CN1131626C

CN1131626C - 地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法

Info

Publication number: CN1131626C
Application number: CN 01130659
Authority: CN
Inventors: 杨林; 杨知行
Original assignee: Tsinghua University
Current assignee: Tsinghua University
Priority date: 2001-08-17
Filing date: 2001-08-17
Publication date: 2003-12-17
Anticipated expiration: 2020-08-25
Also published as: CN1348302A

Abstract

一种地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其中：帧同步信号由一个前同步、一个PN序列和一个后同步构成；其特征在于，所述帧同步产生方法包括下列步骤：(1)用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生一个8阶的m序列；(2)由DMB-T网络管理器为基站(发射台)选择一个16阶沃尔什码字；(3)按照PN序列的前同步/后同步大小，重复码字中的每一个“1”和每一个“0”16/19/24次，将16比特的沃尔什码扩展为一个256/304/384位的矢量；(4)将要被编码的帧同步序列与第(2)步产生的矢量逐位进行异或(XOR)，以建立沃尔什码扩频编码的帧同步序列。

Description

地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法

本申请是2000年8月25日申请的、申请号为00123597.4的“地面数字多媒体电视广播***”的分案申请。

技术领域

本发明属于数字信息传输领域，更具体地涉及一种地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法。

背景技术

对于电视传输***来说，在模拟电视的基础上，经过十多年坚持不懈的研究和发展，数字电视地面广播(Digital Television Terrestrial Broadcasting，DTTB)已经取得了很多的成果，达到了可以实现阶段。从1998年11月北美和欧洲已经开播DTTB节目，许多国家宣布了它们的DTTB制式选择和实现计划。目前，世界上主要有三种DTTB传输标准：

1)美国的ATSC(Advanced Television Systems Committee)数字电视标准。

2)欧洲的DVB-T(Digital Video Terrestrial Broadcasting-Terrestrial)数字视频地面广播标准。

3)日本的ISDB-T(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial)地面综合业务数字广播标准。

随着技术的发展和研究的不断深入，人们认识到在信号峰值一平均功率比、C/N门限、移动接收、室内/外接收、频谱效率、HDTV传输能力、同频/邻频道干扰、对现有模拟电视的干扰、单频网和同频道转发、脉冲干扰和连续波干扰、相位噪声、静态/动态的多径失真、***的灵活性等等方面，上述三个***各有其优缺点。

针对上述目前世界上三个地面数字电视***存在的问题，本发明的申请人已经提出了一种新颖的、适合中国国情的地面数字多媒体电视广播***(简称为：DMB-T***)。

在该***中，采用了时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous-OrthogonalFrequency Division Multiplexing，TDS-OFDM)调制技术。它与欧洲的COFDM不同，它是一种时域频域混合的方案。在该方案中没有***COFDM导频信号，而是利用了扩频技术，即利用扩频的PN伪随机码进行帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。这样就避免了DVB-T COFDM的缺点。

地面数字多媒体电视广播(DMB-T)协议基于TDS-OFDM技术，其物理信道帧结构如图1所示。帧结构是分级的，一个基本帧结构称为一个信号帧。帧群定义为255个信号帧，其第一帧定义为帧群头。帧群中的信号帧有唯一的帧号，标号从0到254，信号帧号(FN)被编码到当前信号帧的帧同步PN序列中。

超帧定义为一组帧群，帧结构的顶层称为超帧群。超帧被编号，从0到最大帧群号。超帧号(SFN)与超帧群号(SFGN)一起被编码到超帧的第一个帧群头中。

超帧群号(SFGN)被定义为超帧群发送的日历日期，超帧群以一个自然日为周期进行周期性重复，它被编码为下行线路超帧群中一个超帧的第一个帧群头中的前两个字节。在太平洋标准时间(PST)或北京时间0：0：0 AM，物理信道帧结构被复位并开始一个新的超帧群。

因此，DMB-T协议的物理信道是周期的，并且和绝对时间同步，这样可使接收机能在需要的时候才开机，这意味着接收机可以设计成只有接收所需要的信息时，才进入接收状态，以达到省电的目的。

一个信号帧由两部分组成：帧同步和帧体。帧同步和帧体的基带符号率相同，规定为7.56MSps。

帧同步信号采用沃尔什编码的随机序列，以实现多基站识别。帧同步包含前同步、PN序列和后同步。对于一个信号帧群中的不同信号帧，有不同的帧同步信号。所以，帧同步能作一个特殊信号帧的帧同步特征而用于识别。帧同步采用BPSK调制以得到稳定的同步。

