CN114649954A - 一种三相三电平anpc串联谐振型双有源桥dc/dc变换器 - Google Patents

一种三相三电平anpc串联谐振型双有源桥dc/dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，属于DC/DC变换器领域，包括：控制单元、三相变压器以及分别连接在三相变压器两侧的两个三相混合功率器件ANPC三电平电路，三相变压器一次侧及其连接的三相混合功率器件ANPC三电平电路之间连接有三相谐振网络；控制单元用于控制三相混合功率器件ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得三相变压器中性点电平为‑Vdc/6、0或Vdc/6，各半桥ANPC三电平桥臂输出端相对于两个直流分压电容连接点的电压为‑2Vdc/3、‑Vdc/2、‑Vdc/3、0、Vdc/3、Vdc/2或2Vdc/3，各相谐振槽电压为十一电平电压。在DC/DC变换器中设计三相三电平ANPC有源桥，使得谐振槽电压波形为更接近于正弦的多电平电压阶梯波，从而降低变换器的无功损耗及开关管所承受的电流应力。

Description

一种三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器
技术领域
本发明属于DC/DC变换器领域，更具体地，涉及一种三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器。
背景技术
双有源桥(Dual Active Bridge，DAB)DC/DC变换器在可再生能源和直流配电领域有广泛的研究和应用。常见的DAB变换器拓扑由两电平双H桥构成，变换器中每个开关管所承受的电压应力为直流母线电压。在高压场合，对开关器件的电压等级要求较高，采用多电平电路拓扑可以降低开关管的电压应力，从而显著提高变换器性能。如何提高DAB变换器的电平数，对于降低变换器中开关管的电压应力具有重要意义。在高功率场合，单相DC/DC变换器存在着开关元件应力较大的问题，如何解决这一问题，对提高变换器性能也至关重要。
三相DC-DC变换器具有输入输出电流纹波小、效率高，功率密度高等优点，在大功率DC-DC变换器中有着很好的应用前景。三相DC-DC变换器不是三个单相DAB的简单组合，在电路拓扑上比三个单相DAB的并联结构具有更少的母线数量，三相变压器体积更小，结合特有的三相调制算法，则具有输入输出电流纹波小、效率高，功率密度高等优点。大功率应用中，DC-DC变换器采用三相结构可以获得更高的效率与性能。三相三电平DAB拓扑采用的开关器件较多，对于器件的热分布有较高要求，需要采用能调节损耗分布的三电平拓扑。
三电平电路可通过二极管箝位型三电平电路(Diode Neutral Point Clamped，DNPC)实现，这种拓扑电压应力低，开关损耗小，但具有较高的通态损耗，并且箝位二极管箝位作用不彻底，反向恢复损耗也较大，中点电压同样需要单独控制。同时DNPC桥臂各开关管的损耗分布不均匀，散热器设计困难，器件寿命受到影响，可靠性降低。有源箝位型三电平(active neutral point clamped,ANPC)电路引入了2个有源开关器件来代替DNPC电路中的箝位二极管，该种拓扑采用开关管进行箝位，因此箝位作用更有效。此外，这种拓扑最主要的优点是具有充足的冗余开关状态，可以调节功率器件的损耗分布，采用混合功率器件，提高效率。
DAB变换器开关管在关断时的电流为一个周期内的电感电流峰值，因此，变换器的关断损耗较大，同时，DAB变换器很难实现在全功率范围内的软开关运行。如何实现DAB变换器在全功率范围内的软开关运行，对减小器件开关损耗、提高变换器工作频率具有重要意义，从而可以减小磁性元件的体积，提高功率密度。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其目的在于在DC/DC变换器中设计三相三电平ANPC有源桥，使得谐振槽电压波形为更接近于正弦的多电平电压阶梯波，从而降低变换器的无功损耗及开关管所承受的电流应力。
为实现上述目的，本发明提供了一种三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，包括：控制单元、三相变压器以及分别连接在所述三相变压器两侧的两个三相ANPC三电平电路，所述三相变压器一次侧和一次侧连接的三相ANPC三电平电路之间连接有三相谐振网络；所述三相ANPC三电平电路包括三路连接在直流母线正、负极之间的半桥ANPC三电平桥臂，以及两个连接在直流母线正、负极之间的直流分压电容；所述控制单元用于控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得所述三相变压器中性点电平为-Vdc/6、0或Vdc/6，各半桥ANPC三电平桥臂输出端相对于两个所述直流分压电容连接点的电压为-2Vdc/3、-Vdc/2、-Vdc/3、0、Vdc/3、Vdc/2或2Vdc/3，其中，Vdc为直流母线正、负极之间的电压，各相谐振槽电压为十一电平电压，所述谐振槽电压为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出电压与二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出电压之差。
