JP3926101B2

JP3926101B2 - 通信システムでの反復デコーダに対する量子化方法

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Publication number: JP3926101B2
Application number: JP2000592949A
Authority: JP
Inventors: ミン−ゴー・キム; ベオン−ジョ・キム; ヨン−ホワン・リー
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1998-12-31
Filing date: 1999-12-28
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2019-12-28
Also published as: CA2354463A1; RU2214679C2; KR100326157B1; AU1895000A; CN1161884C; WO2000041314A1; KR20000046040A; JP2002534893A; DE69941014D1; EP1147611A1; BR9916640A; CA2354463C; US6876709B1; AU755851B2; CN1332906A; EP1147611B1; EP1147611A4

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信システムの受信機に関し、特に、受信信号に対する量子化装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
実際にチャネルデコーダを具現する時、ビット数、電力及びプロセスディレー(Process Delay)などのシステム資源(System Resource)が制限されるのが一般的である。特に、ある特定の信号がデコーダ内で処理される時、前記信号は限定されたビット数で表現されるべきである。即ち、デコーダの入力信号は量子化(Quantization)されなければならない。このように信号を量子化する場合に信号の分解能(Resolution)又は精度(Precision)を考慮しなければならない。なぜなら、信号の分解能などはデコーダの全体性能に大きな影響を及ぼすためである。従って、デコーダの入力端及びデコーダ内での信号表現を行う上で正確なビットの数(Quantization Bit：以下、ＱＢと称する)の選択のような量子化方法は重要な課題となる。
【０００３】
無線通信システム(例えば、衛星システム、ＷＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ−２０００)において送信側(transmitter)は信頼できるデータ伝送のために誤り訂正符号(Forward Error Correction)を使用することができる。また、受信側では伝送されたデータに対するデコーディングが行われ、この時、前記受信側は前記伝送されたデータについて反復デコーディング(Iterative Decoding)方式を使用することができる。該反復デコーディング方式は、デコーダの出力成分を次のデコーディングのための入力として再び用いる点にその特徴がある。従って、前記反復デコーダの出力はハイ(High)、ロー(Low)信号(例えば、＋１，−１)のように硬判定(Hard Decision)された信号でなく、ソフトな信号値(例えば、０.７６８４、−０.６４３２…)を有しなければならない。また、反復デコーダは少なくとも二つ以上のデコーダから構成される。また、各デコーダ間のインタリーバはデコーダの出力ビット列の順序を変える。そして、デコーディングされた信号の成分が出力端にフィードバックされる時、反復デコーダに備えられるデインタリーバはインタリービングされた信号の各ビットを元の位置に再配置する。
【０００４】
図１は従来の音声信号伝送に対するビタビデコーダ(Viterbi Decoder)の量子化方法を説明するためのグラフである。
前記図１のグラフにおいて、横軸は受信信号のレベルを意味し、縦軸は確率密度関数(Probability Density Function：ＰＤＦ)を意味する。この時、前記受信信号の伝送チャネルを付加白色ガウス雑音(Additive White Gaussian Noise：ＡＷＧＮ)チャネルと仮定する。また、受信及び復調された信号をＰＤＦについて一定間隔に量子化する。かかる一定間隔の量子化方法は、具現の容易さと良好な復号性能のために広く使用されている。また、前記図１に示すように、与えられたＱＢは４であり、これから得られる量子化レベル(Quantization Level：以下、ＱＬと称する)は、送信側から伝送した信号レベル(＋Ａ〜−Ａ)間の区間を表現するのに用いられる。例えば、送信側から伝送された信号は伝送チャネル上における雑音によって前記＋Ａ以上及び−Ａ以下の値を有し得るが、前記＋Ａ以上及び−Ａ以下の信号は全てＱＭＡＸ(Maximum Quantization Level)又はＱＭＩＮ(Minimum Quantization Level)にマッピングされてしまう。
