CN1188951C - 比例反馈特播解码器 - Google Patents

比例反馈特播解码器 Download PDF

Info

Publication number
CN1188951C
CN1188951C CNB018072542A CN01807254A CN1188951C CN 1188951 C CN1188951 C CN 1188951C CN B018072542 A CNB018072542 A CN B018072542A CN 01807254 A CN01807254 A CN 01807254A CN 1188951 C CN1188951 C CN 1188951C
Authority
CN
China
Prior art keywords
decoder
feedback
value
difference
frame
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB018072542A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1419743A (zh
Inventor
马尔科·海尼拉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nokia China Investment Co Ltd
Original Assignee
Nokia Oyj
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nokia Oyj filed Critical Nokia Oyj
Publication of CN1419743A publication Critical patent/CN1419743A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1188951C publication Critical patent/CN1188951C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding
    • H03M13/2978—Particular arrangement of the component decoders
    • H03M13/2984—Particular arrangement of the component decoders using less component decoders than component codes, e.g. multiplexed decoders and scheduling thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H03M13/3905—Maximum a posteriori probability [MAP] decoding or approximations thereof based on trellis or lattice decoding, e.g. forward-backward algorithm, log-MAP decoding, max-log-MAP decoding
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/65—Purpose and implementation aspects
    • H03M13/6577—Representation or format of variables, register sizes or word-lengths and quantization
    • H03M13/658—Scaling by multiplication or division

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Detection And Correction Of Errors (AREA)

Abstract

一种迭代特播解码器，其中接收信号的软位反复经受与发射器中的第一编码器相关的第一解码器的解码处理，与发射器中的交织器相关的交织器的交织处理，与发射器中的第二编码器相关的第二解码器的解码处理，以及与发射器中的交织器相关的解交织器的解交织处理。本发明的改进是利用约为0.7-0.8的预定数值对每次解码后的信号进行比例缩放。在约为1.0db的信号Eb/No下，获得约为0.2db的编码增益提高，同时几乎不增加复杂性。在仅仅稍稍降低性能的情况下，解码器可按照最大Log MAP算法，而不是更复杂的Log MAP算法工作。

