CN115242095A - 一种隔离型cllc变换器双向同步整流控制装置和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置和方法，属于电力电子变换器技术领域。该控制方法应用在双向隔离型CLLC变换器当中，通过建立CLLC变换器的频域阻抗模型，在控制器单元中计算包含开关频率和输出等效负载的同步整流导通时间。CLLC变换器原边和副边开关管的开通时刻是相同的，同步整流管的关断时刻则由所计算的同步整流导通时间决定，等于开通时刻加上计算的导通时间。电路控制单元包括采样电路、控制器单元和光耦隔离驱动电路。该控制方法实现了精确控制同步整流时间，减少电路整流导通损耗，使电路具有高效率和高功率密度的优势。

Description

一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置和方法
技术领域
本发明属于电力电子变换器技术领域，具体涉及一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置和方法。
背景技术
CLLC谐振变换器具有对称结构和宽ZVS范围，因此是一种十分适合双向应用的拓扑结构，如可用于双向电动汽车充电器或双向储能***中。同步整流对提高效率同样至关重要，同步整流技术是采用MOSFET代替二极管整流，并有相应的驱动信号。因此，需要进一步提高同步整流驱动信号的精度，以优化宽负载范围内的CLLC效率。通常，CLLC同步整流控制可分为两种类型：高频信号传感方法和基于模型的方法。
传统的CLLC同步整流方案通常采用检测电路来检测高频电压或电流，或者仅考虑微控制器单元中的开关频率来计算出同步整流占空比。由于高电压变化率和大幅度变化的占空比的影响，它们很难直接应用于应用中，难以实现高压同步整流的功能。
发明内容
本发明针对现有技术中的缺陷和不足，提出了一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置和方法，可以减小同步整流体二极管的导通损耗来提高变换器效率，而且具有高抗扰度，能够应用于高压高频场合，实现能量双向流动。
本发明为解决其技术问题，采用的具体技术方案如下：
一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置，包括CLLC变换器、采样电路、控制器单元和光耦隔离驱动电路，所述CLLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第一开关管Q1，第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4；所述谐振电路包括第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2以及变压器，所述变压器中集成激磁电感Lm，所述激磁电感Lm设置在变压器原边；所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的中点与第一谐振电感Lr1的一端相连，所述第三开关管Q3和第四开关管Q4的中点与第一谐振电容Cr1的一端连接，第一谐振电感Lr1与第一谐振电容Cr1的另一端分别与所述激磁电感Lm的两端连接；所述副边全桥变换电路包括第五开关管S1，第六开关管S2，第七开关管S3，第八开关管S4，所述第五开关管S1和第六开关管S2的中点与第二谐振电感Lr2的一端连接，第七开关管S3和第八开关管S4的中点与第二谐振电容Cr2一端连接；第二谐振电感Lr2与第二谐振电容Cr2的另一端分别与变压器副边连接。
进一步地，所述第一-第四开关管Q1～Q4，第五-第八开关管S1～S4均为MOSFET。
本发明还提供一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制方法，其基于CLLC变换器的频域模型，考虑开关频率和输出负载的变化，在控制中计算出同步整流导通时间；所述CLLC变换器在正向运行与反向运行的模式下，设置变换器原、副边的第一开关管Q1，第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4、、第五开关管S1，第六开关管S2，第七开关管S3，第八开关管S4的开通时刻一致，关断时刻则分别等于所述开通时刻加上不同模式下计算的同步整流导通时间。
进一步地，所述CLLC变换器正向工作时，包括如下步骤：
(1)采集正向输出直流电压信号，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器单元计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的原边的第一-第四开关管Q1～Q4的驱动信号，实现对正向输出直流电压vo的控制和对工作频率的调节；
(2)利用采样得到的输出电压和输出电流信号，计算输出等效电阻负载；