帧体的基带信号是一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块可进一步分成保护间隔和一个DFT块，DFT块在其时域中有3780个取样，它们是频域中3780个子载波的逆离散傅氏变换。

有5种可选的保护间隔大小，即DFT块大小的1/6、1/9、1/12、1/20、1/30。保护间隔的信号相同于DFT块时域信号的最后一段。美国ATSC***的同步方案采用了时域方式，相对比较简单。欧洲DVB-T标准编码正交频分复用COFDM中的“编码”的含义之一是指在OFDM频谱中随机***了一些“导频”信号，这里所谓的“导频”是指这样一些OFDM的载波，它们由接收机已知的数据调制，它们所传输的不是调制数据本身，因为这些数据接收机是***已知的，设置导频的目的是***通过导频上的数据传送某些发射机的参量或测试信道的特性或者用于***同步。

导频在COFDM中的作用十分重要，它的用处包括：帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计、传输模式识别和跟踪相位噪声等。调制导频的数据是从一个事先规定的伪随机序列发生器中生成的伪随机序列。DVB-T中规定了散布导频和连续导频。连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，在8k模式中***了177个连续导频，在2k模式中***了45个连续导频。散布导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同，但以四个COFDM符号为周期循环，也就是说第1、2、3、4个COFDM符号中的散布导频的位置各不相同，但第5个COFDM符号与第1个OFDM符号中的导频位置是相同的，第6个COFDM符号与第2个COFDM符号中的导频位置是相同的，第7个COFDM符号与第3个COFDM符号中的导频位置是相同的，第8个COFDM符号与第4个COFDM符号中的导频位置是相同的，......，其余COFDM符号依此类推。

不论导频的位置如何变化，各COFDM符号中用于传输有效节目信息的载波的数目都是恒定的，在2k模式中为1512，在k模式中为6048。由于导频在***中的作用比较重要，为保证导频上数据的可靠性，防止噪声干扰，导频信号的平均功率要比其它载波信号的平均功率大16/9倍，即导频信号是在“提升的”功率电平上发射的。

从欧洲DVB-T标准可知，理论上数据是调制在K个子载波上，它是通过离散傅立叶反变换IDFT(或着其快速算法IFFT)实现的，那么，在收端同样需要一个离散傅立叶变换DFT(或者其快速算法FFT)来恢复原始数据。收端要进行FFT运算，就需要首先恢复***的同步，包括帧同步、载波频率、时间同步和信道估计等，从上面叙述我们知道，同步***的建立需要依靠***到FFT系数中的导频信息。这样，FFT运算和同步***的建立(信道估计)就形成了一个反馈循环过程，因为在COFDM中FFT和导频是互相需求的，导频是在IFFT之后***的，而FFT计算又需要首先同步(导频)，然后才能计算FFT。因此，COFDM采用迭代逼近算法，这样就存在一个收敛误差和收敛时间问题。

有鉴于此，在DMB-T***中虽然也采用了多载波调制技术——正交频分复用OFDM，但与欧洲的COFDM不同，该***采用了称为时域同步正交频分复用TDS-OFDM的调制技术，它既具有OFDM的优点，又避免了上述欧洲COFDM的缺点。在TDS-OFDM中没有***COFDM导频信号，而是利用了扩频通信中扩频技术，***了PN扩频信号作为时域同步，用于帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。

那么，和欧洲DVB-T的导频信号相比，用PN扩频时域同步获得什么好处呢？

几十年来，通信技术不断发展和演变，从有线(电缆、光纤)到无线(短波、VHF/UHF、微波、卫星)基本上是媒质和信道的变化，而突破性的进展并不多，扩频通信(SpreadSpectrum Communication)技术的出现，是通信技术，特别是无线通信技术的一次重大突破。扩频通信的基本特征是使用比发送的信息数据速率高许多倍的伪随机码把载有信息数据的基带信号的频谱进行扩展，形成宽带的低功率谱密度的信号来发射。

那么它的理论根据是什么呢？香农(Shannon)早在信息论的研究中就得出了信道容量的公式：

R＝Wlog₂(1+S/N)