更进一步地，所述半桥ANPC三电平桥臂包括依次连接在直流母线正、负极之间的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，以及包括一端均与两个所述直流分压电容连接点相连的第五开关管和第六开关管，所述第五开关管的另一端连接所述第一开关管和第二开关管的连接点，所述第六开关管的另一端连接所述第三开关管和第四开关管的连接点，所述第二开关管和第三开关管为SiC管，其余开关管为Si管。
更进一步地，所述控制单元包括冗余零状态脉宽调制子单元；所述冗余零状态脉宽调制子单元用于控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得所述三相ANPC三电平电路在一个周期内开关状态的切换过程为：P→OO1→OO2→OO3→N→OO3→OO2→OO1→P，以将所有的硬开关集中在所述第二开关管和第三开关管上；P状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：1,1,0,0,0,1；N状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,0,1,1,1,0；OO1状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,1,0,1,1,0；OO2状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：1,0,1,0,0,1；OO3状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,1,1,0,1,1；其中，0对应开关管关断，1对应开关管开通。
更进一步地，所述控制单元包括谐振槽电压电流控制子单元；若P＞PMax0，所述谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D1＝D2＝1，并调节移相角
Figure BDA0003560352290000031
以调节所述三相变压器的传输功率；若P≤PMax0且vp≥vs，所述谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D2＝1，并调节D1和移相角
Figure BDA0003560352290000044
直至二次侧无功电流最小；若P≤PMax0且vp＜vs，所述谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D1＝1，并调节D2和移相角
Figure BDA0003560352290000045
直至一次侧无功电流最小；其中，D1为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比，D2为二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比，P为变换器的实际有功传输功率，PMax0为变换器的最大有功传输功率，vp为一次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压，vs为二次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压。
更进一步地，所述三相谐振网络包括三路谐振槽，各所述谐振槽均包括串联连接的谐振电感和谐振电容，所述谐振槽连接在相应相的变压器和半桥ANPC三电平桥臂之间。
更进一步地，还包括计算单元，用于利用基波分析原理对各半桥ANPC三电平桥臂的输出电压进行傅里叶分解，以计算各绕组连接方式下变换器的有功功率、无功功率和最大传输功率。
更进一步地，所述三相变压器的绕组连接方式为Y-Y连接，所述计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure BDA0003560352290000041
Figure BDA0003560352290000042
Figure BDA0003560352290000043
其中，PY-Y为Y-Y连接方式下变换器的有功功率，QY-Y为Y-Y连接方式下变换器的无功功率，PY-Ymax为Y-Y连接方式下变换器的最大有功传输功率，k为三相变压器的电压转换比，vp为一次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压，n为三相变压器的匝数比，Fn为开关频率与谐振频率之比，Z0为谐振槽阻抗，
Figure BDA0003560352290000051
为移相角，D1为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比，D2为二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比。
更进一步地，所述三相变压器的绕组连接方式为Δ-Δ连接，所述计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure BDA0003560352290000052
Figure BDA0003560352290000053
Figure BDA0003560352290000054
其中，PΔ-Δ为Δ-Δ连接方式下变换器的有功功率，QΔ-Δ为Δ-Δ连接方式下变换器的无功功率，PΔ-Δmax为Δ-Δ连接方式下变换器的最大有功传输功率。
更进一步地，所述三相变压器的绕组连接方式为Y-Δ连接，所述计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure BDA0003560352290000055
Figure BDA0003560352290000056