【０００５】
しかしながら、ビタビデコーダは、基本的に非反復デコーディング方式(Non-Iterative Decoding Scheme)を使用するためその出力値は硬判定された値になり、デコーダ出力成分が再び復号動作に使用されない。従って、ビタビデコーダは前記量子化方法による信号を入力して十分に信頼性あるデコーディング動作が行える。実際に、ＱＢを４にセットする時(ＱＬ＝１６)、前記ビタビデコーダと無限大レベルデコーディング間の性能には０.２ｄＢの差しかない。
【０００６】
一方、反復デコーディング方式を用いるデコーダにおいて、デコーダの入／出力はＳＩＳＯ(Soft-Input／Soft-Output)に基づいている。従って、反復デコーディング方式を使用するデコーダの入力信号は両極性(Polarity)の他に信頼度も考慮されるべきである。即ち、ＳＩＳＯ反復デコーダからフィードバックされる出力信号は、硬判定されたハイ又はローレベルの信号でなく、ソフトな信号になるべきである。しかし、前記図１で上述した従来の量子化方法においてアナログ信号がデジタル値に変換される時に既に送信信号のレベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下の信号は切断(truncation)される。このため、従来の量子化方法では反復デコーダの深刻な性能劣化が生ずる恐れがあった。従って、反復デコーダに入力される送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下の信号についても相異なるレベルを割り当てることによって、即ち量子化区間(Quantization Range)を送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張することによって、反復デコーダ入力信号に対する信頼性を差別化しなければならない。
【０００７】
また、前記図１の従来の量子化方法のように受信信号の表現レベルが割り当てられると、量子化区間の拡張によって生ずる不十分な量子化レゾリューション(Quantization Resolution)のため反復デコーダの性能が劣化してしまう恐れもある。従って、最適のＱＢを求めなければならない。
特に、受信側でＢＰＳＫ(Bi-Phase Shift Keying)又はＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)などで復調されたターボデコーダの入力端の信号は大抵アナログ信号であるが、ターボデコーダを実ＶＬＳＩで具現する場合、そのアナログ信号を量子化するためのパラメータの基準が提示されなければならない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、通信システムにおいて反復デコーダの量子化区間を入力信号の送信レベル以上及び以下に拡張する方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ターボデコーダに対する量子化方法において、任意の量子化ビット数における最適の量子化区間を求める方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、通信システムで実験的に与えられた量子化ビットからターボデコーダに対する最適の量子化区間を求める方法を提供することにある。
【０００９】
本発明のさらに他の目的は、反復デコーダの符号率が１／４以上の時、反復デコーダの入力信号の量子化ビット数と各コンポーネントデコーダのメートル計算(Metric Computation)を考慮した前記各デコーダの信号表現ビットの数を設定する方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、通信システムにおいて、ターボデコーダに対する最適の量子化パラメータを求める方法を提供することにある。
【００１０】
本発明のさらに他の目的は、ターボデコーダを実ＶＬＳＩで具現する場合、ターボデコーダの入力端のアナログ信号を量子化するためのパラメータの基準を提示する方法を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、本発明は、通信システムで反復デコーダに対する量子化方法を提供する。この量子化方法は、送信器からの送信信号レベルの２ⁿ(ｎは正の整数)倍の範囲で受信信号のレベルを予め設定された区間に等分する過程と、前記等分された各区間で受信される信号のレベルを量子化する過程と、を含むことを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に従う好適な実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を共通使用するものとする。
そして、以下の説明では、具体的な特定事項が示しているが、これに限られることなく本発明を実施できることは、当技術分野で通常の知識を有する者には自明である。また、関連する周知技術については適宜説明を省略するものとする。
【００１３】
