CN110729909A - 一种多端口铁路功率调节器***及其综合控制方法 - Google Patents

一种多端口铁路功率调节器***及其综合控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种多端口铁路功率调节器***及其综合控制方法。多端口铁路功率调节器***主要由交流级全桥型MMC和中间级串联型ISOP变换器组成。高压交流级由MMC构成，子模块采用全桥模块，MMC的输出端口产生一个较低电压的中压直流，隔离级的DC‑DC变换器主要将MMC的中压直流电转换为低压直流电，同时实现中压侧和低压侧的电气隔离。全桥型的MMC子模块结构可以实现中压直流短路故障时的自阻断功能，有利于小扰动干扰下的新能源并网***的故障穿越。而隔离级的DC‑DC变换结构则有利于光伏，储能等新能源的直接接入。本发明提出的多端口铁路功率调节器***拓扑结构具有良好的新能源接口，在进行新能源的消纳时可以大大减少附加电网建设成本。

Description

一种多端口铁路功率调节器***及其综合控制方法
技术领域
本发明涉及一种适用于新能源接入的多端口铁路功率调节器***及其综合控制方法
背景技术
近年来，我国高速铁路行业发展迅速，已成为世界上高速铁路运营里程最长、在建规模最大的国家，而我国“四纵四横”高速铁路网都基本全部贯通，高速铁路网已经初具规模。同时伴随着高速铁路和牵引供电技术的发展，高速机车的速度能达到300km/h以上，给人们出行带来了极大的便利。然而由于高速电力机车是大功率的单相负载，并且两个牵引臂上的机车数量不同，三相电网电流无法保持平衡，且动态变化，这会给大电网，铁路牵引供电网络带来诸如负序电流、无功功率和谐波等问题。
随之而来，电气化铁路中的无功、负序问题变得日益突出。铁路功率调节器(RPC)是1993年日本学者提出的在抑制牵引变供电***的电压波动和三相电压不平衡，补偿谐波和牵引网电压过低等电能质量问题的效果显著，是一种有效的综合治理手段。之后，学者们提出了很多应用于电气化铁路***的改进拓扑结构，如有源电能质量补偿器，多路复用的RPC***结构等。
然而这些结构仅用于铁路***的电能质量治理，并未实现变换器用于功率传输的巨大潜力。考虑到随着我国太阳能、风能等新能源发电***的大规模建设和发展，且其主要分布在大西北地区，使得目前新能源发电功率的外送和消纳不够方便和快捷，大量分布式新能源***的并网和消纳问题已严重凸显。铁路***作为连接我国东西部的“大动脉”，利用铁路牵引网络进行新能源的消纳可以大大减少附加电网建设成本。铁路功率调节器作为铁路牵引网的重要功率传输***，如何有效开发其新能源消纳能力意义重大。
发明内容
针对西部地区新能源消纳能力不足，新能源电力外送成本较高等问题。本发明提出了一种多端口铁路功率调节器***及其综合控制方法。
本发明的技术方案如下：一种多端口铁路功率变换器，包括高压交流级、中间隔离级；所述高压隔离级包括全桥型MMC和与所述全桥型MMC连接的高频变换器；所述中间隔离级包括串联型ISOP变换器；所述高频变换器输出端与串联型ISOP变换器输入端连接；所述中间隔离级将所述高压交流级输出的中压直流电转换为低压直流电，同时实现中压侧和低压侧的电气隔离；所述全桥型MMC包括多个桥链，每个桥链包括多个级联的H桥单元。
所述全桥型MMC的直流侧电压值稳定运行在任意设定值[0,+∞]。将直流侧稳定在一个合适的电压值，从而构成公共直流母线，直接接入光伏、储能变换器设备，这样将减少中间级变换，提高***的运行效率。
本发明还提供了一种上述多端口铁路功率变换器的前级MMC-PWM整流器的综合控制方法，其包括以下步骤：
1)检测每个桥链的H桥单元的电容电压，获得每相桥链的电容电压平均值ukav和总的电压平均值uav_T；k＝t,u,v,w；i＝1～2N；t,u,v,w表示全桥型MMC的桥链；N为每个桥链的H桥单元的数量；
2)将H桥单元电压参考值Usm_ref与总的电压平均值uav_T相减做PI调节，得到调节总电容电压平衡的有功调节信号ΔId，ΔId分别乘上a、b相的同步信号，输出得到两牵引臂的有功电流微调信号；
