CN115065230B - 一种三相无桥sepic型pfc变换器 - Google Patents

Abstract

一种三相无桥SEPIC型PFC变换器,解决了现有SEPIC型三相PFC变换器拓扑元器件利用率较低及功率开关管结电容带来的电流畸变的问题，属于三相无桥PFC变换器拓扑领域。本发明包括三个输入滤波电感、三个储能电容、三个储能电感、三组双向开关、六个开关和两个输出滤波电容，六个开关分成三组单向开关，每组两个开关；三相变换中单相变换电路相同，且共用两个输出滤波电容；相比于已有拓扑，半导体功率器件以及电感、电容的数量达到最优，元器件利用率较高。同时采用临界导通模式控制，根据导通时间控制方程实现输入侧的功率因数校正，电流畸变问题得以有效解决，变换器的导通损耗也可以得到进一步减小，变换器效率有效提升。

Description

一种三相无桥SEPIC型PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种基于CRM(临界导通模式)控制的宽增益新型三相无桥SEPIC型PFC变换器，属于三相无桥PFC变换器拓扑领域。

背景技术

基于SEPIC电路的三相PFC变换器拓扑具有电路结构简单、功率因数校正效果良好、输出电压调节范围宽等优点，在LED驱动电源、电池充电器等中小功率领域得到了广泛应用。传统SEPIC型PFC变换器的输入侧通常会引入由二极管构成的整流桥来对输入电压进行整流，因此在电路运行中总会存在两个二极管流过电流。在小功率大电流的场合下，输入整流桥的二极管损耗就显得尤为严重。为了减少甚至消除二极管整流桥中的损耗，基于SEPIC电路的三相无桥PFC变换器拓扑被相继提出，目前主要有图腾柱相模块式SEPIC型三相PFC变换器以及无桥Dual SEPIC型三相PFC变换器两种。

图腾柱相模块式SEPIC型三相PFC变换器拓扑可认为是三个并行的单相图腾柱式无桥SEPIC型PFC变换器，具有三个独立的输出端口。考虑到三相非隔离结构的耦合问题，三个独立的输出端不可连在一起。同时，该变换器的每一个单相模块中都会存在一个输入二极管始终工作，降低了***效率。无桥Dual SEPIC型三相PFC变换器拓扑使用了较多的半导体功率器件，对每相交流输入而言均采用两组电感、电容分别工作在输入电压的正半轴与负半轴，解决了非隔离结构带来的耦合问题，但是器件的利用率较低，***功率密度较低。

此外，由于功率开关管结电容的实际存在，在开关管关断的续流期间，开关管结电容会与储能电感谐振，导致开关管下一个导通信号来临时输入滤波电感电流与储能电感电流不相等，因此基于SEPIC电路的三相无桥PFC变换器在定占空比DCM控制下输入电流会存在电流畸变。

发明内容

针对现有SEPIC型三相PFC变换器拓扑元器件利用率较低及功率开关管结电容带来的电流畸变的问题，本发明提供一种三相无桥SEPIC型PFC变换器。

本发明的一种三相无桥SEPIC型PFC变换器，包括三个输入滤波电感、三个储能电容、三个储能电感、三组双向开关、六个开关和两个输出滤波电容，六个开关分成三组单向开关，每组两个开关；三相变换中单相变换电路相同，且共用两个输出滤波电容，单相变换电路包括一个输入滤波电感、一个储能电容、一个储能电感、一组双向开关、一组单向开关和两个输出滤波电容；

单相变换电路中，每相输入电源分别与一个输入滤波电感、一组双向开关、一个储能电感依次串联连接，双向开关与储能电感串联后的两端并联一个储能电容，双向开关与储能电感的连接点为M点，储能电感与储能电容的连接点与一组单向开关中的两个开关的一端同时连接，一组单向开关的另一端分别为X₁和X₂，两个输出滤波电容分别串联在X₁点与M点之间及X₂点与M点之间。