这个公式指示出：如果信息传输速率R不变，则带宽W和信噪比S/N是可以互换的，就是说增加带宽就可以在较低的信噪比的情况下以相同的信息率来可靠的传输信息，甚至在信号被噪声淹没的情况下，只要相应的增加信号带宽，仍然保持可靠的通信，也就是可以用扩频方法以传输信息带宽来换取信噪比上的好处。这就是扩频通信的基本思想和理论依据。

信息数据D经过常规的数据调制，变成了带宽为B1的基带(窄带)信号，再用扩频编码发生器产生的伪随机编码(PN码：Pseudo Noise Code)，对基带信号作扩频调制，形成带宽B2(B2远大于B1)、功率谱密度极低的扩频信号，这相当于把窄带B1的信号以PN码所规定的规律分散到宽带B2上，再发射出去。接收端用与发射时相同的伪随机编码做扩频解调，把宽带信号恢复成常规的基带信号，即依PN码的规律从宽带中提取与发射对应的成份积分起来，形成普通的基带信号，然后，可再用常规的通信处理解调出发送来的信息数据D。

发明内容

本发明的目的是提供一种地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法。以实现稳定，可靠的帧同步恢复。

按照本发明的地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其中：帧同步信号由一个前同步、一个伪随机序列(PN序列)和一个后同步构成；其特征在于，所述帧同步产生方法包括下列步骤：

(1)用费波那契(Fibonacci)型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生一个8阶的最长线性反馈移存器序列(m序列)；

(2)由地面数字多媒体电视广播(DMB-T)网络管理器为基站/发射台产生一个16比特沃尔什码字；

(3)按照PN序列的前同步/后同步大小，重复码字中16比特沃尔什码字的每一个“1”和每一个“0”16次，扩展为一个256位的矢量，每一个“1”和每一个“0”19次，扩展为一个304位的矢量，每一个“1”和每一个“0”24次，扩展为一个384位的矢量；

(4)将要被编码的帧同步序列与第(2)步产生的16比特沃尔什码字逐位进行异或，以建立沃尔什码扩频编码的帧同步序列；所说的前同步和后同步定义为伪随机序列的循环扩展。

按照本发明的地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其进一步的特征在于：前同步可定义为0、24和25个符号，后同步可定义为1、25和104个符号，PN序列有255个符号。所述Fibonacci型线性反馈移位寄存器的特征多项式可定义为x⁸+x⁶+x⁵+x+1。m序列的相位可由初始条件模块确定，即一个初始条件确定一个255比特的m序列。所述16阶沃尔什码可用哈德玛矩阵生成。所述哈德玛矩阵可递推产生的。

本发明上述的帧同步方法采用了直扩方式，但也可以采用其它扩频方式实现TDS-OFDM。实现扩频的基本工作方式有4种：①直接序列扩频(Direct Sequence SpreadSpectrum)工作方式(简称DS方式，直扩式)；②跳变频率(Freguency Hopping)工作方式(简称FH方式)；③跳变时间(Time Hopping)工作方式(简称TH方式)；④线性调频(Chirp Modulation)工作方式(Chirp方式)。

直扩方式是在发端直接用具有高码率的扩频编码去扩展信号的频谱，而在收端用相同的扩频编码进行解扩使扩频信号还原为原始信号。在发送端，要方送的信息D，在模2相加器调制伪随机码发生器产生的扩频序列，再经载波调制器调制载波信号。调制后获得宽带的扩频信号，经宽带放大器放大后发射出去。在接收端，PN码发生器产生的解调扩频码与发送的扩频码进行相关处理，即可获得信息数据D。

本发明的帧同步方法是如何解决多址通信和信号检出的呢？这是扩频通信的两个基本特点：即伪随机编码调制和信号相关处理。伪随机编码调制的核心是产生符合扩频通信需要的伪随机编码(PN码)，以此作为即扩频编码(Spreading Code)。在直扩方式时，扩频编码常用最大长度的线性反馈移位寄存器序列，即m序列，它可由线性反馈移位寄存器产生，m序列的长度决定着扩频的能力。因其产生伪随机编码序列的初态可以设置而产生不同的PN码，故可用不同的初态来决定PN码。而不同的PN码对扩频信号进行相关处理，即可解出与之相同的PN码调制的扩频信号中的基带信号，而滤去了其余的部分。这样就可以实现多址通信，并有极好的抗干扰性。