3)根据牵引供电***的功率补偿策略(见Qianming Xu；Fujun Ma*；Zhixing He；Yandong Chen；Josep M.Guerrero,et al.Analysis and Comparison of ModularRailway Power Conditioner for High-Speed Railway Traction System,IEEETransactions on Power Electronics,2017,32(8),pp.6031-6048.)，得到多端口铁路功率变换器a、b相牵引供电臂的参考电流信号
Figure BDA0002241055810000021
分别在
Figure BDA0002241055810000022
上叠加直流电压外环控制的有功电流微调分量，获得全桥型MMC输出电流指令
Figure BDA0002241055810000023
4)每个H桥单元的电容电压uki与每相桥链电压平均值ukav的误差经过比例控制器K3，再依据桥臂电流ikp和ikn的方向修正符号，得到H桥单元电压平衡控制分量uzki，控制桥臂内部单个H桥单元电容电压的平衡；
5)将k相桥臂电容电压的平均值ukav与参考值Usm_ref的误差经过比例调节器K1，得到k相桥臂环流指令的参考值；内环环流控制采用比例调节器K2和二次谐振控制器R2从而实现直流信号的闭环控制，同时抑制二次谐波环流，最终得到k相桥臂所有模块环流电压控制分量uzk，控制两桥臂间的功率平衡，实现桥臂之间的能量平衡控制；
6)将直流侧电压参考值udc_ref与检测值udc相减，输出误差经过PI调节器，再加上直流侧电压参考值的一半udc_ref/2，可以得到每相桥链的上下桥臂直流偏移调节信号udc_bias；将udc_bias叠加到每个桥臂H桥单元的交流调制信号中，通过PWM调制环节使每个H桥单元输出一个稳定、相等的直流偏值量，从而实现直流侧电压的总体稳定控制；
7)将全桥型MMC输出电流指令
Figure BDA0002241055810000031
与a、b两相的实际输出交流电流ica、icb做差，然后采用准PR控制器进行闭环跟踪控制，输出为ea、eb；
8)将ea、udc_bias，uzki和uzk相加，再除以NUsm_ref实现归一化，将每个桥链H桥单元的调制信号送到CPS-PWM环节，最终输出相应的交流和直流信号。
步骤1)中，每相桥链的电容电压平均值ukav和总的电压平均值uav_T的计算公式如下：
Figure BDA0002241055810000032
步骤3)中，a、b相的参考电流信号计算公式如下：
Figure BDA0002241055810000034
其中，Pca ref，Pcb ref为a、b相牵引供电臂的功率参考信号；ω为基波角频率；Um为牵引供电电压的幅值。
步骤3)中，全桥型MMC输出电流指令的计算公式如下：
Figure BDA0002241055810000036
其中，ΔId为电压外环控制器的输出。
步骤7)中，电流控制器的输出ex的计算公式如下：
Figure BDA0002241055810000041
其中，
Figure BDA0002241055810000042
为全桥型MMC的x相电流的最终参考信号；GPR表示为PR控制器的传递函数。
步骤8)中，最终输出调制波信号的计算公式如下：
Figure BDA0002241055810000044
本发明高压交流级包括MMC，子模块采用全桥模块，MMC的输出端口产生一个较低电压的中压直流，一方面可减少全桥子模块的使用数量，另一方面也可减少隔离级DC-DC变换器的串联数量。而半桥型MMC因为子模块无法输出负电平，所以在相同交流侧电压等级、子模块电压等级以及相同调制度的情况下，无法输出和全桥型MMC一样的较低电压等级的中压直流。此外，该全桥型MMC还可以实现中压直流短路故障时的自阻断功能，当MMC发生直流短路故障时，只需要闭锁所有全桥子模块的开关管，当故障清除后再重新接入开关管，即可有效穿越故障，提高铁路功率调节器的可靠性。
相对现有技术，本发明的有益效果为：
1.交流级由MMC构成，子模块采用全桥模块，MMC的输出端口产生一个较低电压的中压直流，一方面可减少全桥子模块的使用数量，另一方面也可减少隔离级DC-DC变换器的串联数量。而半桥型MMC因为子模块无法输出负电平，所以在相同交流侧电压等级、子模块电压等级以及相同调制度的情况下，无法输出和全桥型MMC一样的较低电压等级的中压直流。
