型时，要考虑到各种非理想因素的影响，这些非理想因素主要包括：

1)定时错误的问题。这包括帧同步误差和采样时钟频率误差两个方面。帧同步误差是捕获信号帧头后，截取DFT块位置相对于理想位置会存在偏移εT。采样时钟误差是收端的采样时钟T′不能与发端时钟T完全对齐。

2)载波频率问题。在OFDM***链路中，仅当发射机和接收机使用完全相同的载波频率时，各个子载波才是正交的。而在实际中，振荡器不可能提供具有完全单一确定值的载波频率，而总是带有随机相位抖动，因此它的频率不是恒定的。

所以，以上这些非同步因素都可以包括进***等效信道模型中。考虑到它们的综合影响，我们得到m时刻的接收信号r(t_m)为：

$r\left(t_m\right)=e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_0\left(m{T}^{\′\′}\right)}\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}s\left(k\right)h_s^{\′}({\mathrm{mT}}^{\′}-\mathrm{kT},{\mathrm{mT}}^{\′})+n^{\′}\left({\mathrm{mT}}^{\′}\right)---\left(14\right)$

其中，h_ε′为存在偏移εT的信道冲击响应，

表示载波频率抖动T″和初始相差θ₀引入的相位旋转。

可见，在以OFDM为传输方式的***中，同步是整个***能否正常工作的关键。DMB-T内接收机的主要任务就是估计以上各种同步参数，并对接收信号作相应调整。这些同步工作包括载波同步，帧同步和采样时钟同步，而且内接收机还要向外接收机提供信道状态信息(Channel Status Information，CSI)的估计 我们知道，优秀的信道编码和信号调制方式一般都是针对白噪声模型设计的，所以内接收机的设计准则为使得外接收机性能尽可能地接近于各种参数估计和调整都是理想的外接收机的性能。为了定量描述这一准则，定义实际的SNR损耗：SNR_loss。SNR_loss定义为获得相同***性能(如误码率)，实际***相当于理想***需要的额外SNR。即：

SNR_loss(dB)＝SNR_real(dB)-SNR_ideal(dB)    (15)

其中SNR_real(dB)和SNR_ideal(dB)分别为在相同***性能下实际***和理想***的SNR。以上各量均用dB表示。

另外，除了假定理想的同步，我们还认为：信道在一个OFDM帧内是不变的(这是DFT变换所需要的)，信道的冲激响应是有限长度的(这样才可以忽略ISI对***的影响)。

实际***中，以上假定均有可能不成立。下面讨论各种非理想传输条件对***性能的影响，以便对非理想传输条件造成的SNR_loss有个定量的认识，明确以后本发明所述的DMB-T接收机总体结构要达到的指标。

假定由于帧不同步造成接收机中DFT窗位置相对于理想位置偏移了εT。对于CP-OFDM***，由于采用CP作为保护间隔，而且CP的长度Δ大于信道的最大附加延时τ_max，定时偏差在一定范围内并没有破坏子载波之间的正交性，它对解调信号的影响相当于产生随子载波频率线性变化的相位旋转，在频带的边缘，相位的旋转最大：

$Y_{i,n}=e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{n}{N}\mathrm{\&epsiv;}}{X}_{i,n}\&CenterDot;H_{i,n}+n_{i,n},(-\mathrm{\&Delta;}+{\mathrm{\&tau;}}_{\max })/T<\mathrm{\&epsiv;}<0---\left(16\right)$

但是，清华DMB-T采用了PN序列作为保护间隔，虽然降低了***开销，但是对定时偏差提出了更高的要求。存在的定时偏差产生的ISI将破坏各子载波之间的正交性，造成载波间干扰(Inter-carrier Interference，ICI)。例如，当ε＞0时，内接收机的输出可表示为：

$Y_{i,n}=e^{j2\mathrm{\&pi;}\frac{n}{N}\mathrm{\&epsiv;}}\frac{N-\mathrm{\&epsiv;}}{N}{X}_{i,n}\&CenterDot;H_{i,n}+n_{i,n}+n_{\mathrm{\&epsiv;}}(i,n)---\left(17\right)$

其中由于ISI引起的ICI可以归结为一个附加的噪声量n_ε(i，n)。可见，码元的定时同步必须非常精确，使得n_ε(i，n)比高斯噪声n_i，n小很多。本发明下面提出的基于PN相关的帧同步性能比一般CP-OFDM采用的保护间隔相关算法准确度高，可以满足***要求。

