CN117578885B - 一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及*** - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及***，包括：通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；叠加后构成副边第三PWM四电平波；通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。可以在相同功率下能够实现更小的谐振电流，显著降低了变换器的导通损耗和开关损耗，从而提高了电动汽车的能源利用效率。
Description
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器的优化控制技术领域，具体的涉及一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及***。
背景技术
谐振DC-DC变换器广泛应用于电动汽车的电驱***和车载充电器，对电动汽车整体的运行效率具有关键作用。为了最大程度提高电动汽车的能源利用效率，谐振DC-DC变换器需要以稳定且高效的方式运行。然而，由硬开关引起的开关损耗和回流功率引起的导通损耗显著影响了谐振DC-DC变换器的运行效率。因此，学者们提出了导抗网络型谐振DC-DC变换器，通过引入导抗网络来降低导通损耗，从而提高变换器的效率。然而，常见的调控方法仅能在实现低导通损耗的同时实现部分开关管的软开关运行，这限制了变换器效率的进一步提高。本发明因此而来。
发明内容
本发明的目的在于提供一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法及***，用于导抗网络型谐振变换器的优化调控，能够在消除变换器原边和副边的回流功率的同时，实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗和开关损耗，大幅提高变换器的效率。
实现本发明目的的技术解决方案为：
一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，包括以下步骤：
S01：通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；
S02：将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；
S03：通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；
S04：调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。
优选的技术方案中，所述步骤S01中生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：
使门控信号和/>保持50%占空比互补导通，则产生振幅为/>的第一PWM方波电压/>；
使门控信号和/>保持50%占空比互补导通，/>滞后/>一定的角度，该角度定义为，则产生第二PWM三电平波电压/>，其幅值为/>、0和/>。
优选的技术方案中，所述步骤S03中生成副边第四PWM三电平波的方法包括：
调节副边门控信号，使/>和/>以50%占空比互补导通，/>和/>以50%占空比互补导通，再调节副边门控信号/>使其滞后原边门控信号/>移相/>，产生副边第四PWM三电平波/>，其幅值为/>、0和/>，其正、负脉冲宽度为/>。
优选的技术方案中，所述步骤S04中调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度为。
优选的技术方案中，所述步骤S04中第一谐振电流和第二谐振/>的计算方法包括：
建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：
其中，是副边第三PWM四电平波的基波电压，/>是副边第四PWM三电平波的基波电压，/>为开关角频率，/>为第一谐振电感，/>为第二谐振电感，/>为谐振电容。
当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率，/>为谐振电感值且/>，/>为谐振电容值，即/>，上述表达式化简为：
采用基波近似法进行稳态分析，和/>的傅里叶基波表达式为：
进一步得到：
。
优选的技术方案中，所述步骤S04还包括：计算输出功率，计算方法包括：
控制满足以下条件：
即；
计算得到输出功率：
。
本发明还公开了一种导抗网络型谐振变换器的优化调控***，包括：
原边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；
叠加模块，将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；
副边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；
调控模块，调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。
优选的技术方案中，所述原边PWM波生成模块生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：
使门控信号和/>保持50%占空比互补导通，则产生振幅为/>的第一PWM方波电压/>；
使门控信号和/>保持50%占空比互补导通，/>滞后/>一定的角度，该角度定义为，则产生第二PWM三电平波电压/>，其幅值为/>、0和/>；
所述副边PWM波生成模块生成副边第四PWM三电平波的方法包括：
调节副边门控信号，使/>和/>以50%占空比互补导通，/>和/>以50%占空比互补导通，再调节副边门控信号/>使其滞后原边门控信号/>移相/>，产生副边第四PWM三电平波/>，其幅值为/>、0和/>，其正、负脉冲宽度为/>。
