CN116260348A - 一种基于mmc的大容量电解制氢混合整流器及控制方法 - Google Patents

一种基于mmc的大容量电解制氢混合整流器及控制方法 Download PDF

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CN116260348A CN202310511449.3A CN202310511449A CN116260348A CN 116260348 A CN116260348 A CN 116260348A CN 202310511449 A CN202310511449 A CN 202310511449A CN 116260348 A CN116260348 A CN 116260348A
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Abstract

本发明属于电力技术领域，提出了一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器及控制方法，整流器包括：并联的晶闸管整流器与辅助功率变换器，晶闸管整流器通过变压器二次侧低压输入为电解制氢负荷提供主要的功率支撑，所述辅助功率变换器为模块化多电平变换器MMC级联采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器，辅助功率变换器用于在传输部分功率的同时，在交流侧吸收电流谐波，在直流侧补偿电流纹波。本发明能够在晶闸管整流器提供大部分功率支撑的条件下，辅助功率变换器传输小部分功率，同时在交流侧补偿电流谐波，在直流侧补偿电流纹波，可以有效提高电解制氢效率，并且网侧电流畸变率小，***功率因数大。

Description

一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器及控制方法
技术领域
本发明涉及电力技术领域，特别涉及一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器及控制方法。
背景技术
我国正加速能源清洁化转型进程，脱碳减排需求日益增长，为实现规模化低碳甚至无碳能源，我国提出“碳达峰”、“碳中和”目标，即二氧化碳排放力争于2030年前达到峰值，努力争取2060年前实现碳中和。
氢能作为一种未来能源界极具发展潜力的能源，具有清洁、能量密度大、转化效率高等优点。我国提出要加速发展制氢、储氢、用氢等产业链技术装备，大力推动储能***规模化示范，完善和落实可再生能源电力消纳机制。现有制氢方式主要包括化石燃料制氢、生物质制氢以及电解水制氢。其中，电解水制氢具有零碳排放、制氢纯度高等优点，不依赖化石能源，生产过程十分环保。并且电解水制氢可以消纳风电、光伏等高波动可再生能源，利用“弃水、弃风”电力来制取氢气，减小对于电网的干扰，可以有效解决我国可再生能源消纳及并网稳定性问题，因此具有重要的经济与社会效益以及广阔的发展前景。
可再生能源大功率电解制氢***包括可再生能源微网、电解水制氢变换器、电解堆栈以及储氢单元等部分。在交流母线结构的可再生能源电解制氢***中，AC-DC变换器作为交流母线与电解制氢负荷之间的能量转换装置，需要满足高降压能力且输出连续可调、转换效率高、高可靠性、输出电流纹波小以及电流谐波符合国家标准等要求。目前用于电解制氢的并网AC-DC变换器的拓扑结构主要包括可控硅整流器（SCR）和脉宽调制（PWM）整流器。大功率工业应用中一般采用晶闸管整流器，常用的有6脉波整流器与12脉波整流器，由于功率等级高，需要使用隔离变压器实现电气隔离，SCR通过调节晶闸管触发角来生成可变的直流，SCR具有结构简单、容量大、成本低的优点，但谐波严重，功率因数低，因此需要增加额外的滤波器、移相变压器或无功补偿器来减小谐波含量，但同时也增加了变换器的体积与成本。PWM整流器具有良好的控制特性，并且功率因数高、动态特性好，随着功率器件的不断发展，PWM整流器已经在中小功率***中得到了广泛应用，PWM整流器应用高频调制可以减少谐波并提高功率，但全控型功率器件价格昂贵，因此不适用于大容量制氢场合。