许多文献分析了由于OFDM接收机采样时钟频率非同步引起的问题。我们定义归一化的采样时钟频率偏移为β＝(T′-T)/T，则内接收机的输出为：

$Y_{i,n}=e^{j2\mathrm{\&pi;in\&beta;}\frac{\mathrm{Ts}}{T_u}}\sin c\left(\mathrm{n\&beta;}\right)X_{i,n}\&CenterDot;H_{i,n}+n_{i,n}+n_{\mathrm{\&beta;}}(i,n)---\left(18\right)$

从式(18)可知，采样频率误差主要有两方面的影响：第一，它使得有用信号被sinc(nβ)衰减，并引起时变的相位变化exp(j2πinβT_s/T_u)，相位旋转量和子载波数n成正比，并随着帧数i线性增长。同时采样时钟频率偏差必然造成帧定时误差的线性增长，恶化帧同步问题，接收机必须对其进行跟踪。第二，采样时钟误差引起ICI。因为采样频率的误差意味着DFT间隔时间的误差，因此破坏了OFDM***各子载波之间的正交性。式中n_β(i，n)来代表由ICI引起的额外的噪声，其方差可以近似为式(19)，只有当nβ＜＜1时，n_β(i，n)才可以忽略不计。

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&beta;}}^2\&ap;\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2}{3}{\left(\mathrm{n\&beta;}\right)}^2---\left(19\right)$

OFDM***对载波频偏的敏感程度要比单载波通信***对载波的敏感程度高很多，所以频率偏移在OFDM***设计中是一个影响性能的重要问题。假定***存在载波频偏Δf，则内接收机的输出可表示为：

$Y_{i,n}=e^{j2\mathrm{\&pi;i\&Delta;f}{T}_s}\sin c\left(\mathrm{\&pi;\&Delta;f}{T}_u\right)X_{i,n}\&CenterDot;H_{i,n}+n_{i,n}+n_{\mathrm{\&Delta;f}}(i,n)---\left(19\right)$

从(19)可知，载波频偏对***性能的影响与采样频率偏移类似，主要分为两种：一是使得有用信号幅度衰减、相位旋转，其次产生了严重的ICI，ICI被等效成噪声n_Δf(i，n)。由于载波频偏引起的***SNR损失，其中SNR_loss，Δf用dB为单位可表示成：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{loss},\mathrm{\&Delta;f}}\&ap;\frac{10}{31n10}{\left(\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{N\&Delta;f}}{B}\right)}^2\frac{E_s}{N_0}---\left(20\right)$

其中，B为***带宽。可见，SNR_loss，Δf和Δf的平方及子载波数N的平方成正比。所以，当N越大，也即子载波之间频率间隔越小，越易受载波频偏的影响。为了防止ICI，OFDM***必须将载波频偏的方差保持在10^-6以下。

如果在OFDM接收机进行相干检测，则接收机一定要进行信道估计。根据一般形式，OFDM***中信道频率响应值的估计值 可近似表示成真实值H_i，n与一个加性高斯白噪声分量n_i，n ^H之和。即：

${\hat{H}}_{i,n}=H_{i,n}+n_{i,n}^H---\left(21\right)$

其中n_i，n ^H代表了信道估计的误差，其方差σ_H ²即为信道估计的均方差(Mean SquareError，MSE)。得到信道估计 后进行信道均衡，均衡后的数据符号表示为：

${\hat{X}}_{i,n}=\frac{Y_{i,n}}{{\hat{H}}_{i,n}}\&ap;X_{i,n}+\frac{n_{i,n}}{H_{i,n}}+\frac{X_{i,n}}{H_{i,n}}{n}_{i,n}^H---\left(22\right)$

其中(X_i，n/H_i，n)n_i,n ^H代表了由于信道估计非理想而引入的额外噪声分量，它引起信号星座图错位，外部星座点的错位比内部的星座点要严重些，所以包含了众多星座点的幅度调制传输方案受信道估计误差影响较大。我们假定 和 n_i，n ^H与n_i，n独立，

这样整个***噪声方差为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{sys}}^2={\mathrm{\&sigma;}}_n^2+{\mathrm{\&sigma;}}_H^2---\left(23\right)$

这样我们就得到了由于信道估计误差而造成的***SNR损失，用dB表示为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{loss},H}={10\log }_{10}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{sys}}^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}={10\log }_{10}(1+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_H^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2})={10\log }_{10}(1+G)---\left(24\right)$

