CN110855163A - 一种单级式隔离型三相整流器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单级式隔离型三相整流器及其控制方法，包括第一～第三交流侧电感、第一～第三交流侧电容、三相不控整流全桥电路、第一～第三双向开关、第一～第二变压器端电位单向箝位开关、双管正激电路；将三相交流电的相位角平均分为六个扇区，在每个扇区生成控制第一～第三双向开关的驱动信号；采样直流侧的电压与电流信号，通过直流侧电压外环与直流侧电流内环产生调制比，根据实时的相位角信息和调制比产生控制第一～第二变压器端电位单向箝位开关和双管正激电路中开关管的驱动信号；本发明实现了输入与输出之间高频电气隔离、具有损耗低、功率密度高、网侧电流正弦度高、网侧功率因数高、效率高等优点。

Description

一种单级式隔离型三相整流器及其控制方法

技术领域

本发明属于直流供电领域，尤其涉及一种单级式隔离型三相整流器及其控制方法。

背景技术

在电动汽车(EV)电池充电、数据中心直流供电***等应用领域中需要将电能从交流电转换为直流电。单相可功率因数校正(PFC)的整流器通常用于低功率场合，例如功率小于5kW，在更高的功率场合，必须采用三相PFC整流器。三相整流器根据是否具有直流侧电感可以分为两大类：电流源型和电压源型整流器；根据是否存在高频隔离变压器又可以分为隔离型和非隔离型。

由三相桥式电路构成的非隔离三相电压源型整流器，在整流工作时直流侧呈升压特性，三相380V交流电压经其变换后直流电压通常达600～800V，通常需要通过隔离变压器或者在后级加DC/DC变换器进行降压后才能接到低压直流母线上。此外，电压源型AC/DC变换器的整流模式是升压(boost)类型，存在启动冲击问题，需要在功率传输路径中加入启动限流措施，影响变换器效率和功率密度，同时，升压型电路在空载或轻载工作时，***的闭环控制也存在较大的难度，难以兼顾控制的稳定性和快速动态响应特性。

隔离型整流器通常需要两级式结构，一种是在前级加入工频隔离变压器，这会导致变换器整体体积重量大、成本高；另一种是在后级加入高频隔离双向DC/DC变换器，但是两级式功率变换对***效率有很大的负面影响，并且现有的高频隔离双向DC/DC变换器宽电压变化范围条件下的特性较差，这种变换器难以适应宽输入输出电压变化的应用需求。

中国专利申请(公开号：CN109104108A)中通过采用单级式隔离型结构，省去了两级式变换器中间母线的大体积解耦储能电容，能够提高变换器的效率，但是该软开关型的单级式结构采用了两个移相全桥电路串联，导致功率传输需要流经四个功率器件的沟道，从而产生较大的传输损耗，影响了变换器效率的进一步提升。

发明内容

发明目的：为解决现有技术存在成本高、损耗大等问题，本发明提供一种单级式隔离型三相整流器及其控制方法。

技术方案：本发明提供衶一种单级式隔离型三相整流器，该整流器包括：第一～第三交流侧电感、第一～第三交流侧电容、三相不控整流全桥电路、第一～第三双向开关、第一～第二变压器端电位单向箝位开关、双管正激电路；所述三相不控整流全桥电路包括同相并联的第一～第三桥臂，所述双管正激电路包括相互并联的第四、五桥臂、隔离变压器、第十一、十二二极管、第四电感、第四电容；

所述第一～第三交流侧电感的一端分别连接三相交流电源，另外一端分别连接第一～第三交流侧电容的一端，且第一～第三交流侧电容的一端分别连接第一～第三桥臂的中点，所述三个交流侧电容的另外一端相互连接；第一～第三桥臂的中点分别与第一～第三双向开关的一端连接，三个双向开关的另外一端相互连接，且构成公共节点；第一、第二变压器端电位单向箝位开关的一端均与公共节点连接，另外一端分别与第四、五桥臂的中点连接；所述隔离变压器原边的一端通过第四电感与第四桥臂的中点连接，另外一端连接第五桥臂的中点；隔离变压器副边的一端连接第十一二极管的阳极，另外一端连接第十二二极管的阳极；第十一二极管的阴极与第十二二极管的阴极、第五电感的一端连接；第五电感的另外一端连接第四电容的一端，第四电容的另外一端连接第十二二极管的阳极；所述三相不控整流全桥电路的正、负极输出端分别连接双管正激电路的正、负极输入端。