近年来部分学者对变换器输出电能质量对电解堆栈制氢效率的影响进行了研究，研究结果表明，电解制氢中氢气产量虽然由电流平均值定义，但电流纹波会在电解槽中产生额外的功率损耗，电解堆栈的平均功耗随着电流纹波因数的增加而增加，因此变换器具有低电流纹波因数的输出有利于提高电解制氢效率以及电解槽寿命。有文献提出一种SCR与VSR组合的混合整流器，采用三相两电平电压源型整流器（VSR）级联移相全桥变换器，整体再与晶闸管整流器并联，在提高整体功率等级的同时，还可以有效解决输入电流畸变以及输出电流纹波系数大的问题，具有制氢效率高、低谐波的优点。但其VSC输入侧为低压交流母线，在大容量制氢场合下，尽管只传输小部分功率，也会在交流侧流过相当大的电流，增大制造难度和成本。此外，单级移相全桥变换器对于晶闸管整流器直流纹波分量的补偿电流可达几百安倍，在实际应用中电感很难满足需求。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器及控制方法，可以有效克服以上所提变换器拓扑的缺点，能够满足大功率、高效、高可靠性、低成本的电解制氢应用场景。
本发明解决其技术问题，采用的技术方案是：
首先，本发明提供一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，包括：并联的晶闸管整流器与辅助功率变换器，所述晶闸管整流器通过变压器二次侧低压输入为电解制氢负荷提供主要的功率支撑，所述辅助功率变换器为模块化多电平变换器MMC级联，采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器，辅助功率变换器用于在传输部分功率的同时，在交流侧吸收电流谐波，在直流侧补偿电流纹波。
进一步的是， 所述MMC输入端为变压器一次侧，即电网交流母线，输出端为公共直流母线；MMC运行时采用的综合控制策略包括双闭环控制与子模块储能电容控制，MMC采用载波移相调制，双闭环控制产生的调制波叠加子模块储能电容控制产生的调制偏差量后构成总调制波，送入载波移相调制模块后产生PWM信号控制MMC上下桥臂子模块的投入与切出，在输出端将子模块的输出电平叠加，得到直流输出电压。
进一步的是，所述双闭环控制，包括：
电压外环通过采样交流侧的三相电流和三相电压来计算无功功率，再与无功功率参考值比较，经过比例积分控制器得到内环q轴电流指令值的基波分量
Figure SMS_1
；通过采样公共直流母线电压，与直流母线电压参考值比较后经过PI控制器得到内环d轴电流指令值的基波分量/>
Figure SMS_2
；
通过谐波检测单元提取晶闸管整流器输入端电流谐波分量作为MMC内环电流指令值的谐波分量，其过程包括采样晶闸管整流器输入电流
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后，经派克变换得到d-q坐标系下的/>
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分量，通过DFT滑窗迭代算法获得/>
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在d-q坐标系下的基波分量/>
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，再将晶闸管整流器输入电流d-q坐标系下的/>
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分量在减去各自的基波分量/>
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，得到MMC内环电流指令值的谐波分量/>
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：
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MMC内环电流指令值的基波分量与谐波分量叠加构成MMC内环总电流指令值，根据混合整流器电流流向，得到叠加后MMC内环总电流指令值：
Figure SMS_17
MMC电流内环采用比例积分控制器与多重比例谐振控制器并联的结构，多重比例谐振控制器的传递函数为：
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式中，
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为比例因数，/>
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为谐振因数，/>
Figure SMS_21
为截止角频率，/>
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为第i次谐振角频率，s为复频域里的拉普拉斯变量。
进一步的是，所述子模块储能电容控制，包括：桥臂能量均分控制以及子模块电容电压均压控制；