可见，SNR_loss，H完全取决于G。从式(24)可以看出SNR_loss，H受信道估计误差影响是非线性的，当G较大时，SNR_loss，H损失严重，但随着G减少而迅速减小。在G小于一定数量后，SNR_loss，H几乎不再变化。这点提示我们，信道估计并不要求完全准确，只要达到某一要求即可，因为一般的信道估计精度的提高是以提高复杂度为代价的。

相位噪声的影响可以模型化为两部分：一是公共相位部分(Common Phase Error，CPE)，它引起当前帧中所有接收到的数据符号的相位旋转，导致信号星座的整体旋转。通常情况下，振荡器3dB带宽B_φ比OFDM符号率小的多，可以用跟踪技术来减小共有的相位误差的影响。第二部分是分散部分，它类似于高斯白噪声，将导致对应接收信号星座点的散焦，这是因为在频域中子载波之间的间距不再是准确的1/T，引入的ICI造成的SNR损失量如(25)所示：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{loss},P}\&ap;\frac{11}{61n10}4\mathrm{\&pi;}\frac{{\mathrm{NB}}_{\mathrm{\&phi;}}}{B}\frac{E_s}{N_0}--\left(25\right)$

由式(25)，分散相位噪声引起的恶化是子载波数N的单调上升函数，当N＝1(相当于单载波***)时，达到最小。恶化量还与B_φ/B成比例，要保证小的SNR损失，3dB相位噪声带宽必须远远小于子载波间隔。

本发明主要是针对上述各种因素的提出了一种DMB-T接收机总体结构。当然，除了上面介绍的非理想因素，还有很多其它非理想因素，如发射机放大器非线性带来的影响，时变信道带来的附加噪声等等。

参考一般数字电视内接收机的设计方法，本发明提出了适合DMB-T的内接收机总体结构。

DMB-T发送的信号帧由PN帧同步头和OFDM数据组成，为了进行时域同步，可以使用已知的PN序列来进行。我们考虑一个由PN序列{c(i，k)，0≤k≤N_g}组成的第i个信号帧的帧头。假定传输相位θ_T为θ_T＝Ωt+θ。其中θ为固定相偏，Ω为频率偏差，Ω＝2π·Δf，Δf为载波频偏。我们要求信道的频率响应和前置滤波器的频率响应在频率范围|ω|≤2πB+|Ω_max|内是平坦的，其中，B是信号的单边带带宽，Ω_max是最大频率误差。在这种条件下，PN序列相应的接收信号r_f(t)可由(5)式进一步得到：

$r_f(t,\mathrm{\&Omega;})=\underset{n=0}{\overset{N_g-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_n{h}_c(t-\mathrm{nT}-\mathrm{\&epsiv;T})e^{j(\mathrm{\&Omega;t}+\mathrm{\&theta;})}+n^{\&prime;}\left(t\right)---\left(26\right)$

我们假定r_f(t)的采样{r_f(kT_S)}是充分统计量，h_c(t-nT-εT)满足Nyquist采样定理，即

$h_c\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_0& n=0\\ 0& n\&NotEqual;0\end{array}\right.---\left(27\right)$

将噪声过程看成是复白高斯过程，在这种情况下，似然函数可简化为：

$\mathrm{\&rho;}\left(r_f\right|\mathrm{\&epsiv;},\mathrm{\&Omega;})\&Proportional;\exp \{-\frac{1}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}[2\mathrm{Re}[\underset{n=0}{\overset{N_g-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h_0\right|}^2{\left|c_n\right|}^2-2c_n^{*}{r}_n\left(\mathrm{\&epsiv;}\right)e^{-j(\mathrm{\&Omega;T}+\mathrm{\&theta;})}]\left]\right\}---\left(27\right)$

其中缩写符号r_n(ε)＝r_f(nT+εT)。

从而得到目标函数：

$\mathrm{L\&rho;}\left(r_f\right|\mathrm{\&epsiv;},\mathrm{\&theta;})=\exp \{-\frac{2}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}\mathrm{Re}[\underset{n=0}{\overset{N_g-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_n^{*}{r}_n\left(\mathrm{\&epsiv;}\right)e^{-j(\mathrm{\&Omega;T}+\mathrm{\&theta;})}\left]\right\}---\left(28\right)$

式(28)得到的ML目标函数假定了奈奎斯特条件，并假设信道模型是理想化，使用的AWGN信道满足该条件。原则上是可以考虑更接近现实的信道模型和时变参数，但这样需要的数学运算太复杂了。所以本实施例中采用在AWGN信道下通过粗略的近似得到同步单元的算法。