2.该全桥型MMC还可以实现中压直流短路故障时的自阻断功能，当MMC发生直流短路故障时，只需要闭锁所有全桥子模块的开关管，当故障清除后再重新接入开关管，即可有效穿越故障，提高铁路功率调节器的可靠性。
3.隔离级的DC-DC变换器主要将MMC的中压直流电转换为低压直流电，同时实现中压侧和低压侧的电气隔离。
附图说明
图1为本发明多端口铁路功率调节器***拓扑结构；
图2为本发明多端口铁路功率调节器的等效电路模型；
图3为本发明多端口铁路功率调节器的综合控制策略；
图4为本发明多端口铁路功率调节器的综合控制策略的参考电流获取环节；
图5为本发明***各子模块之间桥链电容电压均衡控制环节；
图6为本发明***直流侧电压控制环节；
图7为本发明***电流内环控制方式及调制环节。
具体实施方式
参照附图1，高速铁路牵引供电***，220kV高压通过牵引变压器变换成两个27.5kV的单相供电电网给机车负载供电。为了实现高速铁路***的电能质量补偿治理和新能源的就近接入，本发明提出的多端口铁路功率调节器的高压输入侧接入到两个27.5kV的供电臂上，然后通过变换器输出构造一个公共直流母线，可以实现储能、光伏等可再生能源的接入。
参照附图2，一种多端口铁路功率变换器，由全桥型MMC和中间级串联型ISOP变换器组成。高压交流级由MMC构成，子模块采用全桥模块，在MMC的输出端口产生一个较低电压的中压直流。中间隔离级采用一种输入侧间接串联ISOP DC-DC变换器，隔离级的DC-DC变换器主要将MMC的中压直流电转换为低压直流电，同时实现中压侧和低压侧的电气隔离。DC-DC变换器模块使用DAB变换器。
参照附图3，得到一种多端口铁路功率变换器的整体综合控制方式。
参照附图4，根据前面的多端口功率调节器的功率管理策略，可以得到a、b相MMC-PWM整流器的参考电流信号
Figure BDA0002241055810000061
在此电流参考指令上叠加直流电压外环控制的有功电流调节分量(ΔId分别与两牵引供电臂的同步信号相乘得到有功指令微调信号)，最终获得单相MMC输出电流指令ica r、icb r。
参照附图5，将桥链电压平衡控制主要包括三个层次，一是桥链的总电压平衡控制，二是桥链之间的电容电压平衡控制，水平方向的各桥臂能量平衡控制，三是桥链内部的电容电压平衡控制，即竖直方向的每桥臂内子模块电压平衡控制。
参照附图6，对***直流侧进行闭环控制，由于后级新能源***的有功功率由DC/DC变换器注入到前级级联型PWM整流器的中压直流侧母线上，故需要对中压母线电压进行闭环稳定控制。这里直流侧母线的电压由前级级联型PWM整流器来实现。
参照附图7，采用准PR控制使MMC a、b两相的输出交流电流ica、icb准确跟踪参考指令电流，将电流控制器输出ea、Udc_bias，k(k＝t,u,v,w)桥臂之间电压平衡控制指令uzk和桥臂内部第i(i＝1～2N)个子模块电压平衡控制指令uzki相加，再除以NUSM_ref实现归一化，将每个桥链H桥单元的调制信号送到CPS-PWM环节，最终输出相应的交流和直流信号。
本发明的***拓扑主要由全桥型MMC和中间级串联型ISOP变换器组成。高压交流级包括MMC，子模块采用全桥模块，MMC的输出端口产生一个较低电压的中压直流，一方面可减少全桥子模块的使用数量，另一方面也可减少隔离级DC-DC变换器的串联数量。而半桥型MMC因为子模块无法输出负电平，所以在相同交流侧电压等级、子模块电压等级以及相同调制度的情况下，无法输出和全桥型MMC一样的较低电压等级的中压直流。此外，该全桥型MMC还可以实现中压直流短路故障时的自阻断功能，当MMC发生直流短路故障时，只需要闭锁所有全桥子模块的开关管，当故障清除后再重新接入开关管，即可有效穿越故障，提高铁路功率调节器的可靠性。隔离级的DC-DC变换器主要将MMC的中压直流电转换为低压直流电，中间隔离级采用一种输入侧间接串联ISOP DC-DC变换器。DC-DC变换器模块使用DAB变换器。
理论上，全桥型MMC的直流侧电压值可以稳定运行在任意设定值[0,+∞]，因此可以将直流侧稳定在一个合适的电压值，从而构成公共直流母线，便于直接接入光伏、储能变换器等设备，这样将减少中间级变换，提高***的运行效率。同时加入一级ISOP结构的DC-DC变换器，实现了中压侧和低压侧的电气隔离。