根据输出等效电阻负载和开关频率，计算出正向运行的同步整流导通时间；
(3)作为同步整流管的第五-第八开关管S1～S4开通时刻和原边的第一-第四开关管Q1～Q4相同，第五-第八开关管S1～S4关断时刻则由计算出的正向运行的同步整流导通时间决定。
进一步地，所述CLLC变换器反向运行时，包括如下步骤：
(1)对反向运行的CLLC变换器采用闭环控制，采集反向输出电压信号，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器单元计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的副边的第五-第八开关管S1～S4的驱动信号，实现对反向输出电压vbus的控制和对工作频率的调节；
(2)利用采样得到的输入电压，输入电流信号和反向输出电压，计算输出等效电阻负载；根据输出等效电阻负载和开关频率，计算出同步整流导通时间；
(3)设置反向运行的CLLC变换器原、副边开关管开通时刻一致，即作为同步整流管的第一-第四开关管Q1～Q4开通时刻和副边的第五-第八开关管S1～S4相同，第一-第四开关管Q1～Q4的关断时间则由计算出的反向运行的同步整流导通时间决定。
进一步地，所述CLLC变换器在正向工作和反向工作时，均利用闭环控制所需的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流采样信号，计算输出等效电阻负载。
本发明具有如下有益效果：
1、本发明减少同步整流体二极管的导通时间，并显著降低开关管传导损耗，提高变换器运行效率和功率密度。
2、本发明可以在不检测任何高频信号的情况下实现同步整流控制，具有对开关噪声的高抗扰度。
3、本发明简化了电路模型，运用简化后的等效电路模型可以更方便地计算控制方法中所需要的各个参数，精简运算量，提高结果准确率。
4、本发明直接使用闭环控制中的电流和电压直流信号，计算等效输出负载和同步整流导通时间，不需要额外增加采样电路。电路设计简单，可靠性高，节约成本，易于实现。
附图说明
图1是本发明的正向运行时控制框图。
图2是本发明的正向运行时控制流程图。
图3是本发明的正向运行控制波形图(小于谐振点)。
图4是本发明的正向运行控制波形图(大于谐振点)。
图5是本发明的反向运行时控制框图。
图6是本发明的反向运行时控制流程图。
图中元器件符号说明：
vin1 正向输入直流电压
vin2 反向输入直流电压
iin2 反向输入直流电流
vo 正向输出直流电压
io 正向输出电流
vbus 反向输出电压
Q1，Q2， 第一开关管，第二开关管，
Q3，Q4 第三开关管，第四开关管
S0，S0， 第五开关管，第六开关管，
S3，S4 第七开关管，第八开关管
fr 谐振频率
Lr1,Lr2 第一谐振电感，第二谐振电感
Cr1,Cr2 第一谐振电容，第二谐振电容
Lm 激磁电感
iLr 谐振电流
iLm 激磁电流
n 变压器变比
iS1,iS2 流过第一、第二开关管S1，S2的电流
Vref1,Vref2 第一、第二控制参考电压
具体实施方式
下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。
如图1所示，本发明的一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置，包括CLLC变换器、采样电路、控制器单元和光耦隔离驱动电路。所述CLLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第一开关管Q1，第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4；所述谐振电路包括第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2以及变压器，所述变压器中集成有激磁电感Lm，所述激磁电感Lm设置在变压器原边；所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的中点与谐振电感Lr1的一端相连，所述第三开关管Q3和第四开关管Q4的中点与第一谐振电容Cr1的一端连接，第一谐振电感Lr1与第一谐振电容Cr1的另一端分别与所述激磁电感Lm的两端连接；所述副边全桥变换电路包括第五开关管S1，第六开关管S2，第七开关管S3，第八开关管S4，所述第五开关管S1和第六开关管S2的中点与第二谐振电感Lr2的一端连接，第七开关管S3和第八开关管S4的中点与第二谐振电容Cr2一端连接；第二谐振电感Lr2与第二谐振电容Cr2的另一端分别与变压器副边连接；ton_Q为原边开关管开通时刻,ton_SR为同步整流管开通时刻，toff_SR为同步整流管关断时刻。iS1,iS2为流过第五、第六开关管S1，S2的电流。
