CN117060709B - 单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路 - Google Patents

Abstract

单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，解决了现有Zeta型无桥PFC电路拓扑使用元件较多、效率低的问题，属于单级单相无桥功率因数校正变换器拓扑领域。本发明包括输入滤波电感L_f、输入滤波电容C_f、变压器T、储能电容C、储能电感L，输出滤波电容C_dc1、输出滤波电容C_dc2、1号双向开关和2号双向开关；还设计了储能电感L和励磁电感L_m、最大占空比d_max的值。本发明交流输入端的整流二极管被完全消除，电路实现了真正意义上的无桥；在较高输出电压时半导体器件承受的最大耐压得以有效降低，其开关损耗得以有效减小，电路效率得以进一步提高；控制简单，无需采样输入电流，采用单电压环定占空比控制即可实现功率因数校正功能。

Description

单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路

技术领域

本发明涉及一种单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，属于单级单相无桥功率因数校正变换器拓扑领域。

背景技术

无刷直流(BLDC)电机使用电子换向器，目前已完全取代了传统直流电机，在轻型电动汽车(EVs)和家用电器中得到很多关注与应用。电机的驱动***主要包括功率因数校正(PFC)电路以及电压源逆变器(VSI)，其中，Zeta型功率因数校正电路因其在断续导通模式(DCM)下具有较好动态响应、输出电流连续、易实现隔离等优势用作前级PFC，与后级电压源逆变器级联配合工作。传统Zeta型功率因数校正电路在交流侧采用二极管整流桥，整流桥的存在会降低变换器的转换效率、功率因数(PF)以及总谐波失真(THD)等电能质量参数。为了实现高效率与低成本，对无桥Zeta型PFC电路拓扑的研究相继展开。

由于Zeta电路结构的复杂性，目前无桥Zeta型PFC电路拓扑主要有基于双原边变压器的无桥Zeta型PFC以及dual无桥Zeta型PFC两种。基于双原边变压器的无桥Zeta型PFC拓扑电路结构相对简单，但其使用的变压器为双原边绕组，需要中心抽头，变压器制造相对麻烦，同时两个原边绕组分别串联一个二极管，交流侧仍存在一个二极管桥臂，降低了变换器效率；dual无桥Zeta型PFC拓扑输出侧为双电容结构，开关器件电压应力得以降低，但使用两个Zeta变换电路分别工作在输入交流电压的正、负半周，电路结构相对复杂。

发明内容

针对现有Zeta型无桥PFC电路拓扑使用元件较多、效率低的问题，本发明提供一种单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路。

本发明的一种单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，所述电路包括输入滤波电感L_f、输入滤波电容C_f、变压器T、储能电容C、储能电感L，输出滤波电容C_dc1、输出滤波电容C_dc2、1号双向开关和2号双向开关；

输入电源的正极与输入滤波电感L_f的一端连接，输入滤波电感L_f的另一端与1号双向开关的一端和输入滤波电容C_f的一端同时连接，1号双向开关的另一端与变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极、输入滤波电容C_f的另一端与变压器T原边的异名端同时连接；

变压器T副边的同名端与储能电容C的一端连接，储能电容C的另一端与2号双向开关的一端、储能电感L的一端同时连接，储能电感L的另一端与二极管D₁的阳极、二极管D₂的阴极同时连接；