所述桥臂能量均分控制，用于确保各个相单元中所有子模块电容电压的平均值稳定在其额定值，保证能量均衡分配到各相中，同时用于抑制桥臂间环流过大或过小。
所述子模块电容电压均压控制，用于确保各子模块电容电压实际值稳定在其额定值，将子模块电容电压实际值与参考值进行比较，若实际值偏小，则经过比例控制器得到一个正的控制量，然后根据桥臂电流方向得到调制波参考量，并采样桥臂电流，如果采样值为正，则子模块处于充电状态，控制器输出调制波参考量为正，子模块充电时间增加，那么子模块电容电压升高；同理，如果采样值为负，则子模块处于放电状态，控制器输出调制波参考量为负，子模块放电时间减小，那么阻止子模块电容电压进一步下降。
进一步的是，所述采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器在各模块参数一致的条件下，通过纹波检测单元提取晶闸管整流器输出端电流直流纹波分量，叠加直流偏置分量后作为移相全桥变换器总电流指令值，通过直接电流控制跟踪电流指令值，实现对于晶闸管整流器输出端直流纹波的补偿。
进一步的是，所述采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器采用共同占空比控制，首先通过纹波检测单元提取晶闸管整流器输出端电流直流纹波分量
Figure SMS_23
，叠加直流偏置分量/>
Figure SMS_24
后作为移相全桥变换器总电流指令值；
移相全桥变换器采用单电流控制环，采样移相全桥变换器输出总电流
Figure SMS_25
，与总电流指令值比较做差后得到电流偏差量，经比例积分控制器后将这一偏差值信号与载波比较后生成PWM信号，并将该PWM信号送入各个子模块中，使每个子模块的占空比始终一样。
其次，本发明还提供一种基于MMC的大容量电解制氢控制方法，应用于所述的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，包括如下步骤：
将晶闸管整流器与辅助功率变换器并联；
晶闸管整流器通过变压器二次侧低压输入为电解制氢负荷提供主要的功率支撑；
辅助功率变换器为模块化多电平变换器MMC级联，采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器，辅助功率变换器用于在传输部分功率的同时，在交流侧吸收电流谐波，在直流侧补偿电流纹波。
本发明的有益效果是：将晶闸管整流器为电解制氢负荷提供主要的功率支撑，MMC整流器级联采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器构成辅功率变换器，辅功率变换器在传输部分功率的同时，在交流侧吸收谐波，在直流侧补偿纹波，该混合整流器可以有效提高电解制氢效率，并且网侧电流畸变率小，直流侧纹波因数小，***功率因数大，满足大功率、高效率、低成本的电解制氢应用场景。
附图说明
图1为实施例1中混合整流器拓扑结构图；
图2为实施例1中MMC谐波补偿控制框图；
图3为实施例1中基于PI与MPR并联控制的控制框图；
图4为实施例1中桥臂能量均分控制框图；
图5为实施例1中子模块电容电压均压控制框图；
图6为实施例1中采用ISOP结构的移相全桥变换器采用共同占空比控制的原理图；
图7为实施例1中晶闸管整流器输出电流与混合整流器总输出电流的波形图；
图8为实施例1中混合整流器网侧电流波形图；
图9为实施例2中一种基于MMC的大容量电解制氢控制方法的流程图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
实施例1
如图1所示为本实施例提出的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器拓扑结构，混合整流器由晶闸管整流器与辅助功率变换器并联构成，本实施例以6脉波晶闸管整流器为例进行具体说明；模块化多电平变换器（MMC）级联采用输入串联输出并联（ISOP）结构的移相全桥变换器构成辅助功率变换器；其中为功率子模块，每个功率子模块的结构完全相同，功率子模块类型包括但不限于半桥型、全桥型、飞跨电容型；为移相全桥子模块，每个子模块结构与参数一致；MMC输入端为变压器一次侧，即电网交流母线，输出端为公共直流母线；MMC运行时采用的综合控制策略包括双闭环控制与子模块储能电容控制，MMC整流器采用载波移相调制，双闭环控制产生的调制波叠加子模块储能电容控制产生的调制偏差量后构成总调制波，送入载波移相调制模块后产生PWM信号控制MMC上下桥臂子模块的投入与切出，在输出端将子模块的输出电平叠加，得到直流输出电压。