本发明的帧同步方法采用了上述扩频通信技术，在发端以扩频编码进行扩频调制，在收端以相关解调技术收信，这一过程使得本发明的帧同步方法具有了诸多其它数字地面电视广播***所不具备得优良特性：

(1)抗噪声能力极强(门限信噪比很低)

表示扩频通信特性的一个重要参数是扩频增益G(Spreading Gain)，其定义为扩频前的信号带宽B1与扩频后的信号带宽B2之比。G＝B2/B1扩频通信中，接收端对接收到的信号做扩频解调，只提取扩频编码相关处理后带宽为B1的信号成份，而排除了扩展到宽带B2中的干扰、噪声和其他用户通信的影响，相当于把接收信噪比提高了G倍。考虑到输出端的信噪比和接收***损耗，可以认为实际的扩频增益带来的信噪比的改善为：

M＝G-输出端信噪比

——***损耗公式中的M叫做抗干扰容限。

因此，经过扩频后，可获得巨大的信噪比改善。同时这意味着信号电平可完全被淹没在噪声电平之中，***仍能正常工作，因此可以说只有扩频***才能工作于负信噪比。

因此，和欧洲DVB-T、美国ATSC相比，即使信号已经掩盖在噪声之下，DBM-T也能够提供可靠的同步。

(2)抗干扰能力极强

对伪码扩频***，因在收端对伪码进行相关扩解，只有伪码信号相关后才有很高的峰值输出，而其它任何无用信号，包括瞄准(同频)干扰、工业干扰、宽带干扰以及许多人为干扰，因与伪码不相关，解扩后输出很低。因此，扩频***具有极强的抗干扰能力。

(3)抗衰落能力强

扩频信号占据的频带很宽，但由于某种原因引起衰落时，只会使一小部分频谱衰落，不会使整个信号产生畸变。因此，清华大学DMB-T同步***具有抗频率选择性衰落的能力。

(4)抗多径干扰能力强

由于扩频***中采用的伪码通常具有很好的自相关特性，不同路径传输来的信号很容易被分离开，并可在时间和相位重新对齐，形成几路叠加，可以大幅度地改善***的性能。从而使清华大学DMB-T***对多径干扰可以变害为利，这是任何其它***不易做到的。

(5)可以采用码分多址(CDMA)和正交频分复用OFDM技术实现单频蜂窝网

伪码扩频***，很容易载***分多址方式实现多地址通信。码分多址比频分多址及时分多址能更有效地利用频率资源。同时CDMA组网，不需要严格的网同步，广播基站可以随机入网，随时随地增减广播基站地址。充分利用不同码型的扩频编码之间的相关特性，分配给不同的广播基站不同的扩频编码，就可以区别不同的广播基站的信号。同时，OFDM的一个重要特性就是抗多径干扰能力，不同广播基站的信号可以看作是远端来的一个多径信号。

因此，众多广播基站，只要使用自己的扩频编码，就可以互不干扰地同时使用同一频率通信，从而实现了频率复用，使拥挤的频谱得到充分利用，所以说DMB-T可以构成一个单频蜂窝网络。

附图说明

图1是地面数字多媒体电视广播***信道数据包的结构图。

图2是一个Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)实现方框图。

图3是一个16阶沃尔什码，左边一列示出沃尔什码字的标号。

图4是一个迦罗华形式的LFSR实现方框图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的具体实施例进行详细描述。

基带帧同步信号由一个前同步、一个PN序列和一个后同步构成。前同步可定义为0、24和25个符号，后同步可定义为1、25和104个符号，PN序列有255个符号。对于一个信号帧群中的不同信号帧，有不同的帧同步信号。所以，帧同步能作一个特殊信号帧的帧同步特征而用于识别。前同步和后同步定义为PN序列的循环扩展。

PN序列定义为一个8阶m序列，由一个Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)实现。其特征多项式定义为x⁸+x⁶+x⁵+x+1。LFSR方框图示于图2中。初始条件模块确定所产生的m序列的相位，即一个初始条件确定一个255比特的m序列。

PN序列经“0”到+1值及“1”到-1值的映射变换为非归零的二进制信号。

一个N阶沃尔什码能用哈德玛矩阵生成。一个N阶哈德玛矩阵是递推产生的。

2阶哈德玛矩阵H(2)定义为

0 0

0 1

4阶哈德玛矩阵H(4)定义为

H(4)＝H(2)×H(2)＝

0 0 0 0

0 1 0 1

0 0 1 1

0 1 1 0

对于N＝2^k，N阶哈德玛矩阵H(N)定义为

H(N)＝H(2)×H(N/2)