变压器T副边的异名端、2号双向开关的另一端、输出滤波电容C_dc1的负极和输出滤波电容C_dc2的正极同时连接；

二极管D₁的阴极与输出滤波电容C_dc1的正极连接，二极管D₂的阳极与输出滤波电容C_dc2的负极连接。

作为优选，电路工作于断续导通模式。

作为优选，变压器T的励磁电感L_m与储能电感L的并联电感值设计为L_eq：

式中，P_ac为输入功率，T_S为开关周期，d为占空比，V_{ac_max}为交流输入电压的峰值。

作为优选，储能电感L的值设计为：

式中，α为输入电流纹波系数。

作为优选，最大占空比d_max设计为：

式中，变压器T的变比为n：1，V_dc为负载电压。

作为优选，励磁电感L_m设计为：

作为优选，1号双向开关承受的最大电压应力V_{S1/S2_max}为：

V_{S1/S2_max}＝V_{ac_max}+nV_dc/2

1号双向开关承受的最大电压应力V_{S3/S4_max}为：

V_{S3/S4_max}＝V_{ac_max}+nV_dc/2。

本发明的有益效果，本发明电路仅使用一个隔离变压器、一个储能电容以及一个储能电感实现无桥PFC功能，电路结构简单，同时变压器为标准结构，设计简单。电路的主要优势有：交流输入端的整流二极管被完全消除，电路实现了真正意义上的无桥；在较高输出电压时半导体器件承受的最大耐压得以有效降低，其开关损耗得以有效减小，电路效率得以进一步提高；控制简单，无需采样输入电流，采用单电压环定占空比控制即可实现功率因数校正功能。

附图说明

图1为单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路图；

图2为交流电压正半周内一个开关周期电路主要工作波形图；

图3为交流电压正半周内一个开关周期电路三个工作阶段模态图，其中图3(a)为模态I，图3(b)为模态II，图3(c)为模态III；

图4为交流电压负半周内一个开关周期电路主要工作波形图；

图5为交流电压负半周内一个开关周期电路三个工作阶段模态图，其中图5(a)为模态IV，图5(b)为模态V，图5(c)为模态VI；

图6为100V/50Hz交流输入，100V/500W直流输出下的电压、电流波形图，其中图6(a)为输入电压和电流波形图，图6(b)为输出电压与两个输出滤波电容电压的波形图；

图7为100V/50Hz交流输入，100V/500W直流输出下开关管两端电压波形图，其中图7(a)为开关管S₁与S₂两端电压波形图，图7(b)为开关管S₃与S₄两端电压波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

本实施方式的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，包括输入滤波电感L_f，输入滤波电容C_f，变压器T(励磁电感L_m、变比n：1)，储能电容C，储能电感L，两个输出滤波电容C_dc1、C_dc2，两个双向开关以及二极管D₁、D₂。输入电源的正极与输入滤波电感L_f的一端连接，输入滤波电感L_f的另一端与1号双向开关的一端和输入滤波电容C_f的一端同时连接，1号双向开关的另一端与变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极、输入滤波电容C_f的另一端与变压器T原边的异名端同时连接；变压器T副边的同名端与储能电容C的一端连接，储能电容C的另一端与2号双向开关的一端、储能电感L的一端同时连接，储能电感L的另一端与二极管D₁的阳极、二极管D₂的阴极同时连接；变压器T副边的异名端、2号双向开关的另一端、输出滤波电容C_dc1的负极和输出滤波电容C_dc2的正极同时连接；二极管D₁的阴极与输出滤波电容C_dc1的正极连接，二极管D₂的阳极与输出滤波电容C_dc2的负极连接。其中，两个双向开关分别采用两组反串联开关管(第一组S₁、S₂；第二组S₃、S₄)实现，能够通过双向电流。

为便于分析电路工作原理，做出如下说明：

(1)电路工作于断续导通模式(DCM)；

(2)忽略使用元器件寄生参数、导通压降以及线路参数的影响；

(3)输出滤波电容C_dc1、C_dc2容值相等且足够大，电容分压相等，即v_Cdc1＝v_Cdc2＝V_dc/2；

(4)开关频率f_S远高于工频，开关周期T_S内输入电压视为定值V_in，储能电容电压视为定值V_C。

交流电压正半周内，二极管D₁导通，二极管D₂关断，输出端口两端电压为输出滤波电容C_dc1两端电压V_dc/2；交流电压负半周内，二极管D₁关断，二极管D₂导通，输出端口两端电压为输出滤波电容C_dc2两端电压V_dc/2。根据交流输入电压的正负以及两个双向开关的开关管的开关动作，单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路一共存在六种不同的工作模态。交流电压正半周内一个开关周期电路主要工作波形如图2所示，与之对应的阶段模态图如图3所示；交流电压负半周内一个开关周期电路主要工作波形如图4所示，与之对应的阶段模态图如图5所示。