作为优选，双向开关为两个反向串联功率开关管，且反向串联功率开关管包含反并联二极管与结电容，PFC变换器工作于临界导通模式；

A相的一组单向开关电流和过零时，A相双向开关导通，导通时间

后，A相双向开关关断，完成一次开关周期；

B相的一组单向开关电流和过零时，B相双向开关导通，导通时间

后，B相双向开关关断，完成一次开关周期；

C相的一组单向开关电流和过零时，C相双向开关导通，导通时间

后，C相双向开关关断，完成一次开关周期；

v_A、v_B、v_C表示工频下输入电源的三相输入电压瞬时值，V_dc表示PFC变换器输出电压，

r_A＝r_B＝r_C，

r_A、r_B、r_C表示A、B、C三相网侧等效输入电阻，L₂表示储能电感的电感值。

本发明还提供一种四线制的三相无桥SEPIC型PFC变换器，三相输入电源的中线与M点连接。

作为优选，双向开关为两个反向串联功率开关管，且反向串联功率开关管包含反并联二极管与结电容，PFC变换器工作于临界导通模式；

A相的一组单向开关电流和过零时，A相双向开关导通，导通时间

后，A相双向开关关断，完成一次开关周期；

B相的一组单向开关电流和过零时，B相双向开关导通，导通时间

后，B相双向开关关断，完成一次开关周期；

C相的一组单向开关电流和过零时，C相双向开关导通，导通时间

后，C相双向开关关断，完成一次开关周期；

v_A、v_B、v_C表示工频下输入电源的三相输入电压瞬时值，V_dc表示PFC变换器输出电压，

r_A＝r_B＝r_C，r_A、r_B、r_C表示A、B、C三相网侧等效输入电阻，L₁表示滤波电感的电感值，L₂表示储能电感的电感值。

作为优选，

/>

α表示电流纹波系数，T_{A_min}表示最低开关频率，V_rms表示三相电压有效值，P_o表示PFC变换器输出功率。

本发明的有益效果，本发明拓扑中输入侧不存在一直工作的二极管，相比于已有拓扑，半导体功率器件以及电感、电容的数量达到最优，元器件利用率较高。同时针对功率开关管结电容带来的电流畸变问题，采用临界导通模式(CRM)控制，根据导通时间控制方程实现输入侧的功率因数校正，电流畸变问题得以有效解决，变换器的导通损耗也可以得到进一步减小，变换器效率有效提升。

附图说明

图1为三线制三相无桥SEPIC型PFC变换器电路图；

图2为四线制三相无桥SEPIC型PFC变换器电路图；

图3为三相输入电压不同工作区间划分图，纵坐标v表示三相输入电压，横坐标t表示工作时间；

图4为输入电压在[π/3,π/2]区间内三线制三相无桥SEPIC型PFC变换器在一个开关周期内开关S_a1、S_b2、S_c2电流，储能电感L_a2、L_b2、L_c2电流以及开关Q_a1、Q_b2、Q_c2电流波形图；

图5为不同开关状态下输入电压在[π/3,π/2]区间内三线制三相无桥SEPIC型PFC变换器工作模态图，其中，图5(a)为工作阶段(1)的工作模态图，图5(b)为工作阶段(2)的工作模态图，图5(c)为工作阶段(3)的工作模态图，图5(d)为工作阶段(4)的工作模态图，图5(e)为工作阶段(5)的工作模态图；图5(f)为工作阶段(6)的工作模态图；图5(g)为工作阶段(7)的工作模态图；

图6为三相无桥SEPIC型PFC变换器的CRM控制算法框图；

图7为四线制三相无桥SEPIC型PFC变换器在一个开关周期内4种不同的工作模态下A相开关S_a1电流，储能电感L_a2电流以及开关Q_a1、Q_a2电流波形图；

图8为不同状态下四线制三相无桥SEPIC型PFC变换器A相的工作模态图，包括图8(a)为v_A>0，双向开关导通模态，图8(b)为v_A>0，双向开关关断模态，图8(c)为v_A<0，双向开关导通模态，图8(d)为v_A<0，双向开关关断模态；