Description

比例反馈特播解码器
技术领域
本发明涉及通过有噪声信道接收的数字数据传输的特播解码，特别涉及特播(Turbo)解码中比例反馈(scaled feedback)的应用。
背景技术
论文“A Mathematical Theory of Communication”(C.E.Shannon，Bell System Technical Journal，27：349-423，623-656，1948年10月)陈述了“The Noisy Channel Coding Theorem”，该定理认为只要通过信道传送的信息的速率小于信道容量，就存在可在接收器输出提供任意高水平可靠性的误差控制代码。但是，该论文没有给出实现任意高水平可靠性的任何实际编码方法。
代码的效用通常借助编码增益表述；即，在编码***中实现指定BER(误码率)所需的Eb/No(单个二进制位的能量和噪声的比值，信噪比)和在不利用编码的情况下，获得相同BER所需的Eb/No之间的差值。
编码增益方面的改进进展缓慢。早期的因素是于五十年代前期Golay代码的引入，之后是八十年代中Reed-Solomon代码和Viterbi代码的一些经NASA授意的应用。这些实现中的一部分需要非常复杂的硬件，并且在Shannon的论文出版45年之后，最先进的误差控制***的性能和理论极限(即Shannon极限)之间仍存在约2db的差距。在论文“Near-Shannon -Limit Error-Correcting Coding andDecoding：Turbo Codes”(C.Berrou，A.Glavieux，和P.Thitmajshima，Proceeding of the 1993 International Conference on Communication，page 1064-1070，1993)中给出了一种新的编码方法。(一般参见TurboCoding，Heegard and Wicker，Kluwer Academic Publishers，Norwell，Massachusetts，1999，ISBN 0-7923-8378-8)。
虽然特播码在编码增益方面获得显著进步，不过仍然需要额外的进展，更进一步地缩小与Shannon极限的差距。例如在空间通信中，发射器功率固有受到局限。在陆地无线通信中，可用服务的类型及对这些服务的需要的急剧增加正在使带宽变得越来越缺乏。据估计在外层空间中，1db的编码增益价值8千万美元的太空船设备费用(Turbo Coding的第5页)。
发明内容
和现有技术的特播解码器相比，本发明的特播解码器提高了编码增益。
本发明是现有技术的迭代特播解码器的改进。在现有的特播解码器中，特播编码信号反复经受第一解码器中的解码处理，交织，第二解码器中的解码和解交织。本发明的改进是用预定的数值按比例缩放各个解码步骤后的信号。发现约为0.7-0.8的预定数值可提高编码增益。
本发明提供一种对特播编码的帧进行迭代解码的方法，所述方法包括下述步骤：a.由一个电路把第一反馈值设置为0；b.在根据位于信号发射器的第一编码器确定的第一解码器中译解帧的X和Y1单元及第一反馈值；c.在算术运算器中计算第一解码器的输出和第一反馈值与帧的X单元之和之间的第一差值；d.在乘法器中按照预定的数值比例缩放第一差值；e.在根据位于发射器的交织器确定的交织器中交织按比例缩放的第一差值，从而产生第二反馈值；f.在根据位于发射器的第二编码器确定的第二解码器中译解帧的X和Y2单元及第二反馈值；g.在算术运算器中计算第二解码器的输出和第二反馈值与帧的Y单元之和之间的第二差值；h.在乘法器中按照预定的数值比例缩放第二差值；i.在根据位于发射器的交织器确定的解交织器中对第二解码器的输出解交织，从而产生第一反馈值；j.响应反馈装置的启动，重复步骤b-i预定次数；和k.在重复步骤b-i预定次数之后，从输出电路输出来自于第二解码器的解码帧数据。
本发明还提供一种译解特播编码帧的单元的特播解码器，包括：把第一反馈值设置为0的电路；根据位于信号发射器的第一编码器，被安排成译解帧的X和Y1单元及第一反馈值的第一解码器；被安排为计算第一解码器的输出和第一反馈值与帧的X单元之和之间的第一差值的算术运算器；被安排为按照预定的数值比例缩放第一差值的乘法器；根据位于发射器的交织器，被安排成对比例缩放的第一差值进行交织，从而产生第二反馈值的交织器；根据位于发射器的第二编码器，被安排成译解帧的X和Y2单元及第二反馈值的第二解码器；计算第二解码器的输出和第二反馈值与帧的X单元之和之间的第二差值的算术运算器；按照预定的数值比例缩放第二差值的乘法器；根据位于发射器的交织器，被安排成对比例缩放的第二差值解交织，从而产生第一反馈值的解交织器；通过把第一反馈值回送给第一解码器启动下一迭代的反馈电路；和在预定次数的迭代之后，输出来自第二解码器的解码帧数据的输出电路。
结合附图，根据下述详细说明，本发明的其它目的和优点将变得显而易见。但是要明白附图只是用于进行举例说明本发明，而不是对本发明范围的限制，本发明的范围应由附加的权利要求限定。另外要明白除非另有说明，否则附图不必按比例绘制，附图仅仅是对这里说明的结构和程序进行概念性举例说明。
附图说明
附图中，相同的附图标记表示相同的部件：
图1是发射站中使用的现有特播编码器的方框图；
图2图解说明将用于对应接收站中的现有快速解码器的形式；
图3是符合图2中给出形式的现有管道快速解码器的高级方框图；
图4是表示包含图3的现有管道解码器的一个解码器级的细节的方框图；
图5是符合图2中给出形式的现有单处理器解码器的方框图；
图6图解说明图2中所示的并且体现本发明的快速解码器的形式；
图7是如图4中所示的，但是体现本发明的解码器级的方框图；
图8是如图5所示的，但是体现本发明的单处理器解码器的方框图；
图9是根据本发明关于几个比例因子的帧错误率(FER)和解码迭代次数的曲线图；