模态I(如图3(a)所示)：该模态起始于开关管S₁与S₂导通时刻，该阶段开关管S₃与S₄关断，变压器原边电压为+V_in，变压器的励磁电感线性正向充电；变压器副边电压为+V_in/n，变压器与储能电容C通过二极管D₁向储能电感L以及负载放电。

模态II(如图3(b)所示)：该模态起始于开关管S₁与S₂关断时刻，同时开关管S₃与S₄导通。输入电源通过滤波回路续流，变压器原边励磁电感储存的能量通过副边向储能电容C释放；储能电感L通过开关管S₃与S₄向负载放电，储能电感L的电流开始线性下降。

模态III(如图3(c)所示)：该模态起始于开关管S₃与S₄电流为0时刻，该阶段开关管S₁与S₂关断，开关管S₃与S₄关断。输入电源继续通过滤波回路续流，储能电感L通过储能电容C与变压器副边绕组进行续流。

模态IV(如图5(a)所示)：该模态起始于开关管S₁与S₂导通时刻，该阶段开关管S₃与S₄关断，变压器原边电压为-V_in，变压器励磁电感线性反向充电；变压器副边电压为-V_in/n，变压器与储能电容C通过二极管D₂向储能电感L以及负载放电。

模态V(如图5(b)所示)：该模态起始于开关管S₁与S₂关断时刻，同时开关管S₃与S₄导通。输入电源通过滤波回路续流，变压器原边励磁电感储存的能量通过副边向储能电容C释放；储能电感L通过开关管S₃与S₄向负载放电，储能电感L的电流开始反向线性下降。

模态VI(如图5(c)所示)：该模态起始于开关管S₃与S₄电流为0时刻，该阶段开关管S₁与S₂关断，开关管S₃与S₄关断。输入电源继续通过滤波回路续流，储能电感L通过储能电容C与变压器副边绕组进行续流。

从工作原理分析可知，交流输入电压的正、负半周内电路原理完全相同，仅是电流方向发生反向。在模态II与模态V开关管S₁与S₂关断期间，开关管S₁与S₂承受最大耐压；在模态I与模态IV开关管S₃与S₄关断期间，开关管S₃与S₄承受最大耐压。其承受的最大电压应力可分别表示为：

式中，V_{ac_max}为交流输入电压的峰值。

观察电压应力表达式可知，直流输出电压折算到开关管电压应力为其电压值的一半。对于输出电压较高的场合，本拓扑开关管的电压应力得以有效降低，其开关损耗得以有效减小，电路效率得以进一步提高。

对变压器励磁电感L_m与储能电感L两端电压列写开关周期的伏秒平衡方程，可得：

式中，d为占空比，Δ₁为模态II/V的时间占比，Δ₂为模态III/VI的时间占比。对上式化简可得：

储能电容电压跟随输出端口两端电压V_dc/2的变化，电路的电压增益取决于d与nΔ₁的比值。在模态III/VI阶段，储能电感L两端电压为0，电感L通过储能电容C与变压器副边绕组续流。当开关管S₁与S₂导通时，变压器原边励磁电感与以及储能电感均线性充电，双向开关管S₁与S₂关断时刻，输入侧电流达到最大值I_{S_max}，可表示为：

式中，L_eq为表示电感L_m与L的并联电感值，表达式如下：

双向开关管S₁与S₂仅在模态I/IV处于导通状态，其他阶段均关断，因此输入电流波形呈三角波。基于输入电流峰值，得到输入电流平均值表达式：

由此得到工频下交流输入电流的表达式：

观察交流输入电流表达式，当并联电感参数、开关周期一定的条件下，采用定占空比控制即可实现输入侧的功率因数校正功能，占空比可通过输出电压单闭环获得，控制方法简单且稳定。