图9为三相输入110V/50Hz，输出270V/1500W条件下三相输入电压和电流波形图，其中，图9(a)为实施例1的三线制三相无桥SEPIC型PFC变换器输入电压和电流波形；图9(b)为实施例2的四线制三相无桥SEPIC型PFC变换器输入电压和电流波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

本实施方式的三相无桥SEPIC型PFC变换器，包括三个输入滤波电感，分别为L_a1、L_b1、L_c1，三个小容量储能电容，分别为C_a1、C_b1、C_c1，三个小感量储能电感，分别为L_a2、L_b2、L_c2，两个输出滤波电容C_dc1、C_dc2，三组双向开关，第一组S_a1、S_a2；第二组S_b1、S_b2；第三组S_c1、S_c2，六个开关Q_a1—Q_c2，开关可根据电路的工作模式进行选择：升压模式采用二极管/同步整流管；升降压模式采用具有反向阻断能力的单向电流可控开关，例如具有反向阻断能力的单向电流可控开关IGBT或者一个没有反向阻断能力的标准IGBT串联二极管。

其中，三个输入滤波电感的电感值相同，为L₁，三个小容量储能电容的电容值相同，为C₁，三个小感量储能电感的电感值相同，为L₂，两个输出滤波电容的电容值相同，为C_dc，每一组双向开关采用反向串联开关管开关实现，动作相同，可实现能量的双向流动。

三相变换中单相变换电路相同，且共用两个输出滤波电容，单相变换电路包括一个输入滤波电感、一个储能电容、一个储能电感、一组双向开关、一组单向开关和两个输出滤波电容；

根据三相交流电源是否存在中线，三相无桥SEPIC型PFC变换器的电路结构可分为三相三线制和三相四线制两种。

实施例1：如图1所示，本实施方式三线制的三相无桥SEPIC型PFC变换器，A相单相变换电路中，A相输入电源分别与输入滤波电感L_a1、双向开关S_a1、S_a2、储能电感L_a2依次串联连接，双向开关S_a1、S_a2与储能电感L_a2串联后的两端并联一个储能电容C_a1，双向开关S_a1、S_a2与储能电感L_a2的连接点为M点，储能电感L_a2与储能电容C_a1的连接点与一组单向开关中的两个开关的一端同时连接，一组单向开关的另一端分别为X₁和X₂，两个输出滤波电容C_dc1、C_dc2分别串联在X₁点与M点之间及X₂点与M点之间。

本实施例使用的半导体功率器件数量较少，相比于三开关无桥Dual SEPIC型三相PFC变换器18个半导体功率器件、6个储能电容、6个储能电感，本实施例拓扑采用12个半导体功率器件、3个储能电容、3个储能电感，半导体功率器件数量减少，电感、电容数量减半，元器件利用率有效提高，***效率与功率密度也得以提升。

本实施例的三相无桥SEPIC型PFC变换器的工作情况与三相输入电压v_A、v_B、v_C的波形变化情况以及三路双向开关的控制情况有关。根据三相输入电压的极性关系，将一个电网周期划分为12个区间，每个区间内三相电压的正负及绝对值大小关系不变。以区间[π/3,π/2]为例，具体分析变换器的工作过程。

在对PFC变换器工作原理分析前，做出如下说明：

1)PFC变换器工作于临界导通模式(CRM)；

2)输出滤波电容C_dc1、C_dc2足够大，两电容分压相等，即v_Cdc1＝v_Cdc2＝V_dc/2；

3)双向开关的功率开关管包含反并联二极管与结电容；

4)开关频率远高于输入交流电源频率，开关周期T_S内认为三相输入电压为固定值V_A、V_B、V_C，，储能电容电压为定值V_a1、V_b1、V_c1。

在三相输入电压[π/3,π/2]区间，根据三路双向开关的导通情况，变换器有7种工作模态，[π/3,π/2]区间内一个开关周期的电路主要电流波形如图4所示，对应的工作模态如图5所示。