Figure BDA0003560352290000061
其中，PY-Δ为Y-Δ连接方式下变换器的有功功率，QY-Δ为Y-Δ连接方式下变换器的无功功率，PY-Δmax为Y-Δ连接方式下变换器的最大有功传输功率。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)设计三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器的结构，将三相ANPC三电平电路应用于DC/DC变换器中，通过三相变压器中性点电压的耦合作用，使得各相谐振槽电压增多为十一电平电压。多电平电压阶梯波使得电压波形更接近于正弦，减小无功损耗，降低电流峰值，降低开关器件所承受的电流应力，相比于单相结构而言提高了变换器的功率并消除了谐振槽电压中的三倍频纹波，有利于提高效率。三相三电平拓扑同时减小了直流侧电容尺寸，提高了功率密度。由于三相磁性结构引入了新的耦合关系，使得三相结构相比单相更为复杂，谐振槽电压波形电平数较多，控制复杂，本发明提出十一电平控制***，实现对变换器的可靠控制。
(2)采用半桥三电平电路结构，可将低压器件应用于高压领域，有效地提高了变换器的性能。在三相三电平电路中开关管数目较多，器件散热性能、成本等均存在挑战，本发明采用ANPC三电平半桥，通过混合功率器件与损耗集中调制，将开关损耗集中到性能更好的SiC MOSFET上，仅利用两个SiC MOSFET便可承担所有的硬开关，降低开关损耗的同时控制了成本。特别地，ANPC三电平半桥相比DNPC三电平半可以更好地调整开关管热分布，提高器件可靠性。
(3)本发明采用谐振变换器拓扑，其谐振槽电感电容振荡，提高软开关能力，减小电感电流谐波，进一步减小传输功率的损耗，提高效率。
附图说明
图1为本发明实施例提供的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器的结构框图；
图2为本发明实施例提供的三相三电平ANPC有源桥的电路图；
图3为本发明实施例提供的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器的拓扑图；
图4为本发明实施例提供的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器的谐振槽电压波形示意图；
图5为本发明实施例提供的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器的谐振电压电流波形示意图；
图6为本发明实施例提供的基波等效电路的电路图；
图7为本发明实施例提供的基波电压矢量示意图对比；
图8为本发明实施例提供的P≤PMax0且vp≥vs时优化下的电压波形示意图；
图9为本发明实施例提供的损耗集中调制驱动波形示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
图1为本发明实施例提供的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器的结构框图。参阅图1，结合图2-图9，对本实施例中三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器进行详细说明。
参阅图1，三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器包括：控制单元、三相变压器以及分别连接在三相变压器两侧的两个三相ANPC三电平电路，三相变压器一次侧和一次侧连接的三相ANPC三电平电路之间连接有三相谐振网络。三相ANPC三电平电路包括三路连接在直流母线正、负极之间的半桥ANPC三电平桥臂，以及两个连接在直流母线正、负极之间的直流分压电容。
控制单元用于控制三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得三相变压器中性点电平为-Vdc/6、0或Vdc/6，各半桥ANPC三电平桥臂输出端相对于两个直流分压电容连接点的电压为-2Vdc/3、-Vdc/2、-Vdc/3、0、Vdc/3、Vdc/2或2Vdc/3，Vdc为直流母线正、负极之间的电压，各相谐振槽电压为十一电平电压，如图4和图5所示。其中，谐振槽电压为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出电压与二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出电压之差。多电平电压阶梯波使得电压波形更接近于正弦，无功损耗减小，电流峰值降低，开关器件所承受的电流应力降低。
本实施例中三相的DC-DC变换器不是三个单相DAB的简单组合，在电路拓扑上比三个单相DAB的并联结构具有更少的母线数量，三相变压器体积更小，结合特有的三相调制算法，则具有输入输出电流纹波小、效率高，功率密度高等优点。大功率应用中，DC-DC变换器采用三相结构可以获得更高的效率与性能。
参阅图2，以A相为例，其半桥ANPC三电平桥臂包括依次连接在直流母线正、负极之间的第一开关管SA1、第二开关管SA2、第三开关管SA3和第四开关管SA4，以及包括一端均与两个直流分压电容(C1、C2)连接点相连的第五开关管SA5和第六开关管SA6，第五开关管SA5的另一端连接第一开关管SA1和第二开关管SA2的连接点，第六开关管SA6的另一端连接第三开关管SA3和第四开关管SA4的连接点。第二开关管SA2和第三开关管SA3的连接点为A相半桥ANPC三电平桥臂的输出端，直流分压电容C1和直流分压电容C2的连接点O为中性点，每个直流分压电容电容上的电压均为Vdc/2，每个开关管承受的电压应力也均为Vdc/2。B、C相半桥ANPC三电平桥臂的结构与A相半桥ANPC三电平桥臂的结构相同，此处不再赘述。