图10是根据本发明关于几个比例因子的FER和Eb/No的曲线图。
具体实施方式
在恶劣条件下进行的通信中，例如在发射器固有局限于低功率，并且必须越过很远的距离，同时在接收信号的同时很可能一同接收噪声的条件下发射的空间通信中，通常必须从可能只比噪声高几分之一分贝的信号中抽取信息。研究出了降低错误率的各种手段，包括特播编码。
图1是本领域中已知的用于对将通过空中链路传送的数据流d编码的特播编码器的方框图。数据流d由组成编码器101A编码，产生编码流Y1。数据流d还被交织器102交织，随后由组成编码器101B编码，产生编码流Y2。在传送输出中多路复用的是数据流X(数据流d的馈通(feedthrough))、Y1和Y2。由于在空中链路上传送三个数据流以表示数据流d，因此认为图1的结构的代码比R＝1/3。
虽然理论上能够获得任意指定特播编码器的最佳解码器，但是结果会是极其昂贵并且计算效率低的***。于是在实际的***中，一般采用迭代解码。特播解码通常是广义Viterbi算法的迭代应用，以便连续地产生传送数据的改进检测。图1中所示的双编码器结构提出以两种解码算法之间的软解码信息的迭代传送为基础的解码策略。
图2中给出了适宜的特播解码器的形式。图2中的各个解码器和图1中的编码器之一相关，并且通过连续计算，两个解码器在传送数据的检测方面达成一致。根据位于发射器的编码器101A(图1)的特性确定第一解码器111A的特性。根据位于发射器的编码器101B的特性确定第二解码器111B的特性。根据位于发射器的交织器102的特性确定交织器112A和解交织器112B的特性。
图2中未示出的接收器部分通过空中链路接收X、Y1和Y2流。如同本领域已知的那样，接收器接收传送的硬位(hard bit)和噪声的组合，并通过对接收的数据流采样，接收器实际上接收“软位(soft bit)”。硬极性位限于分别对应于为0和1的二进制数据位的数值1或-1。对应的软位是分别表示硬位为1或-1的相对概率的数字。例如，软位可以是一个6二进制位数字。带符号的6二进制位数字可表示从-32到31的数值；-32可代表对应的硬位的值为-1的最高概率，而31可代表对应的硬位的值为1的最高概率。
X、Y1和Y2软位的各帧被输入图2的特播解码器，并被重复若干次。预定的数字n可被用作极限值。如果发现迭代中数据不发生变化，则可在小于n的多次迭代之后停止迭代。在每次迭代中，根据位于发射器的编码器101A(图1)确定的第一解码器111A处理软位流。软位流随后由根据图1的交织器102确定的交织器112A交织，随后再由根据图1的编码器101B确定的解码器111B解码。在准备下一次迭代的过程中，所述软位流由同样根据位于发射器的交织器102(图1)确定的解交织器112B解交织。
由于位于发射器的特播解码器的输出X是原始数据流d的馈通，因此从第二解码器111B输出的X软位反映数据流d。在进行预定次数的迭代之后，从解码器111B获得X软位，并将其用作发射数据流d的接收数据流d。
可利用实现所有计算的单处理器，或者可利用允许数据流经一系列离散计算引擎的管道式(pipelined)结构实现遵守图2中给出形式的迭代解码。每种类型都存在大量的可能实施例；下面分别给出一个例证实施例。
图3是包括管道型解码结构的接收器的各个部分的高级方框图。信号被迭代解码，同时每次迭代降低错误率。接收器前端200从空中链路接收流X、Y1和Y2(如同在依据图1中所示结构的发射器处产生的那样)，并被输入图3的迭代解码器中，图3的迭代解码器被描绘成包含任意数目i的解码器级210。每个解码器级210完成按照图2中给定形式规定的n次迭代的一次迭代。
来自接收器前端200的对应于X、Y1和Y2的软位被输入第一解码器级210，并被标记为X0、Y10和Y20。各个解码器级210还具有反馈输入f，第一级的反馈输入被标记为f0，并被强制为值0。
各个解码器级210具有X、Y1、Y2和f输出；各个解码器级210还具有一个根据X确定的d输出，所述d输出被认为是将要检测的数据流d的解码值。(如果X软位为正，则d被认为为+1；如果为负，则认为d为-1。)对于第i级之前的所有各级来说，X、Y1、Y2和f输出被输入下一级，而d输出不被使用。在第i级，d输出被用于输出数据流，而X、Y1、Y2和f输出不被使用。
图4是本领域已知的解码器级210的可能实现的方框图。各种延迟(314、320、322、344、346、350、352)是和二进制位流保持恰当的计时关系所必需的，所述二进制位流又包括通过解码器级210的软位流。软输出解码器318对应于图2的第一解码器111A。交织器326和328以及加法器342整体对应于图2的交织器112A。延迟316引入和软解码器318相同量的延迟，从而加法器324计算解码器318的输入和输出之间的差值，在被交织器328交织之后，所述差值被添加到输入软输出解码器348的X信号中，以便在该点提供反馈信号。软输出解码器348对应于图2的第二解码器111B。解交织器358和360以及下一解码器级210的加法器312一起对应于图2的解交织器112b。延迟346的作用类似于延迟316；加法器354的作用类似于加法器324。如同本领域已知的那样，解码器318和348按照Log最大后验(Log MAP)算法工作(一般参见“An Intuitive Justification and a SimplifiedImplementation of the MAP Decoder for Convolutional Codes”，Andrew J.Viterbi，IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，Vol.16，No.2，1998年2月)。