模态I：如图5(a)所示，该阶段三组双向开关全部导通。A相输入滤波电感L_a1正向充电，电感L_a1电流正向线性上升；B、C相输入滤波电感L_b1、L_c1反向充电，电感L_b1、L_c1电流反向线性上升。储能电感L_a2、L_b2、L_c2两端电压分别等于储能电容C_a1、C_b1、C_c1两端电压，即v_La2＝V_a1、v_Lb2＝V_b1、v_Lc2＝V_c1。储能电容C_a1、C_b1、C_c1分别向储能电感L_a2、L_b2、L_c2放电，L_a2、L_b2、L_c2存储能量。同时，输出滤波电容C_dc1、C_dc2共同向负载提供能量。

模态II：如图5(b)所示，A、C相双向开关导通，B相双向开关关断。A、C相输入滤波电感L_a1、L_c1线性充电；储能电感L_a2、L_c2两端电压仍分别为储能电容电压V_a1、V_c1，电感L_a2、L_c2线性充电。B相双向开关关断，双向开关两端电压钳位为V_b1-V_dc/2。输入滤波电感L_b1向输出侧放电，电流线性下降；储能电感L_b2两端电压的参考方向与电流相反，电感L_b2也向输出侧释放能量。同时，开关Q_b2导通向滤波电容C_dc2以及负载提供能量，其电流由峰值线性下降，直到开关Q_b2电流下降为0，B相双向开关开始导通。

模态III：如图5(c)所示，A相双向开关导通，B、C相双向开关关断。A相输入滤波电感L_a1、储能电感L_a2线性充电。B、C相双向开关关断，B相双向开关两端电压钳位为V_b1-V_dc/2，C相双向开关两端电压钳位为V_c1-V_dc/2。输入滤波电感L_b1、L_c1向输出侧释放能量。储能电感L_b2、L_c2两端电压的参考方向与电流相反，电感L_b2、L_c2也向输出侧释放能量。同时，开关Q_b2、Q_c2导通向滤波电容C_dc2以及负载提供能量，直到开关Q_b2、Q_c2电流下降为0，B、C相双向开关开始导通。

模态IV：如图5(d)所示，A相双向开关关断，B、C相双向开关导通。B、C相输入滤波电感L_b1、L_c1线性充电；储能电感L_b2、L_c2两端电压分别为储能电容电压V_b1、V_c1，电感L_b2、L_c2线性充电。A相双向开关关断，双向开关两端电压钳位为V_a1+V_dc/2。输入滤波电感L_a1向输出侧放电，电流线性下降；储能电感L_a2两端电压的参考方向与电流相反，电感L_a2也向输出侧释放能量。同时，开关Q_a1导通向滤波电容C_dc1以及负载提供能量，其电流由峰值线性下降，直到开关Q_a1电流下降为0，A相双向开关开始导通。

模态V：如图5(e)所示，A、C相双向开关关断，B相双向开关导通。A相双向开关两端电压钳位为V_a1+V_dc/2，C相双向开关两端电压钳位为V_c1-V_dc/2。A相输入滤波电感L_a1、储能电感L_a2向输出侧释放能量，开关Q_a1导通向滤波电容C_dc1以及负载提供能量。B相输入滤波电感L_b1、储能电感L_b2线性充电。C相输入滤波电感L_c1、储能电感L_c2向输出侧释放能量，开关Q_c2导通向滤波电容C_dc2以及负载提供能量。

模态VI：如图5(f)所示，A、B相双向开关关断，C相双向开关导通。A相双向开关两端电压钳位为V_a1+V_dc/2，B相双向开关两端电压钳位为V_b1-V_dc/2。A相输入滤波电感L_a1、储能电感L_a2向输出侧释放能量，开关Q_a1导通向滤波电容C_dc1以及负载提供能量。B相输入滤波电感L_b1、储能电感L_b2向输出侧释放能量，开关Q_b2导通向滤波电容C_dc2以及负载提供能量。C相输入滤波电感L_c1、储能电感L_c2线性充电。