从输入电流表达式可以发现，电感参数对电流有效值有较大的影响。在明确电路输入功率的情况下，并联电感值可通过下式得到：

式中，P_ac为输入功率。由并联电感设计公式可知，并联电感值的最大值取决于***的最大占空比d_max。基于前面的理论分析，***最大占空比由下式决定：

对上式变形，进而得到d_max的表达式：

储能电感L的电流具有连续性，一般电感值较大，可依据电流纹波进行设计，储能电感L的设计公式如下：

式中，α为输入电流纹波系数。基于得到的并联电感L_eq与储能电感L，根据并联电感公式，即可得到变压器励磁电感L_m的电感值。

以工频输入100V/50Hz、输出100V/500W为例，进行电感参数的设计。

设计开关频率为50kHz，变压器变比n＝1。基于输入-输出电压指标，计算最大占空比：

由此确定占空比取值d＝0.25。取输入电流纹波系数α＝0.2，得到储能电感以及并联电感的电感值。

根据电感并联公式，得到变压器励磁电感L_m的电感值。

基于上述电感参数，电路的输入侧功率因数校正情况以及输出电压波形如图6所示，从仿真结果可以看出，该电路的输入电流为与交流电压同相位的正弦波，功率因数校正效果良好；两个输出滤波电容能够实现均压，输出电压稳定。两组双向开关管的电压应力情况如图7所示，观察仿真波形可得，100V有效值交流输入、100V直流输出下该电路开关管的电压应力为193V，与理论值V_{ac_max}+nV_dc/2基本相同，该电路在较高输出电压下实现了较低的器件应力。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (8)

1.单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，所述电路包括输入滤波电感L_f、输入滤波电容C_f、变压器T、储能电容C、储能电感L，输出滤波电容C_dc1、输出滤波电容C_dc2、1号双向开关和2号双向开关；

输入电源的正极与输入滤波电感L_f的一端连接，输入滤波电感L_f的另一端与1号双向开关的一端和输入滤波电容C_f的一端同时连接，1号双向开关的另一端与变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极、输入滤波电容C_f的另一端与变压器T原边的异名端同时连接；

变压器T副边的同名端与储能电容C的一端连接，储能电容C的另一端与2号双向开关的一端、储能电感L的一端同时连接，储能电感L的另一端与二极管D₁的阳极、二极管D₂的阴极同时连接；

变压器T副边的异名端、2号双向开关的另一端、输出滤波电容C_dc1的负极和输出滤波电容C_dc2的正极同时连接；

二极管D₁的阴极与输出滤波电容C_dc1的正极连接，二极管D₂的阳极与输出滤波电容C_dc2的负极连接。

2.根据权利要求1所述的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，电路工作于断续导通模式。

3.根据权利要求2所述的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，变压器T的励磁电感L_m与储能电感L的并联电感值为L_eq：

式中，P_ac为输入功率，T_S为开关周期，d为占空比，V_{ac_max}为交流输入电压的峰值。

4.根据权利要求3所述的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，储能电感L的值为：

式中，α为输入电流纹波系数。

5.根据权利要求3或4所述的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，最大占空比d_max：

式中，变压器T的变比为n：1，V_dc为负载电压。

6.根据权利要求4所述的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，励磁电感L_m：

7.根据权利要求2所述的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，1号双向开关承受的最大电压应力V_{S1/S2_max}为：

V_{S1/S2_max}＝V_{ac_max}+nV_dc/2

其中，V_{ac_max}为交流输入电压的峰值，变压器T的变比为n：1，V_dc为负载电压。

8.根据权利要求2所述的单级无桥隔离式Zeta型功率因数校正电路，其特征在于，1号双向开关承受的最大电压应力V_{S3/S4_max}为：

V_{S3/S4_max}＝V_{ac_max}+nV_dc/2

其中，V_{ac_max}为交流输入电压的峰值，变压器T的变比为n：1，V_dc为负载电压。