MMC双闭环控制框图如图2所示，在双闭环控制中，电压外环通过采样交流侧的三相电流和三相电压来计算无功功率，再与无功功率参考值比较，经过比例积分（PI）控制器得到内环q轴电流指令值的基波分量
Figure SMS_26
；通过采样直流母线电压，与直流母线电压参考值比较后经过PI控制器得到内环d轴电流指令值的基波分量/>
Figure SMS_27
。
进一步，通过谐波检测单元提取6脉波晶闸管整流器输入端电流谐波分量作为MMC内环电流指令值的谐波分量，其过程包括采样6脉波晶闸管整流器输入电流
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后，经派克变换得到d-q坐标系下的/>
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，得到MMC内环电流指令值的谐波分量/>
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Figure SMS_41
MMC内环电流指令值的谐波分量与基波分量相叠加构成MMC内环总电流指令值，根据混合整流器电流流向，得到叠加后MMC内环总电流指令值：
Figure SMS_42
MMC内环电流指令值包含了基波分量与谐波分量，为了实现对于电流的有效跟踪，MMC电流内环采用比例积分（PI）控制器与多重比例谐振（MPR）控制器并联的结构，基于PI与MPR并联控制的控制框图如图3所示。电流内环实际值与电流内环指令值比较后得到电流控制量，为PI控制器传递函数。这里，由于PI控制具有快速跟踪给定电流的能力，但对于低次谐波电流的跟踪能力较弱，因此加入MPR控制，与PI控制器并联后，在保证了***动态特性的同时，能够实现对于特定次谐波电流的有效跟踪，6脉波晶闸管整流器产生的6k±1（k为正整数）次电流谐波在d-q坐标系中变为6n（n为正整数）次谐波，因此MPR控制的传递函数为：
Figure SMS_43
式中，
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为谐振因数，/>
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为截止角频率，/>
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为第i次谐振角频率，s为复频域里的拉普拉斯变量。
本实施例中，子模块储能电容控制包括桥臂能量均分控制以及子模块电容电压均压控制。桥臂能量均分控制框图如图4所示，其中
Figure SMS_48
是子模块电容电压的参考值，一般设为额定工作电压；/>
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是每相所有子模块电容电压的平均值；/>
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和/>
Figure SMS_51
是上下桥臂的电流。由于MMC整流器的结构是高度对称的，桥臂内能量分配相同有利于保持***稳定，采用桥臂能量均分控制，可以确保各个相单元中所有子模块电容电压的平均值稳定在其额定值，保证能量均衡分配到各相中，同时也可以抑制桥臂间环流过大或过小。
子模块电容电压均压控制框图如图5所示，其中
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是子模块电容电压的参考值，一般设为额定工作电压；/>
Figure SMS_53
是每个子模块电容电压的实际值；K为比例调节器参数。将子模块电容电压实际值与参考值进行比较，若实际值偏小，则经过比例控制器得到一个正的控制量，然后根据桥臂电流方向得到调制波参考量，并采样桥臂电流，如果采样值为正，则子模块处于充电状态，控制器输出调制波参考量为正，子模块充电时间增加，那么子模块电容电压升高；同理，如果采样值为负，则子模块处于放电状态，控制器输出调制波参考量为负，子模块放电时间减小，那么可以阻止子模块电容电压进一步下降。
采用ISOP结构的移相全桥变换器在各模块参数一致的条件下，通过纹波检测单元提取晶闸管整流器输出端电流直流纹波分量，叠加直流偏置分量后作为移相全桥变换器总电流指令值，通过直接电流控制跟踪电流指令值，实现对于晶闸管整流器输出端直流纹波的补偿。
这里，所述的ISOP结构的移相全桥变换器采用共同占空比控制，图6为采用ISOP结构的移相全桥变换器采用共同占空比控制的原理图，其中为公共直流母线电压，为移相全桥子模块，每个子模块结构与参数一致，为各移相全桥子模块输入端均压电容，为各移相全桥子模块输出电流。首先通过纹波检测单元提取晶闸管整流器输出端电流直流纹波分量