図２は、本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法を説明するためのグラフである。
前記図２のグラフにおいて、横軸は受信信号のレベルを意味し、縦軸はＰＤＦを意味する。この時、前記受信信号の伝送チャネルをＡＷＧＮチャネルと仮定する。そして、図２に示すように、使用されたＱＢは前記図１と同様に４であり、これから得られるＱＬ、即ち本発明の実施形態によって量子化区間は送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張されたことが判る。従って、本発明の実施形態による量子化方法では、反復デコーダに入力される送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下の信号についても相異なるレベルを割り当てるようになる。即ち、量子化区間を送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張して反復デコーダ入力信号に対する信頼性を差別化し得る。
【００１４】
この時、前記図１の従来の量子化方法と同様に、受信信号を１６レベルで表現する場合(ＱＢ＝４)は、量子化区間の拡張によって発生する不十分な量子化レゾリューション(ＱＳ＝１／Δ)のために反復デコーダの性能が劣化してしまう恐れがある。従って、最適のＱＢを求めなければならない。また、反復デコーダに備えられる各コンポーネントデコーダの内部メートル計算によるダイナミックレンジ(Dynamic Range)の増加を考慮しなければならない。その結果、各コンポーネントデコーダの内部で信号を処理するためのビット数は反復デコーダ入力量子化ビット数より所定ビット大きくなるべきである。
【００１５】
かかる観点からターボデコーダに対する最適の量子化区間及び量子化ビット数を求める具体的な方法は後述される。
図３は、本発明の実施形態による量子化器が入力信号を量子化して反復デコーダに出力する関係を示すブロック図である。
図３を参照すれば、第１入力信号、第２入力信号及び第３入力信号は受信側(図示せず)の復調部(図示せず)から出力されたアナログ信号になり得る。そして、第１入力信号は元のデータ値の順序を有するシステマティック部(systematic part)Ｘ_Kになり得る。また、第２入力信号及び第３入力信号は、各々パリティ部(parity part)Ｙ_1K及びＹ_2Kになり得る。即ち、前記第２入力信号及び第３入力信号は送信側で誤り訂正のために元のデータ値に予め加えられた値(redundant value)になる。また、第２入力信号及び第３入力信号は前記送信側でターボ符号化及びデインタリーブされた信号になり得る。
【００１６】
量子化器３１０は、Ｘ_K、Ｙ_1K及びＹ_2Kを受けて本発明の実施形態による量子化動作を行い、量子化したＸ'_K、Ｙ'_1K及びＹ'_2Kを反復デコーダ３２０に出力する。この時、量子化器３１０は本発明に従って量子化区間を送信レベル以上及び以下に拡張する。
【００１７】
反復デコーダ３２０はターボデコーダから構成することもできる。反復デコーダ３２０に備えられる各コンポーネントデコーダは、様々な方式で入力信号についてデコーディング動作を行うことができる。これら方式には、代表的にＭＡＰ(Maximum Aposteriori Probability)アルゴリズムとＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)がある。ＳＯＶＡを使用する場合、ブランチメートル計算(branch metric computation)によって増加されるデコーダ内のダイナミックレンジを考慮しなければならなく、従って、所定のビットがさらに必要とされる。これと同様に、ＭＡＰアルゴリズムを使用する場合も、内部ブランチメートル計算が符号率によって決定されるため、所定のビットがさらに必要とされる。本発明の実施形態による量子化器３１０は前記２方式のデコーダのいずれにも適用可能である。通常、前記両方式において同一の符号化パラメータが使用される。一方、反復デコーダ入力信号に対する量子化器３１０の表現ビット数、即ちＱＢをＮビットと仮定すれば、デコーダ内ではｎ＋ｍ(ｍ≧０)のビットプレシジョン(precision)で入力信号を処理すべきである。一般にｍビット数はコンポーネントデコーダの符号化率によって可変される。
【００１８】
図４は、本発明の実施形態による符号率が１／３である反復デコーダの構造を示す図である。
図３及び図４を参照すれば、第１デコーダ４２０及び第２デコーダ４５０は複数のビットからなるビット群のソフト信号値を受信する。この時、第１デコーダ４２０及び第２デコーダ４５０はＭＡＰ及びＳＯＶＡ方式に基づいて動作される。また、前記反復デコーダはターボデコーダで構成しても良い。
【００１９】
そして、第１入力信号、第２入力信号及び第３入力信号はｎビットで表現する場合に前記図３の量子化器３１０によって所定レベル{ｌ₀，ｌ₁，ｌ₃，……ｌ₂ ⁿ _-1}中の一つのレベルにマッピングされる。この時、Ｘ'_K、Ｙ'_1K及びＹ'_2Kは下記の式（１）で表現できる。
【００２０】
【数１】