以多端口铁路功率调节器的A相桥臂为例进行分析建模，可得到***的综合控制方法。***的综合控制分为4部分组成，分别为参考电流计算模块，桥链电容电压均衡控制模块，直流侧电压控制模块，电流闭环控制与调制模块。
参考电流指令模块通过检测各个端口的电气量，综合计算得出铁路功率调节器输出的功率和电流指令，从而进行***功率的协调控制。得到a、b相MMC-PWM整流器的电流参考信号为：
其中Pca ref，Pcb ref为两牵引供电臂的功率参考信号；在此电流参考指令上叠加直流电压外环控制的有功电流调节分量(ΔId分别与两牵引供电臂的同步信号相乘得到有功指令微调信号)，最终获得单相MMC输出电流指令ica r、icb r：
桥链电容电压均衡控制模块则是考虑到多个子模块串接之后的电压均衡问题桥链电压平衡控制主要包括三个层次，一是桥链的总电压平衡控制，二是桥链之间的电容电压平衡控制，水平方向的各桥臂能量平衡控制，三是桥链内部的电容电压平衡控制，即竖直方向的每桥臂内子模块电压平衡控制，控制框图如图7所示。首先检测每个桥链的H桥单元的电容电压值uki[为k(k＝t,u,v,w)桥臂第i(i＝1～2N)个子模块电压]，获得每相桥链的电容电压平均值和总的电压平均值，如下：
Figure BDA0002241055810000073
桥链总的电压平衡控制：将单元模块电压参考值USM_ref与总的电压平均值uav_T相减做PI控制，可以得到调节总电容电压平衡的有功调节信号ΔId，输出给参考信号计算环节，得到两牵引臂的有功电流微调信号。
水平方向电压平衡控制：如图中，k相桥臂电容电压的平均值ukav与参考值USM_ref的误差经过比例调节器K1，得到k相桥臂环流指令的参考值。内环环流控制也采用比例调节器K2+二次谐振控制器R2，实现直流信号的闭环控制，同时抑制二次谐波环流，最终得到k相桥臂所有模块环流电压控制分量uzk，来控制两桥臂间的功率平衡，实现桥臂之间的能量平衡控制。
竖直方向电压平衡控制：每个单元的电容电压uki与每相桥链电压平均值ukav的误差经过比例控制器K3，再依据桥臂电流(ikp,ikn)的方向修正符号，得到这一个子模块电压平衡控制分量uzki，来控制桥臂内部单个子模块电容电压的平衡。
直流侧电压闭环控制则考虑到后级新能源***的有功功率由DC/DC变换器注入到前级级联型PWM整流器的中压直流侧母线上，故需要对中压母线电压进行闭环稳定控制。将直流侧电压参考值Udc_ref与检测值Udc相减，输出误差经过PI调节器，再加上直流侧电压参考值的一半Udc_ref/2(直流电压前馈信号)，可以得到每相桥链的上下桥臂直流偏移调节信号Udc_bias。将此信号叠加到每个桥臂H桥单元的交流调制信号中，通过PWM调制环节可以使每个H桥单元输出一个稳定、相等的直流偏值量，从而实现直流侧电压的总体稳定控制。
电流闭环控制与调制模块为了使MMC a、b两相的输出交流电流ica、icb准确跟踪参考指令电流，这里采用准PR控制，实现如下：
Figure BDA0002241055810000081
其中，x＝a,b；GPR表示为PR控制器的传递函数。
将电流控制器输出ea、Udc_bias，k(k＝t,u,v,w)桥臂之间电压平衡控制指令uzk和桥臂内部第i(i＝1～2N)个子模块电压平衡控制指令uzki相加，再除以NUSM_ref实现归一化，将每个桥链H桥单元的调制信号送到CPS-PWM环节，最终输出相应的交流和直流信号。最后，a相牵引臂的各子模块最终调制波指令，同理可以获得b相牵引臂的各子模块最终调制波指令：
Figure BDA0002241055810000082
Figure BDA0002241055810000091

Claims (9)

1.一种多端口铁路功率变换器，其特征在于，包括高压交流级、中间隔离级；所述高压隔离级包括全桥型MMC和与所述全桥型MMC连接的高频变换器；所述中间隔离级包括串联型ISOP变换器；所述高频变换器输出端与串联型ISOP变换器输入端连接；所述中间隔离级将所述高压交流级输出的中压直流电转换为低压直流电，同时实现中压侧和低压侧的电气隔离；所述全桥型MMC包括多个桥链，每个桥链包括多个级联的H桥单元。
2.根据权利要求1所述的多端口铁路功率变换器，其特征在于，所述串联型ISOP变换器采用DAB变换器。
3.根据权利要求1所述的多端口铁路功率变换器，其特征在于，所述全桥型MMC的直流侧电压值稳定运行在任意设定值[0,+∞]。