很多重要的结论都从式(28)目标函数得到。如我们设计的DMB-T数字接收机中，定时恢复在相位恢复之前。通过分析式(28)其原因是显而易见的。为了最小化接收机中的计算复杂度，载波相位估计和恢复应采用尽可能小的采样速率，也就是符号率1/T。如果定时已知，每个匹配滤波器输出的符号对应一个抽样足够用于载波相位估计和符号检测，这样用于相位估计的数字算法就可以使用符号速率为1/T的与定时有关的类型(Dε型)。

为了求解最大目标函数，我们采用误差反馈结构。因为视频广播数据是作为连续的数据流传送的，仅在开始时需要一个时间要求不太严格的搜索过程。而用于跟踪目的时，误差反馈结构是很合适的，并可以在合理的复杂度下实现。通过对目标函数求导，然后代入最近的估值 得到误差信号：

$\frac{\&PartialD;L}{\&PartialD;\mathrm{\&epsiv;}}(\mathrm{\&Omega;}={\widehat{\mathrm{\&Omega;}}}_n,\mathrm{\&epsiv;}={\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_n),\frac{\&PartialD;L}{\&PartialD;\mathrm{\&Omega;}}(\mathrm{\&Omega;}={\widehat{\mathrm{\&Omega;}}}_n,\mathrm{\&epsiv;}={\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_n)---\left(29\right)$

由于我们误差的提取是基于PN同步头，所以每帧得到一次同步估计，这样我们的算法就接近于突发数据类型。在接收OFDM数据时假定同步参数不变，将估计值作为真实值使用。如果不将有用数据和同步参数这两个随机量进行分隔，就必须进行联合估计，联合估计的计算复杂性是很难实现的。使用适当的帧结构将这两个随机源分隔后，传输的数据流由帧信息和有用数据信息组成。利用已知的帧信息可估计出数据段的同步参数，在数据符号发送期间，我们在假设参数已知的条件下进行信息比特解码，故算法的复杂度大大降低。

基于上面的分析，我们给出了接收机的总体结构，如图11所示。下面按对各个模块进行介绍：

1)模拟前端

模拟前端即高频调谐器，它将接收的RF信号放大，完成频道选择，并将选择的信号从RF频段变换到一个固定的中频IF1(36.25Mhz)。控制高频头自动增益控制AGC的电压是由中频部分提供的。频道选择通过改变PLL的分频系数来实现。IF1信号经过8MHz带宽滤波器滤波。在中频单元中的一个本振将IF1变换到小中频IF2(4.5MHz)，此时的信号为一个靠近基带的带通信号。

2)AD变换和希尔伯特滤波器

经过模拟前端后，模拟信号经过滤波经四倍采样T_s(30.40MHz)成为数字小中频信号，AD变换器的取样时钟没有经过锁相，是自由振荡的。因此，数字小中频信号要经过后面的载波恢复处理模块后才能得到精确的载波频率。数字小中频信号经过希尔伯特滤波器(Hilbert Filter)后变为复数信号，即被解复用成两路数据：I路(同相分量)和Q路(正交分量)。

3)载波恢复和下变频

接收机振荡器的频率不可能很稳定，所以总会存在一个定量的频率偏移，数字定时和其他同步算法只有在小频差的情况下才能正常，所以进行载波恢复是必要的。接收机加电时要有一个范围较大的粗频率估计，之后需要更高精度的频率估计AFC使频率误差降低到1Hz以下。对载波频率偏移进行校正是通过将时域的采样数据乘上 (一个带有递增相位的复指数，其中相位增加量为 变量k为数据序号， 为以T_s归一化的频偏估计值)。

得到恢复的载波信号后，数字小中频信号通过乘法器实现下变频，得到数字基带信号。载波恢复如图12所示。

4)时钟恢复

DMB-T时钟恢复包括PN码捕获(Code Acquisition，CA)和符号定时恢复(SymbolTiming Recovery，STR)两部分。开始时，接收机不知道所接收信号帧中PN码的相位，通过码捕获获得此相位，从而PN序列成为已知信号，可用于其他同步模块。码捕获算法是将接收信号和本地产生的PN序列滑动相关，因为本地产生的PN序列与接收的PN序列仅是有一个时间偏移，所以相关结果中将出现很强的峰值。如图13所示。码捕获后，定时误差仅在±T_s/2范围内，我们需要更精确的定时同步，STR对残余定时误差ε₀进行估计，得到估计值 通过线性插值，将采样信号{r_f(kT_S)}转换成与发送符号率1/T一致的同步数据。同时由于采样时钟有漂移，STR采用二阶反馈环路来控制误差信号，完成对采样时钟的跟踪。如图14所示。