三相变压器例如为高频变压器，由A、B、C三相变压器构成，三相变压器有星星连接(Y-Y)、星角连接(Y-Δ)和角角(Δ-Δ)连接三种连接方式，不同连接方式下变换器的内部电压波形、传输功率表达式均不一相同。三相变压器存在的磁耦合使其电压电流等特性比单相变换器更为复杂，不是三个单相变压器的简单叠加，三相变换器的效率、功率密度、成本等整体性能也优于三个单相变换器。
优选地，本发明实施例中，将各半桥ANPC三电平桥臂中的第二开关管和第三开关管设置为SiC管(即SiC MOSFET)，并将其余开关管设置为Si管(即Si IGBT)。对于该基于混合功率器件的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器而言，在其控制单元中设置冗余零状态脉宽调制子单元。
SiC MOSFET开关性能优于Si IGBT，但是成本更高。本实施例中，将半桥ANPC三电平桥臂中的第二开关管和第三开关管设计为SiC MOSFET，将其他开关管设计为Si IGBT，并通过合适的调制策略以将所有的硬开关集中在SiC MOSFET上，可同时兼顾成本与效率。
冗余零状态脉宽调制子单元用于控制三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得三相ANPC三电平电路在一个周期内开关状态的切换过程为：P→OO1→OO2→OO3→N→OO3→OO2→OO1→P，以将所有的硬开关集中在第二开关管和第三开关管上，即将所有的硬开关集中在SiC管上。
P状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：1,1,0,0,0,1，相应半桥ANPC三电平桥臂输出电压为Vdc/2。N状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,0,1,1,1,0，相应半桥ANPC三电平桥臂输出电压为-Vdc/2。OO1状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,1,0,1,1,0，相应半桥ANPC三电平桥臂输出电压为0。OO2状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：1,0,1,0,0,1，相应半桥ANPC三电平桥臂输出电压为0。OO3状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,1,1,0,1,1，相应半桥ANPC三电平桥臂输出电压为0。一个周期内各开关管的驱动状态如图9所示。
上述P→OO1→OO2→OO3→N→OO3→OO2→OO1→P的两个状态切换过程中，半桥ANPC三电平桥臂中各开关管的状态如表1所示，其中，ZVS表示零电压开关，Hard表示硬开关。
表1
Figure BDA0003560352290000101
基于冗余零状态脉宽调制子单元的上述控制策略，使得无论电流方向如何变换，从零状态切换到非零状态时第二开关管和第三开关管总会有一个开关管是硬开关，一个开关管是软开关。而在三种不同的非零状态内部进行切换时，所有开关管上都是软开关。因此，无论电流方向如何，开关损耗均集中在第二开关管和第三开关管上。因此，本实施例中的开关损耗主要由SiC MOSFET承担，效率高于全Si IGBT变换器，成本则低于全SiC MOSFET变换器，兼顾了效率与成本。
参阅图3，三相谐振网络包括三路谐振槽，各谐振槽均包括串联连接的谐振电感Lri和谐振电容Cri，i＝A、B、C，谐振槽连接在相应相的变压器一次侧接线端和半桥ANPC三电平桥臂输出端之间。变换器运行过程中，谐振电感和谐振电容共同产生振荡。为了更好地实现功率传输，减小损耗，需要充分考虑谐振电容的电压及电流振荡，对谐振槽的电压和电流进行精确控制。进一步地，在控制单元中设置谐振槽电压电流控制子单元。
参阅图8，为了减小谐振电感电流应力，提高变换器效率，本实施例采用谐振槽电压电流控制子单元优化谐振槽电流有效值。变换器的一次侧或二次侧电压将为三电平和两电平波形，此时相同传输功率下，占空比D1、D2和移相角
Figure BDA0003560352290000118
仍存在多种组合，这种特性为控制的优化提供了可能。
变换器的传输功率P0为：
Figure BDA0003560352290000111
可用于优化的最大传输功率PMax0为：
Figure BDA0003560352290000112
本实施例中，谐振槽电压电流控制子单元采用定频移相控制，具有三个控制自由度，分别为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比D1、二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比D2和移相角
Figure BDA0003560352290000113
D1和D2的大小决定桥臂输出三电平电压的有效值，从而影响传输功率的大小。二次侧的开关管驱动脉冲整体与一次侧开关管驱动脉冲相差移相角
Figure BDA0003560352290000114
Figure BDA0003560352290000115
的正负决定功率的传输方向，大小影响传输功率的大小。
Figure BDA0003560352290000116