优选的技术方案中，所述调控模块中第一谐振电流和第二谐振/>的计算方法包括：
建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：
其中，是副边第三PWM四电平波的基波电压，/>是副边第四PWM三电平波的基波电压，/>为开关角频率/>为第一谐振电感，/>为第二谐振电感，/>为谐振电容。
当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率，这里/>为谐振电感值且/>，/>为谐振电容值，即/>，上述表达式化简为：
采用基波近似法进行稳态分析，和/>的傅里叶基波表达式为：
进一步得到：
。
本发明又公开了一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被执行时实现上述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：
（1）本发明提出的一种适用于导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，本优化调控方法在消除变换器原边和副边的回流功率的同时，实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗和开关损耗，大幅提高变换器的效率。
（2）本优化调控方法与普通三电平或二电平波形调控方法相比在相同功率下可以获得更小的谐振电流。在全脉宽情况下，一次侧谐振电流减少1.5倍。
附图说明
图1是一种导抗网络型谐振变换器原理图；
图2是优化调控方法下谐振变换器的稳态波形图；
图3是一种导抗网络型谐振变换器在时域下的等效电路图；
图4是一种导抗网络型谐振变换器电感电流和电压的相位图；
图5是，/>，/>，/>，/> 、/> 、/> 、/>和各开关管电流波形；
图6是，/>，/>，/>，/> 、/> 、/> 、/>和各开关管电流波形；
图7是，/>，/>，/>，/> 、/> 、/> 、/>和各开关管电流波形。
具体实施方式
本发明的原理是：基于一种导抗网络型谐振变换器生成原边的第一PWM方波和第二PWM三电平波，叠加后构成副边第三PWM四电平波；同时，生成副边的第四PWM三电平波。随后，调控原边的第一谐振电流与使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度。通过该优化调控方法，能够在消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗并获得最低的开关损耗，大幅提高变换器的效率。
实施例1：
一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，包括以下步骤：
S01：通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；
S02：将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；
S03：通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；
S04：调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。
PWM即脉冲宽度调制。
导抗网络型谐振变换器是在常见拓扑上加入导抗谐振网络。
具体的，如图1所示，导抗网络型谐振变换器包括依次相连的一次侧全桥、高频变压器、导抗谐振网络和二次侧全桥，一次侧全桥包括开关管，开关管/>可以产生门控信号/>，开关管/>构成一次侧有源全桥电路；高频变压器的匝数比为1：1；高频变压器的原边的第一接头连接开关管/>和/>的连接点/>，高频变压器的原边的中间接头连接开关管/>和/>的连接点/>，高频变压器的原边的第二接头连接电容/>和/>的连接点，导抗谐振网络包括第一谐振电感/>、第二谐振电感/>和谐振电容/>，/>一端连接于第一谐振电感/>和第二谐振电感/>的连接点，/>另一端连接于高频变压器的另一端接头，二次侧全桥包括开关管/>，开关管/>可以产生门控信号/>，开关管/>构成二次侧有源全桥电路。
一较佳的实施例中，如图2所示，步骤S01中生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：
使门控信号和/>保持50%占空比互补导通，则产生振幅为/>的第一PWM方波电压/>；
使门控信号和/>保持50%占空比互补导通，/>滞后/>一定的角度，该角度定义为，则产生第二PWM三电平波电压/>，其幅值为/>、0和/>。
一较佳的实施例中，步骤S03中生成副边第四PWM三电平波的方法包括：
调节副边门控信号，使/>和/>以50%占空比互补导通，/>和/>以50%占空比互补导通，再调节副边门控信号/>使其滞后原边门控信号/>移相/>，产生副边第四PWM三电平波/>，其幅值为/>、0和/>，其正、负脉冲宽度为/>。
将原边第一PWM方波电压、第二PWM三电平电压/>相互叠加，通过双变压器构成了副边第三PWM四电平波/>，其幅值为/>、/>、/>和/>，且与第二PWM三电平电压/>具有同样的角度/>。
一较佳的实施例中，步骤S04中调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度为。
一较佳的实施例中，步骤S04中第一谐振电流和第二谐振/>的计算方法包括：
如图3所示，建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：
其中，是副边第三PWM四电平波的基波电压，/>是副边第四PWM三电平波的基波电压，/>为开关角频率/>为第一谐振电感，/>为第二谐振电感，/>为谐振电容。
当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率，这里/>为谐振电感值且/>，/>为谐振电容值即/>，上述表达式化简为：