进一步的，所述第一桥臂包括第一、二二极管，且第一二极管的阳极与第二二极管的阴极相连，连接处为第一桥臂的中点；所述第二桥臂包括第三、四二极管，且第三二极管的阳极与第四二极管的阴极相连，连接处为第二桥臂的中点；所述第三桥臂包括第五、六二极管，且第五二极管的阳极与第六二极管的阴极相连，连接处为第三桥臂的中点；且第五二极管的阴极为三相不控整流全桥电路的正极输出端，第六二极管的阳极为三相不控整流全桥电路的正极输出端。

进一步的，所述第一双向开关包括第一、二开关管，第一开关管的集电极连接第一桥臂的中点，发射极连接第二开关管的发射极；所述第二双向开关包括第三、四开关管，第三开关管的集电极连接第二桥臂的中点，发射极连接第四开关管的发射极；所述第三双向开关包括第五、六开关管，第五开关管的集电极连接第三桥臂的中点，发射极连接第六开关管的发射极；所述第一～六开关管均反并联一个二极管；第二、四、六开关管的集电极相互连接，构成公共节点。

进一步的，第一变压器端电位单向箝位开关包括第七开关管和第七二极管，第七开关管的漏极连接公共节点，第七开关管的源极与第七二极管阳极连接，第七二极管阴极连接第四桥臂的中点；第八二极管的阴极连接公共节点，阳极连接第八二极管的源极，第八二极管的漏极连接第五桥臂的中点，所述第七，八开管的两端均并联一个二极管和一个电容，且与二极管为反向并联。

进一步的，所述第四桥臂包括第九开关管、第九极管，第九开关管的漏极为双管正激电路的正极输入端，源极连接第九二极管的阴极，连接处为第四桥臂的中点，第九二极管的阳极为双管正激电路的负极输入端；所述第五桥臂包括第十开关管、第十二极管，第十二极管的阳极连接第十开关管的漏极，连接处为第五桥臂的中点；第十二极管的阴极连接第九开关管的漏极，第十开关管的源极连接第九二极管的阳极；第九、十开关管的两端均并联一个二极管和一个电容，且与二极管为反向并联。

进一步的，所述开关管采用MOSFET或者IGBT。

基于一种单级式隔离型三相整流器的控制方法，将三相交流电的相位角平均分为六个扇区，根据每个扇区生成控制第一～第三双向开关的驱动信号；采样直流侧即双管正激电路输出端的电压与电流信号，通过直流侧电压外环与直流侧电流内环产生调制比，根据实时的相位角信息和调制比产生控制第一～第二变压器端电位单向箝位开关和双管正激电路中开关管的驱动信号；从而使得该三相整流器输出直流电压，且使得第一～第三交流侧电感上的电流与三相交流电源的输入电压波形一致均为正弦波，且相位也相同。

有益效果：本发明具有电压变化比例调整和电气隔离功能。输入的三相380V交流电压通过三相不控整流全桥以及三组双向开关为高频工作结构提供两个低频周期变化的脉动直流电压，双管正激电路以及变压器端电压箝位支路通过调整合适占空比，分别将两个低频周期变化的脉动直流电压输入斩波并叠加，形成在一个开关周期内平均绝对值不变的矩阵脉冲电压，最后通过半波整流电路以及直流侧LC滤波得到稳定的低压直流电压。

本发明采用双管正激结构避免了桥臂直通现象，可靠性高，采用电流源型整流器结构，实现了buck型的整流模式，避免了以往boost整流模式的启动冲击问题，同时解决现有技术中三相整流器将三相380V交流电压变换为低压直流电压或者低压直流电压变换为三相380V交流电压时必须采用两级结构的问题，同时实现电气隔离，且功率传输路径上流过较少的功率器件，具备高效率的特点。此外，本发明还具有网侧电流正弦度好，网侧功率因数高，直流端口适应工作电压范围宽的特点。