时，功率从一次侧流向二次侧；
Figure BDA0003560352290000117
时，功率从二次侧流向一次侧。对于一次侧和二次侧的三相三电平有源桥，每个三相三电平有源桥内部的三相ANPC桥臂输出的电压占空比一致。谐振槽电压电流控制子单元的控制策略如下。
当P＞PMax0时，谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D1＝D2＝1，并调节移相角
Figure BDA0003560352290000121
以调节三相变压器的传输功率。
当P≤PMax0且vp≥vs时，谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D2＝1，并调节D1和移相角
Figure BDA0003560352290000122
直至二次侧无功电流最小。
当P≤PMax0且vp＜vs时，谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D1＝1，并调节D2和移相角
Figure BDA0003560352290000123
直至一次侧无功电流最小。
其中，P为变换器的实际有功传输功率，PMax0为变换器的最大有功传输功率，vp为一次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压，vs为二次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压。
P≤PMax0、vp≥vs时，电压电流控制子单元控制的A相的一次侧、二次侧电压波形如图4所示，此时，一次侧桥臂输出电压为三电平，二次侧桥臂输出电压为两电平，通过合理设计D1和
Figure BDA0003560352290000124
的取值可使二次侧无功电流最小。P≤PMax0、vp＜vs时，一次侧桥臂输出电压将变为两电平，二次侧桥臂输出电压将变为三电平。
以vp≥vs为例，分析基波下最小谐振槽电流有效值优化的情况。一次侧和二次侧电压矢量相位差为
Figure BDA0003560352290000125
电压矢量大小分别与D1、D2有关。在传输功率不是特别大时，谐振槽电压可以与二次侧电压矢量垂直，二次侧仅有有功功率，无功功率为0，谐振槽电流有效值最小。而当传输功率较大时，一次侧电压矢量取到最大也无法让谐振槽电压与二次侧电压矢量垂直，此时取D1＝D2＝1，仅通过移相角
Figure BDA0003560352290000126
控制传输功率。
根据本发明的实施例，三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器还包括计算单元，图中未示出。该计算单元用于利用基波分析原理对各半桥ANPC三电平桥臂的输出电压进行傅里叶分解，以计算各绕组连接方式下变换器的有功功率、无功功率和最大传输功率。基波等效电路如图6所示，相应的基波电压矢量分析如图7所示。
本实施例，变换器的开关频率为fs，谐振频率为fr，开关周期Ts＝1/fs，半开关周期Ths＝Ts/2，开关角频率为ωs，谐振槽等效阻抗XLC＝jωsLr+1/(jωsCr)。A、B、C三相的谐振电感值LrA＝LrB＝LrC＝Lr，谐振电容值CrA＝CrB＝CrC＝Cr；对于一次侧，直流母线电压Vdc＝Vp；对于二次侧，直流母线电压Vdc＝Vs。开关频率fs与谐振频率fr比值为Fn＝fs/fr。
以三相变压器的绕组连接方式为Y-Y连接为例，分析变换器的电压电流情况。三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器Y-Y连接时一次侧桥臂输出点为A1、B1、C1，一次侧三电平中点为O1，一次侧A、B、C三相各有一端连接在一起，称为变压器一次侧中心点m1，没有连接变压器的其他相的一端连接到谐振网络的A、B、C三相；二次侧桥臂输出点为A2、B2、C2，二次侧三电平中点为O2，二次侧A、B、C三相各有一端连接在一起，称为变压器二次侧中心点m2，没有连接变压器其它相的一端分别连接到二次侧的A、B、C三相半桥ANPC三电平桥臂中第二开关管和第三开关管的串联中点。以O1为参考电位，变换器一次侧各相电压vA1O1、vB1O1、vC1O1波形呈三电平，电压占空比为D1，变压器中心点电压vm1O1为三倍于开关频率的矩形波：
Figure BDA0003560352290000131
vi1m1＝vi1O1-vm1O1
采用基波分析法，对变换器三相桥臂输出电压进行傅立叶分解得到：
Figure BDA0003560352290000132
以A相为例，其基波分量vi1m1，1为：
Figure BDA0003560352290000141
类似地，二次侧A相vA2m2基波分量vi2m2，1为：
Figure BDA0003560352290000142
谐振槽电压vLrCr，1为：
Figure BDA0003560352290000143
电感电流iLrCr,1_Y-Y(t)和电容电压vCr,1_Y-Y(t)可以分别表示为：
Figure BDA0003560352290000144
Figure BDA0003560352290000145
Y-Y连接方式下，开关频率一定时，计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure BDA0003560352290000146
Figure BDA0003560352290000147
Figure BDA0003560352290000148