【００２１】
第１加算器４１０は、Ｘ'_Kを受信して第２減算器４７０からフィードバックされる外部情報信号(extrinsic information signal)ＥＸＴ２に加える動作を行う。前記ＥＸＴ２信号は、初期復号時には存在しなく、第２デコーダ４５０のデコーディング動作によって発生する。そして、第１デコーダ４２０は第１加算器４１０の出力とＹ´_1Kを受信してデコーディング動作を行う。この時、第１デコーダ４２０から出力される信号は、Ｘ´_K、ＥＸＴ１及びＥＸＴ２になる。次いで、第１減算器４３０は、前記第１デコーダ４２０の出力からＥＸＴ２を減算する動作を行う。即ち、ノードＮＡにおける信号はＸ_K、ＥＸＴ１になる。
【００２２】
さらに、インタリーバ４４０は、入力される信号をインタリービングして前記第１減算器４３０の出力のビット順序を変える動作を行う。この時、前記インタリーバ４４０の出力はＸ´_K及びＥＸＴ１になる。そして、第２デコーダ４５０はインタリーバ４４０の出力とＹ´_2Kを受信してデコーディング動作を行う。この時、第２デコーダ４５０から出力される信号はＸ´_K、ＥＸＴ１及びＥＸＴ２になる。次いで、デインタリーバ４６０は前記第２デコーダ４５０の出力をデインタリービングして元のデータ順序にＸ´_Kを再配置する。第２減算器４７０によって、前記再配置されたデインタリーバ４６０のソフト信号出力からノードＮＡの信号Ｘ´₁、ＥＸＴ１が減算され、第１デコーダ４２０の外部情報信号として再び使用される。
【００２３】
かかる反復デコーダの反復デコーディング動作によって第１デコーダ４２０の出力又は第２デコーダ４５０の出力ソフト信号値は改善された誤り訂正能力を有することになる。そして、ある時点では前記デコーダ出力は完全に誤り訂正された状態になる。前記誤り訂正されたデコーダの出力は、レベル判別器４８０で硬判定されて出力バッファ４９０を通じて出力される。
【００２４】
一方、第１デコーダ４２０と第２デコーダ４５０内ではメートル計算によって信号のダイナミックレンジが増加する。従って、各デコーダ内における信号表現レベルは２^n+m−１レベルにならなければならない。ここで、前記ｎは前記図３において入力信号に対するＱＢを意味し、前記ｍはコンポーネントデコーダの信号復号時、各デコーダのメートル計算による信号のダイナミックレンジに対応してさらに加えられるべきビットの数を意味する。一般に、前記ｍ値は反復デコーダのコンポーネントデコーダの符号率によって決定される。
【００２５】
前述の如く、本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法は、入力信号を所定レベルで表現するに際して反復デコーダに備えられるコンポーネントデコーダの符号率を考慮すべきである。即ち、内部メートル計算のために増加されるデコーダ入力信号のダイナミックレンジを考慮しなければならなく、従って、ｎ＋ｍ個のＱＢが必要とされる。
【００２６】
例えば、ＳＯＶＡデコーダにおいて、ｍビットの増加はパスメートル計算(path metric computation)過程で発生する。即ち、現時点でのパスメートルは、以前時点までのデコーディングを行う上で累積されたパスメートル(normalized path metric)と、現時点で新規の入力によるブランチメートルと、外部情報との和である。従って、新規のパスメートルは、デコーダに入力される信号に比べてダイナミックレンジがさらに大きくなる。下記の式（２）、（３）は現時点(ｋ)でのパスメートルの計算式を示す。
【００２７】
【数２】