图5是单处理器型特播解码器的可能实施例的方框图。源于接收的硬位流X、Y1和Y2的软位流被输入RAM 412、414、416。延迟432和438在构成位流的位之间保持计时关系。反复使用软输出解码器422，在每次使用之后把软输出解码器422的中间结果保存在随机存取存储器(RAM)420中。RAM 420可具有根据用于保存的一系列恰当的写入地址输入和用于读出的一系列不同的恰当读取地址输入，交织和解交织其内容的作用。在软件或固件(未示出)的控制下提供所述一系列写入地址输入和一系列读取地址输入。同样在软件或固件的控制下，多路复用器430从位索引输入或RAM 418选择恰当的地址，并且多路复用器436从RAM 414和416之一选择数据，以便控制解码器422和交织器RAM 420在前半次迭代中起图2的解码器111A和交织器112A的作用，在后半次迭代中起图2的解码器111B和解交织器112B的作用。延迟438引入和解码器422相同的延迟，从而加法器计算解码器422的输入和输出之间的差值，所述差值通过交织器RAM被反馈。本领域已知，解码器422按照Log MAP算法工作。
依靠把中间结果保存在RAM中，并且在软件或固件的控制下，通过反复使用同一软件实现连续迭代，单处理器型特播解码器需要的硬件少于管道型特播解码器。例如，在图4的管道型实施例需要两个软解码器(318和348)乘迭代次数的情况下，图5的单处理器实施例只需要一个软解码器(422)，与执行的迭代的次数无关。从而图5的单处理器实施例更适合于并入专用集成电路(ASIC)中。
图6描绘体现根据发明的比例反馈的特播解码器的形式。通过在特播解码器中按比例对反馈进行缩放，提高了编码增益。图6中所示和图2的对应现有技术的差别在于添加了乘法器610和620，所述乘法器依据比例因子S(在两个乘法器上S的值相同)按比例缩放解码器输出端的各个软位数字。利用小于1的S值获得积极的结果。利用约为0.7-0.8的S值获得了最佳结果。
按比例缩放的是数字软位，所述软位根据其极性代表对应的硬位为-1或+1的相对概率。按比例缩放软位的值并不排除下一次迭代对其重新调整的可能性。从而在数值上按比例缩小软位(如同本发明中教导的那样)并不强制其趋于0；在数值上按比例增大软位不会迫使其到达溢出条件。
图7对应于图4的管道型解码器实施例，不过经本发明改进。引入乘法器710和720，以便按比例因子对反馈信号(加法器324和354的输出)进行比例缩放。另外，本发明还能够利用采用更简单的最大LogMAP算法的解码器718和748替换解码器318和348(如上所述，解码器318和348采用Log MAP算法)。在不存在本发明的情况下，如果使用最大Log MAP算法代替Log MAP算法，性能会下降；以db标度来说，本发明的比例缩放使这种性能下降减少了约2/3。由于执行比例缩放的乘法器的添加只会使复杂性稍微增大，因此本发明整体及其对更简单的最大Log MAP算法的应用使得能够在细微改变性能的情况下，显著降低复杂性。发射器的编码器101A和102A中使用的约束长度K对通过利用更简单的最大Log MAP算法带来的性能差异有影响。结合本发明，使用等于4的约束长度K可获得良好的结果。
类似地，图8对应于经本发明改进的图5的单处理器解码器实施例。引入乘法器810，以便按比例因子对反馈信号(加法器440的输出)进行比例缩放。现在可用采用更简单的最大Log MAP算法的解码器822代替解码器422(采用Log MAP算法)。如前所述，解码器822交替地起图6的第一解码器111A和第二解码器111B的作用。因此，乘法器810交替地起图6的乘法器610和620的作用。
图9是在几个不同的比例因子，并且假定信号具有加性白高斯噪声(AWGN)、1.0 db的Eb/No、1024位的帧大小，编码约束长度K＝4并且传输10000帧的情况下，利用本发明的特播解码器的误帧率与解码迭代次数的模拟结果的曲线图。最好降低误帧率，以指示传输中错误更少。使用的比例因子为1.0、0.8、0.7和0.6。(1.0的比例因子等同于不使用本发明教导的比例反馈)。图9表示在比例因子为1.0(即不使用本发明的比例反馈)的情况下，可在14次特播解码迭代后获得0.01的FER(意味着接收的100帧中有一帧存在错误)，在比例因子为0.6的情况下，在7次迭代后得到0.01的FER，在比例因子为0.7或0.8的情况下，在6次迭代后得到0.01的FER。从而，本发明把获得特定FER的迭代次数从14减少到6。如果使用单处理器特播解码器，则这样能够显示提高速度，如果使用管道型特播解码器，则这样能够显著提高速度并显著减少硬件。
图10是在几个不同的比例因子，并且假定信号具有AWGN、迭代解码5次、1024位的帧大小，编码约束长度K＝4并且传输10000帧的情况下，利用本发明的FER与Eb/No的模拟结果的曲线图。图10指出要获得0.01的FER，在1.0的比例因子(即不使用本发明教导的比例反馈)的情况下，需要约1.25db的Eb/No，在0.6的比例因子的情况下，需要约1.13db的Eb/No，在0.7或0.8的比例因子的情况下，需要约1.05db的Eb/No。从而，在比例因子为0.7或0.8的情况下，本发明实现的编码增益为1.25db-1.05db，或者0.2db。
从而，和使用更复杂的Log MAP算法的解码器相比，在不严重降低代码增益的情况下，本发明通过使用采用最大Log MAP算法的特播解码器，降低了电路复杂性。
从而，虽然已显示、描述和指出了当应用于其优选实施例时，本发明的基本新特征，不过要明白在不脱离本发明的精神的情况下，本领域的技术人员能够就举例说明的装置及它们的操作做出各种省略、替换和改变。例如，按照基本相同的方式执行基本相同的功能，获得相同结果的部件和/或方法步骤的所有组合在本发明的范围内。此外，应认识到结合本发明的公开形式或实施例表示和/或描述的结构和/或部件和/或方法步骤可作为设计选择的一般内容包含在其它任意公开或描述或建议的形式或实施例中。于是，本发明的范围只由附加权利要求限定。