4.一种权利要求1～3之一所述的多端口铁路功率变换器的前级MMC-PWM整流器的综合控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
1)检测每个桥链的H桥单元的电容电压，获得每相桥链的电容电压平均值ukav和总的电压平均值uav_T；k＝t,u,v,w；i＝1～2N；t,u,v,w表示全桥型MMC的桥链；N为每个桥链的H桥单元的数量；
2)将H桥单元电压参考值Usm_ref与总的电压平均值uav_T相减做PI调节，得到调节总电容电压平衡的有功调节信号ΔId，ΔId分别乘上a、b相的同步信号，输出得到两牵引臂的有功电流微调信号；
3)根据牵引供电***的功率补偿策略，得到多端口铁路功率变换器a、b相牵引供电臂的参考电流信号
Figure FDA0002241055800000011
分别在上叠加直流电压外环控制的有功电流微调分量，获得全桥型MMC输出电流指令
Figure FDA0002241055800000013
4)每个H桥单元的电容电压uki与每相桥链电压平均值ukav的误差经过比例控制器K3，再依据桥臂电流ikp和ikn的方向修正符号，得到H桥单元电压平衡控制分量uzki，控制桥臂内部单个H桥单元电容电压的平衡；
5)将k相桥臂电容电压的平均值ukav与参考值Usm_ref的误差经过比例调节器K1，得到k相桥臂环流指令的参考值；内环环流控制采用比例调节器K2和二次谐振控制器R2从而实现直流信号的闭环控制，同时抑制二次谐波环流，最终得到k相桥臂所有模块环流电压控制分量uzk，控制两桥臂间的功率平衡，实现桥臂之间的能量平衡控制；
6)将直流侧电压参考值udc_ref与检测值udc相减，输出误差经过PI调节器，再加上直流侧电压参考值的一半udc_ref/2，可以得到每相桥链的上下桥臂直流偏移调节信号udc_bias；将udc_bias叠加到每个桥臂H桥单元的交流调制信号中，通过PWM调制环节使每个H桥单元输出一个稳定、相等的直流偏值量，从而实现直流侧电压的总体稳定控制；
7)将全桥型MMC输出电流指令与a、b两相的实际输出交流电流ica、icb做差，然后采用准PR控制器进行闭环跟踪控制，输出为ea、eb；
8)将ea、udc_bias，uzki和uzk相加，再除以NUsm_ref实现归一化，将每个桥链H桥单元的调制信号送到CPS-PWM环节，最终输出相应的交流和直流信号。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤1)中，每相桥链的电容电压平均值ukav和总的电压平均值uav_T的计算公式如下：
Figure FDA0002241055800000022
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤3)中，a、b相的参考电流信号
Figure FDA0002241055800000023
计算公式如下：
Figure FDA0002241055800000024
其中，Pca ref，Pcb ref为a、b相牵引供电臂的功率参考信号；ω为基波角频率；Um为牵引供电电压的幅值。
7.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤3)中，全桥型MMC输出电流指令
Figure FDA0002241055800000025
的计算公式如下：
Figure FDA0002241055800000031
其中，ΔId为电压外环控制器的输出。
8.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤7)中，电流控制器的输出ex的计算公式如下：
其中，
Figure FDA0002241055800000032
为全桥型MMC的x相电流的最终参考信号；GPR表示为PR控制器的传递函数。
9.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤8)中，最终输出调制波信号的计算公式如下：
Figure FDA0002241055800000033
Figure FDA0002241055800000034
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