模态VII：如图5(g)所示，该阶段三组双向开关全部关断。A相双向开关两端电压钳位为V_a1+V_dc/2，B相双向开关两端电压钳位为V_b1-V_dc/2，C相双向开关两端电压钳位为V_c1-V_dc/2。三路输入滤波电感L_a1、L_b1、L_c1及储能电感L_a2、L_b2、L_c2向输出侧释放能量，同时开关Q_a1、Q_b2、Q_c2全部导通，分别向滤波电容C_dc1、C_dc2、C_dc2以及负载提供能量。

通过上述7种工作模态的分析可知，A、B、C三相工作相对独立，A、B、C每一相双向开关的导通信号分别来自各自开关Q_a1、Q_b2、Q_c2电流的过零检测信号。当开关Q_a1电流降为0时A相双向开关导通，当开关Q_b1电流降为0时B相双向开关导通，当开关Q_c1电流降为0时C相双向开关导通。

根据前面三相PFC变换器工作模态分析可知，以A相为例，为实现功率因数校正功能，要求在A相双向开关导通期间开关Q_a2关断。在双向开关导通期间，开关Q_a2两端的电压为V_A-V_dc/2，当变换器工作于升压模式，即输出电压大于单相输入电压峰值的2倍时，开关Q_a1两端的电压为负，此时开关Q_a1采用二极管/同步整流管即可实现功率因数校正功能。当变换器工作于升降压工作模式，即输出电压存在小于单相输入电压峰值2倍的情况下，开关Q_a2需采用具有反向阻断能力的单向电流可控开关实现变换器的PFC功能，例如具有反向阻断能力的单向电流可控开关IGBT或者没有反向阻断能力的标准IGBT串联二极管。采用没有反向阻断能力的标准IGBT串联二极管的形式时，没有反向阻断能力的标准IGBT的工作频率为三相输入电源的频率。

三相输入滤波电感两端电压开关周期内平均电压为0，因此：

v_A、v_B、v_C分别为工频下输入电源的三相输入电压瞬时值，v_AM、v_BM、v_CM分别表示工频下节点A、B、C与M点间电压的瞬时值，v_MN表示工频下输出电容中点M与三相电源中点N之间电压的瞬时值；

三相交流电压平衡，v_A+v_B+v_C＝0，由此可得：

将式(2)代入式(1)可得：

由此可以得到：

考虑到储能电感L_a2、L_b2、L_c2两端电压开关周期内平均电压为0，工频下储能电容C_a1、C_b1、C_c1两端电压的瞬时值v_Ca1、v_Cb1、v_Cc1可表示为：

储能电容C_a1、C_b1、C_c1两端电压分别等于A、B、C三相电压。因此在开关周期内有：

通过前面7种工作模态分析可知，双向开关关断时刻即为开关Q_a1、Q_b2、Q_c2电流的峰值时刻。考虑到L₁>>L₂，忽略每相输入滤波电感上电流的变化，开关Q_a1、Q_b2、Q_c2的电流峰值i_{Qa_peak}、i_{Qb_peak}、i_{Qc_peak}可表示为：