【００２８】
ここで、前記ＰＭ(ｋ)は、ｋ時点で新たに計算されたパスメートルであり、前記ＰＭ(ｋ−１)はｋ−１時点まで累積されたパスメートルである。そして、前記ＢＭ(ｋ)は、ｋ時点でのブランチメートルであり、前記Ｘ(ｋ)はｋ時点でのシステマティック入力信号であり、前記Ｙ_i(ｋ)はｉ番目のパリティ入力信号である。そして、前記Ｃ_i(ｋ)はｉ番目のパリティコードワード(Parity Codeword)であり、前記ｕ_i(ｋ)はシステマティックコードワード(Systematic Codeword)であり、前記ＥＸＴ(ｋ)は外部情報信号である。
【００２９】
一方、前記式（２）、（３）において、反復デコーダの符号率が１／３である時、新規に入力される信号による第１デコーダ４２０のブランチメートルは下記の式（４）で示せる。
【００３０】
【数３】

【００３１】
前記式（４）において、ＢＭ(ｋ)は四つのコンポーネントの和である。また、Ｃ_i(ｋ)は−１又は＋１なので前記ＢＭ(ｋ)は下記の式（５）で示せる。
【００３２】
【数４】

【００３３】
ここで、前記ｎは反復デコーダの入力信号を表現するために割り当てられたビット数を意味する。そして、前記式（５）でＢＭ(ｋ)の絶対値(|BM(k)|)は|X(k)・u_i(k)＋Y_i((k)・C_i(k)＋Y₂((k)・C₂(k)＋EXT(K)|を意味し、前記２^n-1は各コンポーネントの上限(Upperbound)の値を意味する。従って、前記式（５）は、デコーダの符号率が１／３である時に反復デコーダ入力端における信号表現ビット数(ＱＢ＝ｎ)が割り当てられる場合、コンポーネントデコーダ内での信号のダイナミックレンジの増加によって、割り当てられた前記ｎビットに２(＝ｍ)ビットがさらに加えられるべきであるということを表している。そして、ＰＭ(ｋ)は、ＢＭ(ｋ)とＰＭ(ｋ−１)との和であって、ＢＭ(ｋ)に比べてダイナミックレンジが大きくなるが、毎計算時に正規化(normalization)されて一定なレベルを維持する。即ち、デコーダの符号率が１／３である時、入力信号のレベル表現時ビット数(ＱＢ＝ｎ)が割り当てられる場合、デコーダの内部メートル計算のためにｎ＋２ビットを使用すると、反復デコーダは劣化することなくデコーディング動作が行える。一方、前記式（５）は反復デコーダの符号率が１／３である場合を仮定したものであって、デコーダの符号率によってその計算式が異なる。
【００３４】
前記式（５）は、ＢＭ(ｋ)の上限を検出することによって前記ＢＭ(ｋ)に追加されるビット数が求められるという思想から得られたものである。即ち、符号率が１／４の場合、ＢＭ(ｋ)の絶対値が５×２^n-1＞|ＢＭ(ｋ)|になる。しかし、コンポーネントデコーダの内部メートル計算のための追加ビット数が、前記符号率が１／３である場合と同様に、２ビットであれば、反復デコーダは劣化することなくデコーディング動作が行えることが実験的に証明される。そして、コンポーネントデコーダの符号率が小さくなるほどブランチメートル計算時に加えられるコンポーネントの数が増加する。この結果、ＢＭ(ｋ)の値が大きくなり、従って、添加されるｍ値も増加する。
【００３５】
下記の表１は本発明の好ましい実施形態に使用される符号化パラメータを示したものである。
【００３６】
【表１】

【００３７】
前記表１において、量子化器の特性を決定付けるパラメータはＱＢ、Ｌ及びＱＳである。ミドスレッドユニホーム量子化器(Midthread uniform Quantizer)において、ＱＬとＱＢとの関係は下記の式（６）で表示できる。
【００３８】
【数５】