所述装置基于CLLC变换器的频域模型，考虑开关频率和输出负载的变化，在控制器单元中计算出同步整流导通时间。CLLC变换器在正向运行与反向运行的模式下，设置变换器原副边开关管的开通时刻一致，同步整流管关断时刻则分别等于所述开通时刻加上不同模式下计算的同步整流导通时间。
所述第一-第四开关管Q1～Q4，第五-第八开关管S1～S4均为MOSFET。
本发明还提供了一种CLLC变换器双向同步整流控制方法，所述方法基于CLLC变换器的频域模型，考虑开关频率和输出负载的变化，在控制器单元中计算出同步整流导通时间。CLLC变换器在正向运行与反向运行的模式下，设置变换器原副边开关管的开通时刻一致，同步整流管关断时刻则分别等于所述开通时刻加上不同模式下计算的同步整流导通时间。
CLLC变换器正向运行时，正向运行的同步整流导通时间△tcon_f计算为：
Figure BDA0003728926240000051
其中，fs为开关频率，ω为开关角频率，ω＝2πfs。
Figure BDA0003728926240000052
其中
Figure BDA0003728926240000053
计算分别如下：
Figure BDA0003728926240000054
Figure BDA0003728926240000055
Figure BDA0003728926240000056
Figure BDA0003728926240000057
C'r2＝n2Cr2 (6)
Re＝8n2vo/(π2io) (7)
其中，n是变压比。Cj是同步整流管的等效输出电容。
Figure BDA0003728926240000058
Figure BDA00037289262400000516
Figure BDA0003728926240000059
Figure BDA00037289262400000510
Figure BDA00037289262400000511
其中，fn等于ω/ωr，是开关频率标幺值，λ等于Lm/Lr1。
Figure BDA00037289262400000512
Figure BDA00037289262400000513
Figure BDA00037289262400000514
Figure BDA00037289262400000515
Figure BDA0003728926240000061
其中，y定义为Cj/Cr1。
CLLC变换器反向运行时，主要区别在于电源和负载的位置。反向运行的同步整流导通时间Δtcon_f计算为：
△tcon_f＝0.5/fs-θp/(2πfs) (18)
其中，fs为开关频率，ω为开关角频率，fs＝1/Ts,ω＝2πfs。θp＝θ2-θ1-θ3，其中θ1，θ2，θ3可分别计算为：
θ1＝arctan(g1/h1) (19)
Figure BDA0003728926240000062
Figure BDA0003728926240000063
h1＝Rb/(Rb 2Cj 2ω2+1) (22)
Figure BDA0003728926240000064
Figure BDA0003728926240000065
Figure BDA0003728926240000066
Figure BDA0003728926240000067
Figure BDA0003728926240000068
Figure BDA0003728926240000069
Figure BDA00037289262400000610
Figure BDA00037289262400000611
Figure BDA00037289262400000612
Figure BDA00037289262400000613
Figure BDA00037289262400000614
所述方法采用的控制电路包括CLLC变换器、采样电路、控制器单元和光耦隔离驱动电路，所述CLLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路。
如图2所示所述CLLC变换器正向工作时，主要控制步骤如下，其中ton_S为副边开关管开通时刻，ton_SR为同步整流管开通时刻，toff_SR为同步整流管关断时刻。
(1)采集正向输出直流电压vo信号，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器单元计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的原边第一-第四开关管Q1～Q4的驱动信号，实现对正向输出直流电压vo的控制和对工作频率的调节；
(2)利用采样得到的输出电压和输出电流信号，计算输出等效电阻负载；根据输出等效电阻负载和开关频率，计算出正向运行的同步整流导通时间；
(3)作为同步整流管的第五-第八开关管S1～S4开通时刻和原边的第一-第四开关管Q1～Q4相同，第五-第八开关管S1～S4关断时刻则由计算出的同步整流导通时间决定。