式中，d_A、T_A分别为A相双向开关占空比与开关周期，d_B、T_B分别为B相双向开关占空比与开关周期，d_C、T_C分别为C相双向开关占空比与开关周期。

储能电感L_a2、L_b2、L_c2两端电压开关周期满足伏秒平衡，即：

根据式(7)与式(8)可以得到开关周期内开关Q_a1、Q_b2、Q_c2电流的平均值i_{Qa_avg}、i_{Qb_avg}、i_{Qc_avg}：

在三相交流电压的其他区间，变换器的的工作情况与[π/3,π/2]区间类似，根据理想情况下输入-输出功率守恒条件，得到CRM控制下三相输入电流的表达式：

式中，T_{A_ON}、T_{B_ON}、T_{C_ON}分别为A、B、C三相双向开关的导通时间。

为实现三相输入侧的单位功率因数校正，每相双向开关控制的导通时间需要满足：

式中，r_A、r_B、r_C分别为A、B、C三相网侧等效输入电阻，三相电压、功率平衡时有r_A＝r_B＝r_C。

令

对式(11)变形可得：

式(12)即为所提出三相无桥SEPIC型PFC变换器的CRM控制方程，控制方法的结构框图如图6所示，其中V_m可由输出电压的电压闭环获得。基于式(12)的CRM控制方法为定时导通，控制关断，导通信号取决于每相开关的电流和的过零检测信号，即A相导通时刻为i_Qa1+i_Qa2的电流和过零时刻，B相导通时刻为i_Qb1+i_Qb2的电流和过零时刻，C相导通时刻为i_Qc1+i_Qc2的电流和过零时刻。选取电流和是因为每相输入电压为正的阶段为上开关工作、下开关关断，输入电压为负的阶段为下开关工作、上开关关断，对电流和进行过零检测可省略对输入电压的判断。每相双向开关导通时刻积分器复位并开始对V_m开始积分，直到每相积分器的输出满足如式(12)所示的CRM控制方程时，比较器翻转，双向开关关断，完成一次开关周期。采用基于式(12)的CRM控制方法，三相PFC变换器能够工作在临界导通状态，续流阶段有效避免，双向开关结电容在续流阶段谐振引起输入电流畸变的问题得以有效解决。

根据式(8)可知，该三相PFC变换器具有较宽的输出增益，可表示为：

当某相输入电压过零附近，该相的占空比较大；输入电压峰值处，该相的占空比较小。通过输出电压的闭环调节可实现输出电压的宽范围变化。

实施例2：如图2所示，本实施方式四线制的三相无桥SEPIC型PFC变换器，A相单相变换电路中，A相输入电源分别与输入滤波电感L_a1、双向开关S_a1、S_a2、储能电感L_a2依次串联连接，双向开关S_a1、S_a2与储能电感L_a2串联后的两端并联一个储能电容C_a1，双向开关S_a1、S_a2与储能电感L_a2的连接点为M点，储能电感L_a2与储能电容C_a1的连接点与一组单向开关中的两个开关的一端同时连接，一组单向开关的另一端分别为X₁和X₂，两个输出滤波电容C_dc1、C_dc2分别串联在X₁点与M点之间及X₂点与M点之间，三相输入电源的中线与M点连接。此时三相无桥SEPIC型PFC变换器在电路结构上实现了解耦，每相电路工作完全独立。三相输入电压、功率平衡，每相的输出电流为I_dc/3。以A相为例，根据A相交流电压的正负以及双向开关的开关状态，基于CRM控制的三相无桥SEPIC型PFC变换器的单相模型有4种不同的工作模态，开关周期的电路主要电流波形如图7所示，对应的工作模态如图8所示。

模态I：如图8(a)所示，该阶段v_A>0，A相双向开关导通，开关周期内输入滤波电感L_a1两端电压为V_A，电感电流呈正向线性上升。储能电感L_a2两端电压为储能电容电压V_a1，储能电容C_a1经过双向开关向储能电感L_a2放电，储能电感L_a2电流线性上升。此时，负载由输出滤波电容C_dc1、C_dc2提供能量。

模态II：如图8(b)所示，该阶段v_A>0，A相双向开关关断，开关周期内输入滤波电感L_a1两端电压为V_A-V_a1-V_dc/2<0，电感电流开始线性下降。储能电感L_a2两端电压为输出滤波电容C_dc1电压，电压的参考方向与电流相反，储能电感L_a2向输出侧释放能量，储能电感L_a2电流线性下降。此时，开关Q_a1导通并向滤波电容C_dc1以及负载提供能量，其电流由峰值线性下降，直到开关Q_a1电流下降为0，A相双向开关导通。