采用基波近似法进行稳态分析，和/>的傅里叶基波表达式为：
进一步得到：
其中，为输入电压，/>为输出电压。
这表示谐振电感电流和电压的相位关系，如图4所示：第一谐振电流超前电压角度90°，第二谐振电流/>滞后电压角度/>角度90°。
一较佳的实施例中，步骤S04还包括：计算输出功率，计算方法包括：
控制满足以下条件：
即；
计算得到输出功率：
另一实施例，一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被执行时实现上述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法。可以采用上述的任一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，这里不再赘述。
另一实施例，一种导抗网络型谐振变换器的优化调控***，包括：
原边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波；
叠加模块，将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波叠加后构成副边第三PWM四电平波；
副边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成副边第四PWM三电平波；
调控模块，调控原边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。
各个模块的具体的实现方法可以采用上述的任一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法实现，这里不再赘述。
下面给出具体的变换器的设计参数以及仿真测试：
为了让变换器高效运行，需要进行合适的参数设计：
选择，高频变压器/>和/>的变比均为1:1。设计输入电压/>为220V，输出电压/>为110V，额定功率/>为400W。
对谐振网络参数进行设计，得到：，/>。
为了验证理论分析，将采用以上参数在PSIM软件里进行仿真。
接下来，将在不同功率下进行仿真验证本发明的实际效果，如图5~图7所示。
由图可知，该优化调控方法能够在消除变换器原边和副边的回流功率的同时，实现所有开关管的软开关运行，从而显著降低导通损耗并获得最低的开关损耗，大幅提高变换器的效率。
上述实施例为本发明优选地实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，其特征在于，导抗网络型谐振变换器包括依次相连的一次侧全桥、高频变压器、导抗谐振网络和二次侧全桥，一次侧全桥包括开关管，开关管/>构成一次侧有源全桥电路；高频变压器的原边的第一接头连接开关管/>和/>的连接点c，高频变压器的原边的中间接头连接开关管/>和/>的连接点a，高频变压器的原边的第二接头连接电容/>和/>的连接点b，电容/>和/>串联后并联于开关管和/>的两端，所述导抗谐振网络包括第一谐振电感/>、第二谐振电感/>和谐振电容/>，第一谐振电感/>连接高频变压器的副边一端接头d，谐振电容/>一端连接于第一谐振电感和第二谐振电感/>的连接点，另一端连接于高频变压器的副边另一端接头e，二次侧全桥包括开关管/>，开关管/>构成二次侧有源全桥电路，第二谐振电感/>连接于开关管/>和/>的连接点f，开关管/>和/>的连接点g连接于高频变压器的副边另一端接头e；
优化调控方法包括以下步骤：
S01：通过导抗网络型谐振变换器生成原边连接点a、b间的第一PWM方波和连接点a、c间的第二PWM三电平波；
S02：将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波通过高频变压器叠加后构成副边接头d、e间的第三PWM四电平波；
S03：通过导抗网络型谐振变换器的二次侧全桥在连接点f、g生成副边第四PWM三电平波；
S04：调控副边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压设定的角度，所述第一谐振电流和第二谐振电流分别指流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。
2.根据权利要求1所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，其特征在于，所述步骤S01中生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：
使开关管和/>的门控信号保持50%占空比互补导通，则产生振幅为/>的第一PWM方波电压/>；
使开关管和/>的门控信号保持50%占空比互补导通，/>滞后/>设定的角度，设定角度定义为/>，则产生第二PWM三电平波电压/>，其幅值为/>、0和/>，其中，/>为输入电压。
3.根据权利要求2所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，其特征在于，所述步骤S03中生成副边第四PWM三电平波的方法包括：
调节副边开关管的门控信号，使开关管/>和/>以50%占空比互补导通，开关管/>和/>以50%占空比互补导通，再调节副边开关管/>的门控信号使其滞后原边开关管/>门控信号移相的角度为/>，产生副边第四PWM三电平波/>，其幅值为/>、0和/>，其正、负脉冲宽度为/>，/>为输出电压。
4.根据权利要求3所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，其特征在于，所述步骤S04中调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压一定的角度为。
5.根据权利要求3所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，其特征在于，所述步骤S04中第一谐振电流和第二谐振电流/>的计算方法包括：