同时，PN码捕获后，就可以从数字基带流中把PN码(帧头)部分和数据部分(帧体)分离开来，然后送给不同的处理模块。

5)DFT

在接收机端，假定正确的定时同步，PN序列对OFDM数据的影响消除后，通过将N个校正后的时域复采样点进行DFT完成OFDM的解调。

6)信道估计和均衡

接收机信道估计(Channel Estimation)部分主要为每一个OFDM块提供信道响应的估计，以便校正每一个接收到的数据采样(相干检测)。完成频率估计后，信号还残留了一个固定相位误差，信道估计中也包含了该误差。信道估计还为软判决信道解码器(外接收机)提供了子载波信赖度信息。得到信道估计后，信道均衡部分在频域通过简单的除法运算实现信道均衡(Channel Equalization)。如图15所示。

7)相位噪声去除

本发明使用基于传输参数信令(Transmission Parameter Signals，TPS)的去除相位噪声(Phase Noise Correction)方法，它从DFT后的TPS信号获得相位噪声的频域基带信号，然后经过IDFT将获得的频域信号转化为时域相位噪声估计，接着使用得到时域相位噪声估计对DFT以前的数据进行相位补偿。如图16所示。

因此，从图11看出，采用本发明的实施例的信号处理顺序如下：

一个高频模拟信号经过调谐器和AD变换后成为数字信号，通过希尔伯特滤波器后变分解为1路(同相分量)和Q路(正交分量)数据信号。

IQ信号分为两路：一路送给控制模块，在AGC中IQ信号和后面捕获的帧同步一起产生一个AGC控制电压，去控制高频调谐器的放大增益，AGC控制电压的产生如图17所示；另一路IQ信号送给下变频器，与恢复的本地载波相乘，然后经过样值内插和SRRC低通滤波器后得到数字基带信号。

一路数字基带信号经过频率估计后的到AFC信号用于控制载波恢复，得到一个相对精确的本地载波用于上述的下变频器；另一路数字基带信号经过PN码捕获模块后使得接收机获得接收的信号帧中PN码，PN码捕获后，经过时钟恢复模块得到更精确的定时同步，用于上述的样值内插处理，同时PN码捕获后，就可以把接收的信号帧分解成为PN码(帧头)和DFT数据信号(帧体)两部分。

数据部分经过带反馈的相位校正模块，相位校正后的数据经过DFT变换，从中得到相位噪声估计，然后把此估计反馈给相位校正模块对DFT以前的数据进行相位补偿。

PN信号部分送给信道估计模块，得到每一个OFDM块的信道响应估计，然后对相位校正后的数据进行信道均衡处理，以便校正每一个接收到的数据采样(相干检测)，然后均衡后的数据再反馈给信道估计，以便下一帧信道估计更精确。

经过上述内接收机处理后的数字信号送给前向纠错编码FEC模块，最终完成发送序列的最佳纠错解码，恢复发送序列。

针对本发明提出的一种TDS-OFDM接收机总体结构进行了理论分析、计算机仿真，主要性能都达到并超过***设计要求，并且已经完成了FPGA样机以及ASIC芯片，在国家地面数字电视测试和许多地方的实际试验中得到了充分的验证，证明了本发明提出的一种TDS-OFDM接收机总体结构的创新性，性能优于现有其他数字电视传输***。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型。

Claims (7)

1、时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于，它是在数字电路中实现的，它含有：

一次模拟变频电路，它有一个接收时域同步正交频分复用即TDS-OFDM信号的天线；

二次数字变频器，它依次含有相互串接的A/D变换电路、Hilbert滤波电路、下变频电路、样值内插电路和平方根升余弦即SRRC低通滤波电路；其中，A/D变换电路输入端与自由振荡的时钟电路的输出端相连，它的另一个输入端与上述一次模拟变频电路的输出端相连；

帧同步即PN码捕获电路，它的输入端与上述SRRC低通滤波器的输出端相连；

符号定时恢复即STR电路，也称STR时钟恢复电路，它的输入端与帧同步电路的PN码输出端相连；

载波恢复电路，它的输入端与上述SRRC低通滤波电路的输出端相连，它的输出端与上述二次数字变频器中下变频器的另一个输入端相连；

自动增益控制即AGC电路，它的两个输入端分别与上述Hilbert电路的TDS-OFDM信号输出端以及下述分离器的PN序列、帧体数据输出端相连，它的输出端与一次模拟变频电路的输入端相连；