【００３９】
そして、前記ＱＢ、ＱＭＩＮ及びＱＭＡＸの関係は下記の式（７）で示せる。
【００４０】
【数６】

【００４１】
また、ＱＳは１／Δに定義され、Ｌが定められるとＱＳは下記の式（８）、（９）で示せる。
【００４２】
【数７】

【００４３】
前記式（８）、（９）において、Ｌが１である場合は前記図１の従来の量子化方法に該当する。即ち、前記Ｌが１である場合、量子化区間は、送信側の信号レベルに該当する＋Ａから−Ａまでの区間になる。しかし、前記Ｌ＝２である場合、量子化区間は、＋２から−２までの区間になり、前記Ｌ＝４である場合、量子化区間は＋４Ａから−４Ａまでの区間になる。前述した数式間の関係に基づいて量子化パラメータの組合せを設定した後、実験的に最適のパラメータセットを求める。
【００４４】
下記の表２は本発明の実施形態によるＳＩＳＯターボデコーダに対する最適の符号化パラメータを求めるために多様なパラメータの組合せを示したものである。
【００４５】
【表２】

【００４６】
前記表２において、Ｌは切断値(Truncation Value)であって、例えばＬ＝４の場合、量子化区間は送信信号レベルＡの４倍になる。即ち、後述される実験は、割り当てられたＱＢで１倍、２倍、４倍に拡張される量子化区間上で実施するものと言える。全ての組合せで各コンポーネントデコーダの内部は２^QB+2の量子化レベルを有する。このような条件下で最適の量子化パラメータセットを求める。
【００４７】
下記の表３は、前記表２のパラメータセットを参照し、Ｅｂ／Ｎｏ、ＱＢ、ＱＳ・Ａ及びＬを組合して実験した結果をＢＥＲ(Bit Error Rate)／ＦＥＲ(Frame Error Rate)の観点から示したものである。この時に使用された反復デコーダはターボデコーダであり、コンポーネントデコーダはｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム方式のデコーダである。前記ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズムは、Implementation and Performance of a Serial MAP Decoder for use in an Iterative Turbo Decoder, Steven S. Pietrobon, Proc., IEEE Int.Symp. on Information Theory, p.471, 1995を参照した。そして、ＣＤＭＡ−２０００のＦ−ＳＣＨ(Forward Supplemental Channel)、Ｎ＝１モードでのＲＳ２(Rate Set 2)、符号率が２８.kbps(参考：Radio Transmission Technology(RTT) TIA-TR45.5, 02 June 1998)で実験が行われた。そして、テストチャネルはＡＷＧＮであり、Ｅｂ／Ｎｏは０.５dBと１.０dBである。
【００４８】
【表３】

【００４９】
前記表３の結果から、与えられたＱＢ下でターボデコーダは既存の量子化方法よりさらに広い量子化区間を必要とすることがわかる。例えば、１.０dBで、Ｌが１の場合はＬ＝２やＬ＝４に比べて全てのＱＢでＢＥＲ及びＦＥＲが７〜１０倍程度大きい。即ち、Ｌ＝１の場合にはΔ＝１／ＱＳが一番小さい場合なので、分解能は高いものの、ＱＲ(Quantization Range)が十分でないために性能劣化を来したわけである。言い換えれば、ターボデコーダではビタビデコーダとは違って、与えられたＱＢ下でさらに広いＱＲが必要とされる。前記ターボデコーダは、ＱＢが与えられと、量子化レゾリューション(quantization resolution)はビタビデコーダに比べて低くなるが、量子化器の動作領域(Quantizer Acting Area)、即ちＱＲは広くなる。しかし、ターボデコーダは、分解能が低くなっても最適のＬ値を求めてその領域の受信信号を全て表現するとより良好な性能を示すことができる。
【００５０】
実験結果によると、与えられたＱＢでＬが２〜４になると、ターボデコーダは無難な性能を示し、これは既存のＱＲに比べて少なくとも２倍程度広いＱＲが必要とされるというのを意味する。最適の量子化パラメータは１.０dB以上のＳＮＲ(Signal to Noise Ratio)で選択するのが望ましく、その値はＱＢ＝６、ＱＳ＝８である。これは、Ｌ＝４、即ちＡの４倍程度までをＱＲとして使用するのが最適のパラメータであるというのを意味する。勿論、ＱＢ＝７及びＱＳ＝１６である場合も優秀な性能を示すが、前記ＱＢ＝６、ＱＳ＝８である場合に比べてその性能が殆ど改善されなく、従って入力信号の表現ビット数の浪費を招いてしまう。さらに、ＱＲがあまりにも狭く設定されることから生ずる性能劣化は、ＳＮＲが高くなるに伴って増加する。
【００５１】
一方、信号を符号化する時、量子化スレショルド(Quantization Threshold)を決定しなければならない。前記量子化スレショルドはアナログ入力信号がマッピングされる限界値を意味する。量子化スレショルドセットは下記の式（１０）で示せる。
【００５２】
【数８】