由于CLLC变换器的拓扑结构是对称的，所以正向模式和反向模式下的等效电路和控制方式是相似的。所述CLLC变换器反向运行时，主要控制步骤如下：
(1)对反向运行的CLLC变换器同样采用闭环控制，采集反向输出电压vbus信号，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器单元计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的副边的第五-第八开关管S1～S4的驱动信号，实现对反向输出电压vbus的控制和对工作频率的调节；
(2)利用采样得到的反向输入直流电压vin2，反向输入直流电流iin2信号和反向输出电压vbus，计算输出等效电阻负载；根据输出等效电阻负载和开关频率，计算出反向运行的同步整流导通时间；
(3)设置反向运行的CLLC变换器原副边开关管开通时刻一致，即第一-第四开关管Q1～Q4开通时刻和副边的第五-第八开关管S1～S4相同，第一-第四开关管Q1～Q4的关断时间则由计算出的同步整流导通时间决定。
所述CLLC变换器在正向工作和反向工作时，均利用闭环控制所需的输入直流电压、输入电流、输出电压和输出电流采样信号，计算输出等效负载。
下面结合附图1-6进一步说明本发明的隔离型CLLC双向同步整流控制方法。
CLLC变换器正向运行时，采用脉冲频率调制方法(PFM)控制，通过调节CLLC变换器的开关频率，实现对输出电压的闭环控制。控制图如图1所示，流程图如图2所示。
第一，如图1所示，采集正向输出直流电压vo，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内第一控制参考电压vref1比较得到误差信号，该误差信号经PI控制器单元计算后，与三角载波比较得到PFM信号；PFM信号送入光耦隔离驱动电路得到CLLC变换器原边各开关管的驱动信号，ton_Q为原边开关管开通时刻,ton_SR为同步整流管开通时刻，toff_SR为同步整流管关断时刻。
图3所示为开关频率高于谐振点时，原边驱动波形和副边同步整流驱动波形。由该图可得，在重载和轻载条件下，所提同步整流控制算法能够很好地跟踪负载变化，调整同步整流的导通占空比，降低同步整流管体二极管的导通损耗，提高效率。
图4所示为开关频率低于谐振点时，原边驱动波形和副边同步整流驱动波形。由该图可知，在重载和轻载条件下，所提同步整流控制算法能够很好地跟踪负载变化，调整同步整流的导通占空比，降低同步整流管体二极管的导通损耗，提高效率。
第二，根据采样的正向输出电流io和正向输出直流电压vo，计算出输出等效电阻负载，该信号利用已有的采样电路，无需增加新的电路。利用闭环得到的开关频率和采样得到的等效负载，计算得到正向运行的同步整流管导通时间。
第三，同步整流管开通时刻ton_SR和原边相同。根据所建模型计算出的正向运行的同步整流导通时间Δtcon_f，同步整流管关断时刻toff_SR等于开通时刻加上计算出的导通时间。在控制器单元中，将所述同步整流管导通时间经过换算得到比较寄存器的比较值，得到PFM信号。利用光耦隔离芯片和驱动器，输出同步整流管驱动信号。
CLLC变换器反向运行时，等效电路与正向运行时是相似的，因此控制方式也相似，采用脉冲频率调制方法(PFM)控制，通过调节CLLC变换器的开关频率，实现对输出电压的闭环控制。本发明在CLLC反向工作时如图5所示，控制流程图如图6所示。控制方法步骤如下：
第一，采集反向输出电压vbus，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内输出的第二控制参考电压vref2比较得到误差信号，该误差信号经PI控制器单元计算后，与三角载波比较得到PFM信号；PFM信号送入光耦隔离驱动电路得到CLLC变换器副边各开关管的驱动信号，ton_S为副边开关管开通时刻，ton_SR为同步整流管开通时刻，toff_SR为同步整流管关断时刻。
开关频率高于谐振点或低于谐振点时，原边驱动波形和副边同步整流驱动波形均与CLLC变换器正向运行时相同。
第二，根据采样的反向输入直流电流iin2和反向输入直流电压vin2，计算出输出等效电阻负载，该信号利用已有的采样电路，无需增加新的电路。利用闭环得到的开关频率和采样得到的输出等效电阻负载，计算得到反向运行的同步整流管导通时间。
第三，同步整流管开通时刻ton_SR和副边开通时刻ton_S相同。根据所建模型计算出的反向运行的同步整流导通时间Δtcon_f，同步整流管关断时刻toff_SR等于开通时刻加上计算出的导通时间。在控制器单元中，将同步整流管的导通时间经过换算得到比较寄存器的比较值，得到PFM信号。利用光耦隔离芯片和驱动器，输出同步整流管驱动信号。
综上所述，本发明考虑开关频率和负载的变化，可以更精确地控制同步整流开通时间，降低开关管的导通损耗，减小变换器的损耗，提高变换器的效率，同时电路简单，可靠性高，具备现有控制方法所不具备的优势。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (6)