Claims (8)

1、一种对特播编码的帧进行迭代解码的方法，所述方法包括下述步骤：
a.由一个电路把第一反馈值设置为0；
b.在根据位于信号发射器的第一编码器确定的第一解码器中译解帧的X和Y1单元及第一反馈值；
c.在算术运算器中计算第一解码器的输出和第一反馈值与帧的X单元之和之间的第一差值；
d.在乘法器中按照预定的数值比例缩放第一差值；
e.在根据位于发射器的交织器确定的交织器中交织按比例缩放的第一差值，从而产生第二反馈值；
f.在根据位于发射器的第二编码器确定的第二解码器中译解帧的X和Y2单元及第二反馈值；
g.在算术运算器中计算第二解码器的输出和第二反馈值与帧的Y单元之和之间的第二差值；
h.在乘法器中按照预定的数值比例缩放第二差值；
i.在根据位于发射器的交织器确定的解交织器中对第二解码器的输出解交织，从而产生第一反馈值；
j.响应反馈装置的启动，重复步骤b-i预定次数；和
k.在重复步骤b-i预定次数之后，从输出电路输出来自于第二解码器的解码帧数据。
2、按照权利要求1所述的方法，其中预定的数值小于1。
3、按照权利要求1所述的方法，其中预定的数值为0.65-0.85。
4、按照权利要求1所述的方法，其中第一解码器和第二解码器按照最大Log MAP算法工作。
5、一种译解特播编码帧的单元的特播解码器，包括：
把第一反馈值设置为0的电路；
根据位于信号发射器的第一编码器，被安排成译解帧的X和Y1单元及第一反馈值的第一解码器；
被安排为计算第一解码器的输出和第一反馈值与帧的X单元之和之间的第一差值的算术运算器；
被安排为按照预定的数值比例缩放第一差值的乘法器；
根据位于发射器的交织器，被安排成对比例缩放的第一差值进行交织，从而产生第二反馈值的交织器；
根据位于发射器的第二编码器，被安排成译解帧的X和Y2单元及第二反馈值的第二解码器；
计算第二解码器的输出和第二反馈值与帧的X单元之和之间的第二差值的算术运算器；
按照预定的数值比例缩放第二差值的乘法器；
根据位于发射器的交织器，被安排成对比例缩放的第二差值解交织，从而产生第一反馈值的解交织器；
通过把第一反馈值回送给第一解码器启动下一迭代的反馈电路；和
在预定次数的迭代之后，输出来自第二解码器的解码帧数据的输出电路。
6、按照权利要求5所述的特播解码器，其中预定的数值小于1。
7、按照权利要求5所述的特播解码器，其中预定的数值为0.65-0.85。
8、按照权利要求5所述的特播解码器，其中第一解码器和第二解码器按照最大Log MAP算法工作。
CNB018072542A 2000-05-05 2001-02-23 比例反馈特播解码器 Expired - Fee Related CN1188951C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/565,502 US6732327B1 (en) 2000-05-05 2000-05-05 Scaled-feedback turbo decoder
US09/565,502 2000-05-05