其中，PY-Y为Y-Y连接方式下变换器的有功功率，QY-Y为Y-Y连接方式下变换器的无功功率，PY-Ymax为Y-Y连接方式下变换器的最大有功传输功率，k为三相变压器的电压转换比，vp为一次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压，n为三相变压器的匝数比，Fn为开关频率与谐振频率之比，Z0为谐振槽阻抗，
Figure BDA0003560352290000151
Lr为谐振电感的电感值，Cr为谐振电容的电容值，
Figure BDA0003560352290000152
为移相角，D1为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比，D2为二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比。
根据本发明另一实施例，三相变压器的绕组连接方式为Δ-Δ连接，开关频率一定时，计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure BDA0003560352290000153
Figure BDA0003560352290000154
Figure BDA0003560352290000155
其中，PΔ-Δ为Δ-Δ连接方式下变换器的有功功率，QΔ-Δ为Δ-Δ连接方式下变换器的无功功率，PΔ-Δmax为Δ-Δ连接方式下变换器的最大有功传输功率。
电感电流iLr,1_Δ-Δ(t)和电容电压vCr,1_Δ-Δ(t)可以分别表示为：
Figure BDA0003560352290000156
Figure BDA0003560352290000157
根据本发明又一实施例，三相变压器的绕组连接方式为Y-Δ连接，计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure BDA0003560352290000158
Figure BDA0003560352290000161
Figure BDA0003560352290000162
其中，PY-Δ为Y-Δ连接方式下变换器的有功功率，QY-Δ为Y-Δ连接方式下变换器的无功功率，PY-Δmax为Y-Δ连接方式下变换器的最大有功传输功率。
电感电流iLr,1_Y-Δ(t)和电容电压vCr,1_Y-Δ(t)可以分别表示为：
Figure BDA0003560352290000163
Figure BDA0003560352290000164
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，包括：控制单元、三相变压器以及分别连接在所述三相变压器两侧的两个三相ANPC三电平电路，所述三相变压器一次侧和一次侧连接的三相ANPC三电平电路之间连接有三相谐振网络；
所述三相ANPC三电平电路包括三路连接在直流母线正、负极之间的半桥ANPC三电平桥臂，以及两个连接在直流母线正、负极之间的直流分压电容；
所述控制单元用于控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得所述三相变压器中性点电平为-Vdc/6、0或Vdc/6，各半桥ANPC三电平桥臂输出端相对于两个所述直流分压电容连接点的电压为-2Vdc/3、-Vdc/2、-Vdc/3、0、Vdc/3、Vdc/2或2Vdc/3，其中，Vdc为直流母线正、负极之间的电压，各相谐振槽电压为十一电平电压，所述谐振槽电压为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出电压与二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出电压之差。
2.如权利要求1所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述半桥ANPC三电平桥臂包括依次连接在直流母线正、负极之间的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，以及包括一端均与两个所述直流分压电容连接点相连的第五开关管和第六开关管，所述第五开关管的另一端连接所述第一开关管和第二开关管的连接点，所述第六开关管的另一端连接所述第三开关管和第四开关管的连接点，所述第二开关管和第三开关管为SiC管，其余开关管为Si管。
3.如权利要求2所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述控制单元包括冗余零状态脉宽调制子单元；
所述冗余零状态脉宽调制子单元用于控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得所述三相ANPC三电平电路在一个周期内开关状态的切换过程为：P→OO1→OO2→OO3→N→OO3→OO2→OO1→P，以将所有的硬开关集中在所述第二开关管和第三开关管上；
P状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：1,1,0,0,0,1；
N状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,0,1,1,1,0；
OO1状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,1,0,1,1,0；
OO2状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：1,0,1,0,0,1；