1.一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置，包括CLLC变换器、采样电路、控制器单元和光耦隔离驱动电路，其特征在于：
所述CLLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第一开关管Q1，第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4；所述谐振电路包括第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2以及变压器，所述变压器中集成激磁电感Lm，所述激磁电感Lm设置在变压器原边；所述第一开关管Q1和第二开关管Q2的中点与第一谐振电感Lr1的一端相连，所述第三开关管Q3和第四开关管Q4的中点与第一谐振电容Cr1的一端连接，第一谐振电感Lr1与第一谐振电容Cr1的另一端分别与所述激磁电感Lm的两端连接；所述副边全桥变换电路包括第五开关管S1，第六开关管S2，第七开关管S3，第八开关管S4，所述第五开关管S1和第六开关管S2的中点与第二谐振电感Lr2的一端连接，第七开关管S3和第八开关管S4的中点与第二谐振电容Cr2一端连接；第二谐振电感Lr2与第二谐振电容Cr2的另一端分别与变压器副边连接。
2.根据权利要求1所述的一种隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置，其特征在于：所述第一-第四开关管Q1～Q4，第五-第八开关管S1～S4均为MOSFET。
3.一种根据权利要求1或2所述的隔离型CLLC变换器双向同步整流控制装置的控制方法，其特征在于：
基于CLLC变换器的频域模型，考虑开关频率和输出负载的变化，在控制中计算出同步整流导通时间；所述CLLC变换器在正向运行与反向运行的模式下，设置变换器原、副边的第一开关管Q1，第二开关管Q2，第三开关管Q3，第四开关管Q4、、第五开关管S1，第六开关管S2，第七开关管S3，第八开关管S4的开通时刻一致，关断时刻则分别等于所述开通时刻加上不同模式下计算的同步整流导通时间。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于：
所述CLLC变换器正向工作时，包括如下步骤：
(1)采集正向输出直流电压信号，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内的第一控制参考电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器单元计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的原边的第一-第四开关管Q1～Q4的驱动信号，实现对正向输出直流电压vo的控制和对工作频率的调节；
(2)利用采样得到的正向输出直流电压、正向输出电流信号，计算输出等效电阻负载；根据输出等效电阻负载和开关频率，计算出正向运行的同步整流导通时间；
(3)作为同步整流管的第五-第八开关管S1～S4开通时刻和原边的第一-第四开关管Q1～Q4相同，第五-第八开关管S1～S4关断时刻则由计算出的正向运行的同步整流导通时间决定。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于：
所述CLLC变换器反向运行时，包括如下步骤：
(1)对反向运行的CLLC变换器采用闭环控制，采集反向输出电压信号，经采样电路输入控制器单元中；该信号与控制器单元内的第二控制参考电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器单元计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的副边的第五-第八开关管S1～S4的驱动信号，实现对反向输出电压的控制和对工作频率的调节；
(2)利用采样得到的反向输入直流电压，反向输入直流电流信号和反向输出电压，计算输出等效电阻负载；根据输出等效电阻负载和开关频率，计算出同步整流导通时间；
(3)设置反向运行的CLLC变换器原、副边开关管开通时刻一致，即作为同步整流管的第一-第四开关管Q1～Q4开通时刻和副边的第五-第八开关管S1～S4相同，第一-第四开关管Q1～Q4的关断时间则由计算出的反向运行的同步整流导通时间决定。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于：
所述CLLC变换器在正向工作和反向工作时，均利用闭环控制所需的输入电压、输入电流、输出电压和输出电流采样信号，计算输出等效电阻负载。
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