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1419743A CN1419743A (zh) 2003-05-21
CN1188951C true CN1188951C (zh) 2005-02-09

Family

ID=24258900

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB018072542A Expired - Fee Related CN1188951C (zh) 2000-05-05 2001-02-23 比例反馈特播解码器

Country Status (9)

Country Link
US (1) US6732327B1 (zh)
EP (1) EP1279233A1 (zh)
JP (1) JP3674851B2 (zh)
KR (1) KR20030005321A (zh)
CN (1) CN1188951C (zh)
AU (1) AU4095101A (zh)
BR (1) BR0108983A (zh)
CA (1) CA2405668C (zh)
WO (1) WO2001086822A1 (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10012874A1 (de) * 2000-03-16 2001-09-27 Infineon Technologies Ag Turbo-Decodierer und Turbo-Decodierverfahren
US6662331B1 (en) * 2000-10-27 2003-12-09 Qualcomm Inc. Space-efficient turbo decoder
KR100762612B1 (ko) * 2001-12-07 2007-10-01 삼성전자주식회사 터보 복호화 장치에서 인터리버와 디인터리버간 메모리공유 장치 및 방법
JP2004080508A (ja) * 2002-08-20 2004-03-11 Nec Electronics Corp 誤り訂正符号の復号方法、そのプログラム及びその装置
US7237181B2 (en) * 2003-12-22 2007-06-26 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for reducing error floors in message passing decoders
JP2006115145A (ja) * 2004-10-14 2006-04-27 Nec Electronics Corp 復号装置及び復号方法
JP2008522528A (ja) * 2004-12-02 2008-06-26 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ データ・ブロック冗長バージョン復号用ステーク継承ターボ復号器
CN100369403C (zh) * 2006-02-20 2008-02-13 东南大学 无线通信***迭代检测译码接收的并行实现方法
US8234537B2 (en) * 2006-03-31 2012-07-31 Intel Corporation Layered decoder and method for performing layered decoding
US8069397B2 (en) * 2006-07-10 2011-11-29 Broadcom Corporation Use of ECC with iterative decoding for iterative and non-iterative decoding in a read channel for a disk drive
US8850294B1 (en) 2007-04-09 2014-09-30 Samsung Electronics Co., Ltd. Decoding apparatus for digital communications and method for using the same
US7917830B2 (en) * 2007-09-28 2011-03-29 Via Technologies, Inc. Turbo decoder and iteration stopping method thereof
US20120147942A1 (en) * 2010-12-10 2012-06-14 Futurewei Technologies, Inc. System and Method for Signaling and Detecting in Wireless Communications Systems
CN102957438B (zh) * 2011-08-25 2016-01-06 富士通株式会社 一种Turbo译码器和译码方法
TWI569584B (zh) * 2015-07-17 2017-02-01 晨星半導體股份有限公司 採用動態調整因子的解碼方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2675968B1 (fr) 1991-04-23 1994-02-04 France Telecom Procede de decodage d'un code convolutif a maximum de vraisemblance et ponderation des decisions, et decodeur correspondant.
FR2675971B1 (fr) 1991-04-23 1993-08-06 France Telecom Procede de codage correcteur d'erreurs a au moins deux codages convolutifs systematiques en parallele, procede de decodage iteratif, module de decodage et decodeur correspondants.
FR2712760B1 (fr) 1993-11-19 1996-01-26 France Telecom Procédé pour transmettre des bits d'information en appliquant des codes en blocs concaténés.
US5907582A (en) * 1997-08-11 1999-05-25 Orbital Sciences Corporation System for turbo-coded satellite digital audio broadcasting
EP0897224A3 (en) 1997-08-14 2002-12-11 Her Majesty The Queen In Right Of Canada as represented by the Minister of Industry Method of enhanced max-log-a posteriori probability processing
US6460161B1 (en) 1998-06-01 2002-10-01 Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry Through The Communications Research Centre Processing of state histories in Viterbi decoding
US5978365A (en) * 1998-07-07 1999-11-02 Orbital Sciences Corporation Communications system handoff operation combining turbo coding and soft handoff techniques
US6304996B1 (en) * 1999-03-08 2001-10-16 General Electric Company High-speed turbo decoder