【００５３】
さらに、ミドスレッドユニホーム量子化器のスレショルドセットは下記の式（１１）から求められる。
【００５４】
【数９】

【００５５】
次の表４は本発明の実施形態によるＱＢ＝６、Ｌ＝４である場合の量子化スレショルドセットを示すものである。ＱＬ＝６３レベルであり、これを‘２'s Complement Binary Format’で表示した。そして、Δ＝１／ＱＳ＝Ａ／８であり、ＱＭＡＸ＝３１、ＱＭＩＮ＝−３１である。
【００５６】
【表４】

【００５７】
図５は本発明の実施形態による反復復号器に対する量子化方法を示す流れ図である。
図５を参照すれば、５１０段階で、量子化器３１０(図３)は符号化パラメータをセットする。この時に入力されるアナログ信号Ｘ_K、Ｙ_K1、Ｙ_K2のうち、送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下の信号についても相異なるレベルを割り当てるために、量子化区間を送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に拡張できるようＬが設定されるべきである。この時、ターボデコーダにおいて、任意のＱＢで量子化区間は送信信号レベルの２¹乃至２²倍程度が適当である。また、前記量子化区間の拡張によって生ずる不十分な量子化レゾリューションを考慮してＱＢを設定すべきである。ターボデコーダにおいて、入力端の量子化ビット数は５〜７程度が適当である。また、各コンポーネントデコーダの内部信号表現ビット数は内部メートル計算によるダイナミックレンジを考慮して設定すべきである。反復デコーダの符号率が１／４以上の場合、各コンポーネントデコーダ内の信号表現ビット数は前記入力端の量子化ビット数と追加ビットとの和となる。また、ＱＭＡＸは２^QB-1−１になり、ＱＭＩＮは−ＱＭＡＸとなる。
【００５８】
また、５２０段階で、量子化器３１０はクロックを１にセットする。次いで、５３０段階で、量子化器３１０はアナログ信号Ｘ_K、Ｙ_1K、Ｙ_2Kを受信する。５４０段階で、量子化器３１０は、各Ｘ_K、Ｙ_K1、Ｙ_K2にＱＳをかけ、ラウンドオフ(Round-Off)動作を通じて各Ｘ'_K、Ｙ'_1K、Ｙ'_2Kを出力する。この時、Ｘ'_KがＱＭＡＸより大きいと、そのＸ'_KはＱＭＡＸにマッピングされ、Ｘ'_KがＱＭＩＮより小さいと、そのＸ'_KはＱＭＩＮにマッピングされる。また、Ｙ'_1KがＱＭＡＸより大きいと、そのＹ'_1KはＱＭＡＸにマッピングされ、Ｙ'_1KがＱＭＩＮより小さいと、そのＹ'_1KはＱＭＩＮにマッピングされる。また、Ｙ'_2KがＱＭＡＸより大きいと、そのＹ'_2KはＱＭＡＸにマッピングされ、Ｙ'_2KがＱＭＩＮより小さいと、そのＹ'_2KはＱＭＩＮにマッピングされる。
【００５９】
次いで、５５０段階で、量子化器３１０は現在のクロックがＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨより大きいか否か検査する。前記ＦＲＡＭＥ＿ＬＥＮＧＴＨは復号される入力信号のフレーム大きさである。前記入力信号がフレームの終わりでないと、量子化器３１０は前記５３０段階からの制御動作を再度行う。前記入力信号がフレームの終わりであると、量子化器３１０は１フレームに対する量子化動作を終了する。
【００６０】
【発明の効果】
前述の如く、本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法は、送信レベル(−Ａ〜＋Ａ)以上及び以下に量子化区間を拡張し、前記量子化区間の拡張によって発生する不十分な量子化レゾリューションを考慮してＱＢを設定し、また、各コンポーネントデコーダの内部信号表現ビット数を内部メートル計算によるダイナミックレンジを考慮して設定することによって、反復デコーダを実際に具現する時、最適の量子化パラメータを求める基準を提示する。
【００６１】
一方、前記本発明の詳細な説明では具体的な実施形態に上げて説明してきたが、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは勿論である。従って、本発明の範囲は前記実施形態によって限られてはいけなく、特許請求の範囲とそれに均等なものによって定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の音声信号伝送に対するビタビデコーダの量子化方法を説明するためのグラフである。
【図２】本発明の実施形態による反復デコーダに対する量子化方法を説明するためのグラフである。
【図３】本発明の実施形態による量子化器が入力信号を量子化し、反復デコーダに出力する連結関係を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態による１／３の符号率を有する反復デコーダの構造を示す図である。
【図５】本発明の実施形態による量子化方法を示す流れ図である。
【符号の説明】
３１０量子化器
３２０反復デコーダ