模态III：如图8(c)所示，该阶段v_A<0，A相双向开关导通，开关周期内输入滤波电感L_a1两端电压为V_A，电感电流呈反向线性上升。储能电感L_a2两端电压为储能电容电压V_a1，储能电容C_a1经过双向开关向储能电感L_a2放电，储能电感L_a2电流线性上升。此时，负载由输出滤波电容C_dc1、C_dc2提供能量。

模态IV：如图8(d)所示，该阶段v_A<0，A相双向开关关断，输入滤波电感L_a1两端电压为V_A-V_a1-V_dc/2<0，电感电流开始线性下降。储能电感L_a2两端电压为输出滤波电容C_dc2电压，电压的参考方向与电流相反，储能电感L_a2向输出侧释放能量，储能电感L_a2电流线性下降。此时，开关Q_a2导通并向滤波电容C_dc2以及负载提供能量，其电流由峰值线性下降，直到开关Q_a2电流下降为0，A相双向开关导通。

从前面分析可知，在输入电压为正或为负时电路的工作模态基本相同，主要为电感充电与放电两个模态。v_A>0且双向开关关断时刻，开关Q_a1的电流达到电流峰值；v_A<0且双向开关关断时刻，开关Q_a2的电流达到电流峰值，电流峰值i_{Qa_max}可表示为：

由此得到CRM控制下开关周期内开关Q_a1/Q_a2电流的平均值可表示为：

工频条件下输入输出功率守恒，A相输入电流可表示为：

式中，T_{A_on}为A相双向开关的导通时间。

三相四线制下三相无桥SEPIC型PFC变换器每相电路工作完全独立，且工作过程基本相同。由此得到三相四线制CRM控制下三相输入电流波表达式：

式中，T_{A_on}、T_{B_on}、T_{C_on}分别为A、B、C三相双向开关的导通时间。

根据输入侧单位功率因数校正要求，三相四线制的CRM控制方程可表示为：

式中，

通过比较式(12)与式(17)可以发现，三线制的CRM控制方程与四线制相比基本相同，说明了所提出的三相无桥SEPIC型PFC变换器不存在三相之间电流耦合的问题，该变换器可利用单相控制算法进行控制。

结合式(8)与式(11)，可以得到三相双开开关工作的开关周期：

式中，P_o为三相无桥SEPIC型PFC变换器的输出功率，V_rms为三相电压有效值。

CRM控制下，三相无桥SEPIC型PFC变换器的开关周期与电路工作指标直接相关。观察式(18)可知，在输入电压、输出电压、输出功率以及储能电感一定的情况下，开关周期在三相输入电压峰值处达到最大，在三相输入电压过零附近最小。在对实施例1和实施例2中储能电感参数进行设计时，需明确开关周期的变化范围，并根据该条件进行储能电感的电感量设计。

三相输入滤波电感的设计主要考虑三相输入电流的电流纹波。由前面工作原理可知，以A相为例，A相输入滤波电感的电流纹波为：

在确定储能电感大小以及电流纹波系数α的情况下，滤波电感L_a1可由式(20)得到：

由上述公式可知，输入滤波电感值越大，输入电流纹波越小。以工频50Hz三相输入电压110V、输出270V恒压、输出功率1500W为例，进行电路参数的设计说明。

设计最低开关频率T_{A_min}为50kHz，基于给出的工作指标，根据式(18)可以得到储能电感的电感值：

取输入电流纹波系数α＝0.2，根据式(20)确定输入滤波电感L：

上述电路参数下的三相无桥SEPIC型PFC变换器的功率因数校正情况如图9所示，其中图9(a)为三相三线制，图9(b)为三相四线制。从仿真结果可以看出，CRM控制下变换器输入电流呈正弦波，且能够实时跟踪输入电压波形，具有良好的功率因数校正效果。

本申请应用于LED驱动电源、电池充电器等中小功率领域。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (5)