OO3状态下第一开关管至第六开关管的开关状态依次为：0,1,1,0,1,1；
其中，0对应开关管关断，1对应开关管开通。
4.如权利要求1所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述控制单元包括谐振槽电压电流控制子单元；
若P＞PMax0，所述谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D1＝D2＝1，并调节移相角
Figure FDA0003560352280000021
以调节所述三相变压器的传输功率；
若P≤PMax0且vp≥vs，所述谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D2＝1，并调节D1和移相角
Figure FDA0003560352280000022
直至二次侧无功电流最小；
若P≤PMax0且vp＜vs，所述谐振槽电压电流控制子单元用于通过控制所述三相ANPC三电平电路中各开关管的通断，使得D1＝1，并调节D2和移相角
Figure FDA0003560352280000023
直至一次侧无功电流最小；
其中，D1为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比，D2为二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比，P为变换器的实际有功传输功率，PMax0为变换器的最大有功传输功率，vp为一次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压，vs为二次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压。
5.如权利要求1所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述三相谐振网络包括三路谐振槽，各所述谐振槽均包括串联连接的谐振电感和谐振电容，所述谐振槽连接在相应相的变压器和半桥ANPC三电平桥臂之间。
6.如权利要求1-5任一项所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，还包括计算单元，用于利用基波分析原理对各半桥ANPC三电平桥臂的输出电压进行傅里叶分解，以计算各绕组连接方式下变换器的有功功率、无功功率和最大传输功率。
7.如权利要求6所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述三相变压器的绕组连接方式为Y-Y连接，所述计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure FDA0003560352280000031
Figure FDA0003560352280000032
Figure FDA0003560352280000033
其中，PY-Y为Y-Y连接方式下变换器的有功功率，QY-Y为Y-Y连接方式下变换器的无功功率，PY-Ymax为Y-Y连接方式下变换器的最大有功传输功率，k为三相变压器的电压转换比，vp为一次侧三相ANPC三电平电路输入端的电压，n为三相变压器的匝数比，Fn为开关频率与谐振频率之比，Z0为谐振槽阻抗，
Figure FDA0003560352280000034
为移相角，D1为一次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比，D2为二次侧半桥ANPC三电平桥臂输出的三电平电压的占空比。
8.如权利要求7所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述三相变压器的绕组连接方式为Δ-Δ连接，所述计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure FDA0003560352280000041
Figure FDA0003560352280000042
Figure FDA0003560352280000043
其中，PΔ-Δ为Δ-Δ连接方式下变换器的有功功率，QΔ-Δ为Δ-Δ连接方式下变换器的无功功率，PΔ-Δmax为Δ-Δ连接方式下变换器的最大有功传输功率。
9.如权利要求7所述的三相三电平ANPC串联谐振型双有源桥DC/DC变换器，其特征在于，所述三相变压器的绕组连接方式为Y-Δ连接，所述计算单元计算得到的有功功率、无功功率、最大有功传输功率分别为：
Figure FDA0003560352280000044
Figure FDA0003560352280000045
Figure FDA0003560352280000046
其中，PY-Δ为Y-Δ连接方式下变换器的有功功率，QY-Δ为Y-Δ连接方式下变换器的无功功率，PY-Δmax为Y-Δ连接方式下变换器的最大有功传输功率。
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CN117458887A (zh) * 2023-12-20 2024-01-26 常熟理工学院 一种用于三电平谐振变换器的全局最优控制方法及***
CN118041106A (zh) * 2024-04-11 2024-05-14 湖南大学 混合器件三电平anpc变换器及其配置优化方法

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