PN同步信号和数据分离器，它的输入端与上述SRRC低通滤波电路的输出端相连；

相位噪声去除电路，它由相位噪声估计、相位校正及补偿电路构成；其中相位校正电路的另一个输入端与上述分离器的帧体数据信号输出端相连；相位校正及补偿电路输出端和DFT变换电路的输入端相连；

信道估计和均衡电路，它含有依次相串联的DFT电路、信道估计电路和信道均衡电路；其中DFT变换电路的输入端和上述相位校正及补偿电路输出端相连，信道估计电路的输入端分别与上述分离器的帧同步即PN码、帧体数据信号输出端相连；信道均衡电路的输出端与信道估计电路中频域判决反馈电路中的信道估计电路输入端相连；

前向纠错解码电路即FEC解码电路，它的输入端与上述信道均衡电路的输出端相连，它的输出是数据信号。

2、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的帧同步电路依次由插值滤波器、4/T倍乘法器、相关器、峰值检测器、序列号检测开关、相位匹配器和本地PN码生成电路串接而成，而本地PN码生成电路的输出端又与上述相关器的输入端相连；其中***滤波器的输入端与上述SRRC低通滤波器电路输出端相连。

3、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的STR时钟恢复电路由依次串接的定时误差提取器、误差归一化电路、环路滤波器、一倍取样间隔延时器、数控振荡器构成，其中定时误差提取器的输入端与帧同步电路中相关器的输出端相连；数控振荡器的输出端与帧同步电路中***滤波器的输入端相连。

4、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的载波恢复电路由频率校正电路和恢复电路依次串接而成，其中恢复电路的输出端与二次数字变频电路中下变频器的另一个输入端相连，而频率校正电路的输入端与上述帧同步电路中的相位匹配电路的输出端相连。

5、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的AGC电路含有：时域AGC电路，它由累加器和低通滤波器串接而成，累加器的输入端与上述分离器的PN序列输出端相连；频域AGC电路，它由DFT电路、平滑电路、累加器、低通滤波器依次串接而成；DFT电路的输入端与上述分离器的帧体数据输出端相连；加法器，它的两个输入端分别与上述时域AGC、频域AGC中两个低通滤波器的输出端相连，它的一个输出端与上述一次模拟变频输入端相连。

6、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机总体结构，其特征在于：所述的相位噪声去除电路，其中噪声估计电路含有：依次串接的比较选择电路、带通滤波器、第二乘法器、IDFT电路以及第二复数共轭运算电路，依次串接的信道估计电路、第一乘法器和第一复数共轭运算电路；其中第一乘法器的另一输入端与比较选择电路的输出端相连，第一复数共轭运算电路的输出端与第二乘法器的另一个输入端相连，信道估计电路的输入端与上述分离器的PN码输出端相连；所述的相位补偿电路输入端与上述第二复数共轭运算电路的输出端相连，它的另一个输入端与上述分离器的帧体数据输出端相连；所述的DFT电路的输入端也与上述分离器的帧体数据输出端相连，DFT电路的输出端与比较选择电路的输入端相连，它的输入端还与上述分离器的帧体数据输出端相连。

7.根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收总体结构，其特征在于，所述的信道估计和均衡电路，它含有：

自适应均衡电路，它是由第一DFT电路、自适应均衡器和电平判决电路依次串接而成，其中，DFT电路与上述分离器的帧体数据即DFT数据输出端相连；

信道估计电路，它含有以下三类信道估计电路：

频域判决反馈用的信道估计电路；

频域PN码变换用的信道估计电路；

PN码的时域相关用的信道估计电路；

三态选择开关：它的三个输入端分别与上述三种信道估计电路的输出端相连，它的输出端与上述自适应均衡器的另一个输入端相连；

所述频域判决反馈用的信道估计电路，它的两个输入端分别与上述自适应均衡电路中的DFT电路、电平判决电路的输出端相连；

所述的频域PN码变换用的以及PN码时域相关用的信道估计电路的输入端分别与上述分离器的PN码输出端相连；

本地PN码生成电路，它的两个输出端分别与频域PN码变换用的信道估计电路和PN码时域相关用的信道估计电路的输入端相连。

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