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，叠加直流偏置分量/>
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后作为移相全桥变换器总电流指令值；本实施例中，移相全桥变换器采用单电流控制环，采样移相全桥变换器输出总电流/>
Figure SMS_56
，与总电流指令值比较后得到电流偏差量，经PI控制器后将这一偏差值信号与载波比较后生成PWM信号，并将该PWM信号送入各个子模块中，这样每个子模块的占空比始终一样。假设***在某一时刻受到干扰，使某一个模块的输入电压降低，由于各个模块的占空比一致，该模块的输入电流会相应减少，流入对应分压电容的电流增加，因此该电容的电压逐渐升高，该模块的输入电压随之升高直至恢复均衡，因此该控制策略能够有效跟踪电流指令值，实现对于晶闸管整流器直流纹波的补偿，同时在各子模块参数一致的条件下，能够保证输出端电流均流，输入端电压的均压控制。
为验证本实施例混合整流器工作特性，在Simulink中搭建该混合整流器仿真模型。图7为本发明中晶闸管整流器输出电流波形与混合整流器总输出电流波形，晶闸管整流器输出电流波形为6脉波直流，电流有效值为5900A，电流纹波为500A，纹波分量大；经过辅功率变换器纹波补偿后，混合整流器总输出电流纹波仅为20A，与补偿前相比纹波减小了96%，可以有效提高电解制氢效率。图8为混合整流器谐波补偿后网侧电流波形，补偿后网侧输入电流THD为3.17%，符合电力电子设备并网要求（THD<5%），该混合整流器可以有效减小交流侧电流畸变，提高电网电能质量。
实施例2
本实施例基于实施例1，提供的是一种基于MMC的大容量电解制氢控制方法，其流程图见图9，其中，该方法包括如下步骤：
S1.将晶闸管整流器与辅助功率变换器并联；
S2.晶闸管整流器通过变压器二次侧低压输入为电解制氢负荷提供主要的功率支撑；
S3.辅助功率变换器为模块化多电平变换器MMC级联，采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器，辅助功率变换器用于在传输部分功率的同时，在交流侧吸收电流谐波，在直流侧补偿电流纹波。
本实施例的使用的也是实施例1中的混合整流器拓扑结构，因此相关的控制原理和应用场景一致，也是通过晶闸管整流器为电解制氢负荷提供主要的功率支撑，MMC整流器级联采用输入串联输出并联（ISOP）结构的移相全桥变换器构成辅功率变换器，辅功率变换器在传输部分功率的同时，在交流侧吸收谐波，在直流侧补偿纹波，该混合整流器可以有效提高电解制氢效率，并且网侧电流畸变率小，直流侧纹波因数小，***功率因数大，满足大功率、高效率、低成本的电解制氢应用场景。本实施例不再赘述。
以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，其特征在于，包括：并联的晶闸管整流器与辅助功率变换器，所述晶闸管整流器通过变压器二次侧低压输入为电解制氢负荷提供主要的功率支撑，所述辅助功率变换器为模块化多电平变换器MMC级联，采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器，辅助功率变换器用于在传输部分功率的同时，在交流侧吸收电流谐波，在直流侧补偿电流纹波。
2.根据权利要求1所述的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，其特征在于， 所述MMC输入端为变压器一次侧，即电网交流母线，输出端为公共直流母线；MMC运行时采用的综合控制策略包括双闭环控制与子模块储能电容控制，MMC采用载波移相调制，双闭环控制产生的调制波叠加子模块储能电容控制产生的调制偏差量后构成总调制波，送入载波移相调制模块后产生PWM信号控制MMC上下桥臂子模块的投入与切出，在输出端将子模块的输出电平叠加，得到直流输出电压。
3.根据权利要求2所述的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，其特征在于，所述双闭环控制，包括：
电压外环通过采样交流侧的三相电流和三相电压来计算无功功率，再与无功功率参考值比较，经过PI控制器得到内环q轴电流指令值的基波分量
Figure QLYQS_1
；通过采样公共直流母线电压，与直流母线电压参考值比较后经过比例积分控制器得到内环d轴电流指令值的基波分量/>