Claims

反復デコーダの量子化方法において、
送信器からの送信信号レベルをｍとする時、ｍ×２^ｎ(ｎは正の整数)の範囲で受信信号レベルを予め設定された区間に等分する過程と、
前記等分された各区間で受信される信号のレベルを量子化する過程と、を含み、
量子化する範囲が正の送信信号レベル以上および負の送信信号レベル以下に拡張されていることを特徴とする方法。
前記正の整数ｎが‘２’であることを特徴とする請求項１記載の反復デコーダでの量子化方法。
前記正の整数ｎが‘１’であることを特徴とする請求項１記載の反復デコーダでの量子化方法。
前記反復デコーダに備えられる各コンポーネントデコーダが、前記受信信号レベルを表現するためのビット数に比べて所定ビット大きいビット数を用いてメートル計算を行うことを特徴とする請求項１記載の反復デコーダでの量子化方法。
前記反復デコーダの符号率が１／４以上の場合、前記受信信号レベルを表現するためのビット数に加えられる所定ビットが２ビットであることを特徴とする請求項４記載の反復デコーダでの量子化方法。
前記各コンポーネントデコーダが、ＭＡＰ(Maximum Aposteriori Probability)アルゴリズムとＳＯＶＡ(Soft Output Viterbi Algorithm)とのいずれか一方を用いて入力信号に対する復号を行うことを特徴とする請求項４記載の反復デコーダでの量子化方法。
反復デコーダの量子化方法において、
送信器からの送信信号レベルをｍとする時、ｍ×２^ｎ(ｎは正の整数)の範囲で５ビット〜７ビットの量子化ビット数を用いて受信信号レベルを‘８’又は‘１６’の量子化スケーリングファクターの区間に等分する過程と、
前記等分された各区間で受信される信号のレベルを量子化する過程と、を含み、
量子化する範囲が正の送信信号レベル以上および負の送信信号レベル以下に拡張されていることを特徴とする方法。
前記正の整数ｎが‘２’であることを特徴とする請求項７記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
前記量子化ビット数が６ビットであることを特徴とする請求項８記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
前記量子化スケーリングファクターが‘８’であることを特徴とする請求項９記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
前記ターボデコーダに備えられる各コンポーネントデコーダが、前記受信信号レベルを表現するためのビット数より大きい所定ビット数を用いてメートル計算を行うことを特徴とする請求項７記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
前記反復デコーダの符号率が１／４以上の場合、前記受信信号レベルを表現するためのビット数に加えられる所定ビットが２ビットであることを特徴とする請求項１１記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。
前記各コンポーネントデコーダが、ＭＡＰアルゴリズムとＳＯＶＡとのいずれか一方を用いて入力信号に対する復号を行うことを特徴とする請求項１１記載の通信システムでターボデコーダに対する量子化方法。