Also Published As

Publication number Publication date
CN1419743A (zh) 2003-05-21
EP1279233A1 (en) 2003-01-29
CA2405668A1 (en) 2001-11-15
JP3674851B2 (ja) 2005-07-27
AU4095101A (en) 2001-11-20
KR20030005321A (ko) 2003-01-17
US6732327B1 (en) 2004-05-04
WO2001086822A1 (en) 2001-11-15
JP2003533121A (ja) 2003-11-05
CA2405668C (en) 2006-05-16
BR0108983A (pt) 2002-12-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1188951C (zh) 比例反馈特播解码器
US6829313B1 (en) Sliding window turbo decoder
CN1203616C (zh) 带有判决反馈均衡的turbo解码器
EP1221772B1 (en) Pre-decoder for a turbo decoder, for recovering punctured parity symbols, and a method for recovering a turbo code
AU759044B2 (en) Partitioned deinterleaver memory for map decoder
CN1154236C (zh) 纠错编码型的数字传输方法
CN1275278A (zh) 利用不带有交织的并行编码的通信***和方法
JP2002532938A (ja) 通信システムで直列鎖相構造を有する符号化及び復号化装置
JP3926101B2 (ja) 通信システムでの反復デコーダに対する量子化方法
CN109787641B (zh) staircase码的解码方法、装置及存储介质
CA2340366C (en) Memory architecture for map decoder
CN1337095A (zh) 译卷积码的方法和设备
JP4786108B2 (ja) 誤り訂正符号化型デジタル伝送方法
US6757859B1 (en) Parallel turbo trellis-coded modulation
JP2001285261A (ja) エラー訂正符号化型ディジタル伝送方法
US7634703B2 (en) Linear approximation of the max* operation for log-map decoding
US20040111659A1 (en) Turbo decoder using parallel processing
EP1094612A1 (en) SOVA Turbo decoder with decreased normalisation complexity
CN1145266C (zh) 特博码解码方法及其解码器
CN100505600C (zh) 一种实现缩短Turbo译码器关键路径的方法
CN112290958B (zh) 低错误平层的Turbo码译码方法
GB2361852A (en) Turbo coded trellis code modulation
CN1135005C (zh) 级联卷积码解码的外赋信息处理方法
KR100267370B1 (ko) 길쌈 부호를 위한 낮은 복잡도를 가지는 오증 검색 에러 추정 복호기
KR20080035404A (ko) 블록 부호를 사용하는 통신 시스템에서 신호 송수신 장치및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: NOKIA (CHINA) INVESTMENT CO.,LTD.

Free format text: FORMER OWNER: NOKIA NETWORKS OY

Effective date: 20080718

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20080718

Address after: No. 5 East Ring Road, Beijing economic and Technological Development Zone, China

Patentee after: Nokia (China) Investment Co., Ltd.

Address before: Espoo, Finland

Patentee before: Nokia Oyj

C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20050209

Termination date: 20100223