Figure QLYQS_2
；
通过谐波检测单元提取晶闸管整流器输入端电流谐波分量作为MMC内环电流指令值的谐波分量，其过程包括采样晶闸管整流器输入电流
Figure QLYQS_5
后，经派克变换得到d-q坐标系下的/>
Figure QLYQS_7
、/>
Figure QLYQS_11
分量，通过DFT滑窗迭代算法获得/>
Figure QLYQS_6
和/>
Figure QLYQS_9
在d-q坐标系下的基波分量/>
Figure QLYQS_12
、/>
Figure QLYQS_14
，再将晶闸管整流器输入电流d-q坐标系下的/>
Figure QLYQS_3
、/>
Figure QLYQS_10
分量在减去各自的基波分量/>
Figure QLYQS_13
、/>
Figure QLYQS_15
，得到MMC内环电流指令值的谐波分量/>
Figure QLYQS_4
、/>
Figure QLYQS_8
：
Figure QLYQS_16
MMC内环电流指令值的基波分量与谐波分量叠加构成MMC内环总电流指令值，根据混合整流器电流流向，得到叠加后MMC内环总电流指令值：
Figure QLYQS_17
MMC电流内环采用比例积分控制器与多重比例谐振控制器并联的结构，多重比例谐振控制器的传递函数为：
Figure QLYQS_18
式中，
Figure QLYQS_19
为比例因数，/>
Figure QLYQS_20
为谐振因数，/>
Figure QLYQS_21
为截止角频率，/>
Figure QLYQS_22
为第i次谐振角频率，s为复频域里的拉普拉斯变量。/>
4.根据权利要求2所述的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，其特征在于，所述子模块储能电容控制，包括：桥臂能量均分控制以及子模块电容电压均压控制；
所述桥臂能量均分控制，用于确保各个相单元中所有子模块电容电压的平均值稳定在其额定值，保证能量均衡分配到各相中，同时用于抑制桥臂间环流过大或过小；
所述子模块电容电压均压控制，用于确保各子模块电容电压实际值稳定在其额定值，将子模块电容电压实际值与参考值进行比较，若实际值偏小，则经过比例控制器得到一个正的控制量，然后根据桥臂电流方向得到调制波参考量，并采样桥臂电流，如果采样值为正，则子模块处于充电状态，控制器输出调制波参考量为正，子模块充电时间增加，那么子模块电容电压升高；同理，如果采样值为负，则子模块处于放电状态，控制器输出调制波参考量为负，子模块放电时间减小，那么阻止子模块电容电压进一步下降。
5.根据权利要求1所述的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，其特征在于，所述采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器在各模块参数一致的条件下，通过纹波检测单元提取晶闸管整流器输出端电流直流纹波分量，叠加直流偏置分量后作为移相全桥变换器总电流指令值，通过直接电流控制跟踪电流指令值，实现对于晶闸管整流器输出端直流纹波的补偿。
6.根据权利要求5所述的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，其特征在于，所述采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器采用共同占空比控制，首先通过纹波检测单元提取晶闸管整流器输出端电流直流纹波分量
Figure QLYQS_23
，叠加直流偏置分量/>
Figure QLYQS_24
后作为移相全桥变换器总电流指令值；
移相全桥变换器采用单电流控制环，采样移相全桥变换器输出总电流
Figure QLYQS_25
，与总电流指令值比较做差后得到电流偏差量，经比例积分控制器后将这一偏差值信号与载波比较后生成PWM信号，并将该PWM信号送入各个子模块中，使每个子模块的占空比始终一样。
7.一种基于MMC的大容量电解制氢控制方法，应用于权利要求1-6任意一项所述的一种基于MMC的大容量电解制氢混合整流器，其特征在于，包括如下步骤：
将晶闸管整流器与辅助功率变换器并联；
晶闸管整流器通过变压器二次侧低压输入为电解制氢负荷提供主要的功率支撑；
辅助功率变换器为模块化多电平变换器MMC级联，采用输入串联输出并联结构的移相全桥变换器，辅助功率变换器用于在传输部分功率的同时，在交流侧吸收电流谐波，在直流侧补偿电流纹波。
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