一个N阶沃尔什码由N阶哈德玛特矩阵的行来定义，即一个沃尔什码字是哈德玛特矩阵的一行。沃尔什码字的标号被定义为码字中由0到1和由1到0转换的次数。

图3示出一个16阶沃尔什码，左边一列示出沃尔什码字的标号。

一个帧同步序列被一个16阶沃尔什码字编码，以实现多基站(发射台)识别。为基站识别而进行的PN序列的沃尔什码编码步骤如下：

(1) 用Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)产生一个8阶的m序列；

(2) 由DMB-T网络管理器为基站(发射台)选择一个16阶沃尔什码字；

(3) 按照PN序列的前同步/后同步大小，重复码字中的每一个“1”和每一个“0”16/19/24次，将16比特的沃尔什码扩展为一个256/304/384位的矢量；

(4) 将要被编码的帧同步序列与第(2)步产生的矢量逐位进行异或(XOR)，以建立沃尔什码扩频编码的帧同步序列。

帧地址结构基于一组移位的m序列，它是伪随机数(PN)序列的一种特殊类型。一个8阶m序列是一个周期为255的周期序列。基于图2中的LFSR的初始状态，可产生255个不同相位的m序列。m序列由其在图2中LFSR的初始状态编号。

用图2中的特征多项式，初始状态由x¹⁶ⁿ编码。

例如，序号0的m序列的初始状态是000000001，它是x^16×0＝1。序号1的m序列的初始状态为11110011，它是x^16×1＝x¹⁶。序号2的m序列的初始状态是11110100，它是x^{16 ×2}＝x³²。序号254的m序列的初始状态是00010110，它是x^16×254＝x²³⁹。这里x为布尔变量。

x的任意次幂能用特征多项式变换到一个状态，图4所示的一个迦罗华形式的LFSR以连续的顺序产生x的各次幂。

一个帧群中的任一信号帧能被其帧同步认定。有255个不同的m序列用作信号帧同步，它们对应用于一个帧群中的255个信号帧。一个超帧的任一帧群被标号，从0到511，并能由帧群头中的DFT块中的参数认定。

一个超帧群的任一超帧从0开始标号，它能由PST(太平洋标准时间)时间或帧体的数据认定。

帧同步m序列被用于信号帧同步。帧群头中的帧同步m序列被用于信号帧群同步。一个超帧的帧群能由其帧群头认定。帧同步信号可用于符号定时恢复。帧同步序列在经过初始捕捉过程后是可预测的。

本发明的方法，不仅可用于地面、卫星、有线、微波和其它传输媒介，也可用于数据广播、互连网、和其它宽带多媒体信息传输及综合数据业务领域。

Claims

1、一种地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其中：帧同步信号由

一个前同步、一个伪随机序列和一个后同步构成；

其特征在于，包括下列步骤：

(1)用费波那契型线性反馈移位寄存器产生一个8阶的最长线性反馈移存器序列；

(2)由地面数字多媒体电视广播网络管理器为基站或发射台产生一个16比特沃尔什码字；

(3)按照伪随机序列的前同步或后同步大小，重复码字中16比特沃尔什码字的每一个“1”和每一个“0”16次，扩展为一个256位的矢量，重复每一个“1”和每一个“0”19次，扩展为一个304位的矢量，重复每一个“1”和每一个“0”24次，扩展为一个384位的矢量；

2、按照权利要求1的地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其特征在于：前同步定义为0、24和25个符号，后同步定义为1、25和104个符号，伪随机序列有255个符号。

3、按照权利要求1的地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其特征在于：所述费波那契型线性反馈移位寄存器的特征多项式定义为x⁸+x⁶+x⁵+x+1。

4、按照权利要求1的地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其特征在于：最长线性反馈移存器序列的相位由初始条件模块确定，一个初始条件确定一个255比特的最长线性反馈移存器序列。

5、按照权利要求1的地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其特征在于：所述16比特沃尔什码用哈德玛矩阵生成。

6、按照权利要求5的地面数字多媒体电视广播***中的帧同步产生方法，其特征在于：所述哈德玛矩阵是递推产生的。