建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：
，
，
其中，是副边第三PWM四电平波，/>是副边第四PWM三电平波，/>为开关角频率，/>为第一谐振电感，/>为第二谐振电感，/>为谐振电容；
当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率，/>为谐振电感值且/>，/>为谐振电容值，即/>，化简为：
，
，
采用基波近似法进行稳态分析，和/>的傅里叶基波表达式为：
，
，
进一步得到：
，
。
6.根据权利要求5所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法，其特征在于，所述步骤S04还包括：计算输出功率，计算方法包括：
控制满足以下条件：
，
即；
计算得到输出功率：
。
7.一种导抗网络型谐振变换器的优化调控***，其特征在于，导抗网络型谐振变换器包括依次相连的一次侧全桥、高频变压器、导抗谐振网络和二次侧全桥，一次侧全桥包括开关管，开关管/>构成一次侧有源全桥电路；高频变压器的原边的第一接头连接开关管/>和/>的连接点c，高频变压器的原边的中间接头连接开关管/>和/>的连接点a，高频变压器的原边的第二接头连接电容/>和/>的连接点b，电容/>和/>串联后并联于开关管和/>的两端，所述导抗谐振网络包括第一谐振电感/>、第二谐振电感/>和谐振电容/>，第一谐振电感/>连接高频变压器的副边一端接头d，谐振电容/>一端连接于第一谐振电感和第二谐振电感/>的连接点，另一端连接于高频变压器的副边另一端接头e，二次侧全桥包括开关管/>，开关管/>构成二次侧有源全桥电路，第二谐振电感/>连接于开关管/>和/>的连接点f，开关管/>和/>的连接点g连接于高频变压器的副边另一端接头e；优化调控***包括：
原边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器生成原边连接点a、b间的第一PWM方波和连接点a、c间的第二PWM三电平波；
叠加模块，将原边第一PWM方波和第二PWM三电平波通过高频变压器叠加后构成副边接头d、e间的第三PWM四电平波；
副边PWM波生成模块，通过导抗网络型谐振变换器的二次侧全桥在连接点f、g生成副边第四PWM三电平波；
调控模块，调控副边的第一谐振电流以使其相位始终与第一PWM方波的基波电压的相位相同；调控副边的第二谐振电流的相位，使其超前第四PWM三电平波的基波电压设定的角度，所述第一谐振电流和第二谐振电流分别指流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流，从而消除变换器原边和副边的回流功率的同时实现了所有开关管的软开关运行。
8.根据权利要求7所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控***，其特征在于，所述原边PWM波生成模块生成原边第一PWM方波和第二PWM三电平波方法包括：
使开关管和/>的门控信号保持50%占空比互补导通，则产生振幅为/>的第一PWM方波电压/>；
使开关管和/>的门控信号保持50%占空比互补导通，/>滞后/>设定的角度，设定角度定义为/>，则产生第二PWM三电平波电压/>，其幅值为/>、0和/>；
所述副边PWM波生成模块生成副边第四PWM三电平波的方法包括：
调节副边开关管的门控信号，使开关管/>和/>以50%占空比互补导通，开关管/>和/>以50%占空比互补导通，再调节副边开关管/>的门控信号使其滞后原边开关管/>门控信号移相的角度为/>，产生副边第四PWM三电平波/>，其幅值为/>、0和/>，其正、负脉冲宽度为/>。
9.根据权利要求8所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控***，其特征在于，所述调控模块中第一谐振电流和第二谐振电流/>的计算方法包括：
建立变换器的时域等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：
，
，
其中，是副边第三PWM四电平波，/>是副边第四PWM三电平波，/>为开关角频率，/>为第一谐振电感，/>为第二谐振电感，
为谐振电容；
当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率，/>为谐振电感值且/>，/>为谐振电容值，即/>，化简为：
，
，
采用基波近似法进行稳态分析，和/>的傅里叶基波表达式为：
，
，
进一步得到：
，
。
10.一种计算机存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被执行时实现权利要求1-6任一项所述的导抗网络型谐振变换器的优化调控方法。
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Patent Citations (4)
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| CN103187879A (zh) * | 2013-04-23 | 2013-07-03 | 盐城工学院 | 基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制***和方法 |
| JP6696617B1 (ja) * | 2019-08-27 | 2020-05-20 | サンケン電気株式会社 | マルチフェーズｌｌｃコンバータ |
| CN111146949A (zh) * | 2019-12-25 | 2020-05-12 | 中国长城科技集团股份有限公司 | 一种llc谐振电路的控制方法及*** |
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