1.一种三相无桥SEPIC型PFC变换器，其特征在于，包括三个输入滤波电感、三个储能电容、三个储能电感、三组双向开关、六个开关和两个输出滤波电容，六个开关分成三组单向开关，每组两个开关；三相变换中单相变换电路相同，且共用两个输出滤波电容，单相变换电路包括一个输入滤波电感、一个储能电容、一个储能电感、一组双向开关、一组单向开关和两个输出滤波电容；

单相变换电路中，每相输入电源分别与一个输入滤波电感、一组双向开关、一个储能电感依次串联连接，双向开关与储能电感串联后的两端并联一个储能电容，双向开关与储能电感的连接点为M点，储能电感与储能电容的连接点与一组单向开关中的两个开关的一端同时连接，一组单向开关的另一端分别为X₁和X₂，两个输出滤波电容分别串联在X₁点与M点之间及X₂点与M点之间；

双向开关为两个反向串联功率开关管，且反向串联功率开关管包含反并联二极管与结电容，PFC变换器工作于临界导通模式；

A相的一组单向开关的电流之和过零时，A相双向开关导通，导通时间

后，A相双向开关关断，完成一次开关周期；

B相的一组单向开关的电流之和过零时，B相双向开关导通，导通时间

后，B相双向开关关断，完成一次开关周期；

C相的一组单向开关的电流之和过零时，C相双向开关导通，导通时间

后，C相双向开关关断，完成一次开关周期；

v_A、v_B、v_C表示工频下输入电源的三相输入电压瞬时值，V_dc表示PFC变换器输出电压，

r_A＝r_B＝r_C，

r_A、r_B、r_C表示A、B、C三相网侧等效输入电阻，L₂表示储能电感的电感值。

2.根据权要求1所述的三相无桥SEPIC型PFC变换器，其特征在于，所述开关采用单向电流可控开关IGBT或者标准IGBT串联二极管。

3.根据权要求1所述的三相无桥SEPIC型PFC变换器，其特征在于，所述开关采用二极管或同步整流管。

4.一种三相无桥SEPIC型PFC变换器，其特征在于，包括三个输入滤波电感、三个储能电容、三个储能电感、三组双向开关、六个开关和两个输出滤波电容，六个开关分成三组单向开关，每组两个开关；三相变换中单相变换电路相同，且共用两个输出滤波电容，单相变换电路包括一个输入滤波电感、一个储能电容、一个储能电感、一组双向开关、一组单向开关和两个输出滤波电容；

单相变换电路中，每相输入电源分别与一个输入滤波电感、一组双向开关、一个储能电感依次串联连接，双向开关与储能电感串联后的两端并联一个储能电容，双向开关与储能电感的连接点为M点，储能电感与储能电容的连接点与一组单向开关中的两个开关的一端同时连接，一组单向开关的另一端分别为X₁和X₂，两个输出滤波电容分别串联在X₁点与M点之间及X₂点与M点之间；

三相输入电源的中线与M点连接；

双向开关为两个反向串联功率开关管，且反向串联功率开关管包含反并联二极管与结电容，PFC变换器工作于临界导通模式；

A相的一组单向开关的电流之和过零时，A相双向开关导通，导通时间

后，A相双向开关关断，完成一次开关周期；

B相的一组单向开关的电流之和过零时，B相双向开关导通，导通时间

后，B相双向开关关断，完成一次开关周期；

C相的一组单向开关的电流之和过零时，C相双向开关导通，导通时间

后，C相双向开关关断，完成一次开关周期；

v_A、v_B、v_C表示工频下输入电源的三相输入电压瞬时值，V_dc表示PFC变换器输出电压，

r_A＝r_B＝r_C，r_A、r_B、r_C表示A、B、C三相网侧等效输入电阻，L₁表示滤波电感的电感值，L₂表示储能电感的电感值。

5.根据权要求4所述的三相无桥SEPIC型PFC变换器，其特征在于，

α表示电流纹波系数，T_{A_min}表示最低开关频率，V_rms表示三相电压有效值，P_o表示PFC变换器输出功率。

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