附图说明

图1为本发明的电路结构图；

图2为本发明的控制框图；

图3为交流侧电压的扇区划分以及通过扇区选择结构后的关键支路与节点的电压与电流波形图；

图4为本发明工作过程中的四个主要模态图，其中(a)正负母线均参与传递功率的工作模态；(b)正母线单独传递功率的工作模态；(c)负母线单独传递功率的工作模态；(d)为变压器不传递功率时的磁复位以及续流的工作模态；

图5为扇区1中的i_p，i_n，i_Y的斩波宽度示意图。

具体实施方式

构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

如图1所示，本实施例提供一种单级式隔离型三相整流器，包括交流侧电感1、三个交流侧电容2、三相不控整流全桥电路3、第一～三个双向开关4、第一～第二变压器端电位单向箝位开关5、双管正激电路6。所述三相不控整流全桥电路包括同相并联的第一～第三桥臂，所述双管正激电路包括相互并联的第四、五桥臂、隔离变压器、第十一、十二二极管(D_d1、D_d2)、第四电感L_pr、第五电感L_dc第四电容C_dc。

所述第一～第三交流侧电感1的一端分别连接三相交流电源，另外一端分别连接第一～第三交流侧电容2的一端，且第一～第三交流侧电容的一端分别连接第一～第三桥臂的中点，所述三个交流侧电容的另外一端采用星形或三角形连接；第一～第三桥臂的中点分别与第一～第三双向开关4的一端连接，三个双向开关4的另外一端相互连接，且构成公共节点；第一、第二变压器端电位单向箝位开关5的一端均与公共节点连接，另外一端分别与第四、五桥臂的中点连接；所述隔离变压器原边的一端通过第四电感L_pr与第四桥臂的中点连接，另外一端连接第五桥臂的中点；隔离变压器副边的一端连接第十一二极管D_d1的阳极，另外一端连接第十二二极管D_d2的阳极；第十一二极管D_d1的阴极与第十二二极管D_d2的阴极、第五电感L_dc的一端连接；第五电感L_dc的另外一端连接第四电容C_dc的一端，第四电容C_dc的另外一端连接第十二二D_d2极管的阳极；所述三相不控整流全桥电路3的正、负极输出端分别连接双管正激电路6的正、负极输入端。

所述第一桥臂包括第一、二二极管(D_a+、D_a-)，且第一二极管D_a+的阳极与第二二极管D_a-的阴极相连，连接处为第一桥臂的中点；所述第二桥臂包括第三、四二极管(D_b+、D_b-)，且第三二极管D_b+的阳极与第四二极管D_b-的阴极相连，连接处为第二桥臂的中点；所述第三桥臂包括第五、六二极管(D_c+、D_c-)，且第五二极管D_c+的阳极与第六二极管D_c-的阴极相连，连接处为第三桥臂的中点；且第五二极管的阴极为三相不控整流全桥电路的正极输出端，第六开关管的阳极为三相不控整流全桥电路的负极输出端；第一二极管D_a+、第三二极管D_b+与第五二极管D_c+的阴极相连于同一节点，该节点为三相不控整流全桥电路的正直流母线节点p；第二二极管D_c-、第四二极管D_c-与第六二极管D_c-的阳极相连于同一节点，该节点为三相不控整流全桥电路的负直流母线节点n。

所述第一双向开关包括第一、二开关管(S_ya+、S_ya-)，第一开关管S_ya+的集电极连接第一桥臂的中点，发射极连接第二开关管S_ya-的发射极_-；所述第二双向开关包括第三、四开关管(S_yb+、S_yb-)，第三开关管S_yb+的集电极连接第二桥臂的中点，发射极连接第四开关管S_yb-的发射极；所述第三双向开关包括第五、六开关管(S_yc+、S_yc-)，第五开关管S_yc+的集电极连接第三桥臂的中点，发射极连接第六开关管S_yc-的发射极；所述第一～六开关管均反并联一个二极管；并联的二极管可以是IGBT的反并联二极管，也可以是MOSFET的寄生二极管。当开关频率较低时，可采用普通的整流二极管；当开关频率较高时，采用快速恢复二极管或者肖特基二极管。第二、四、六开关管的集电极相互连接，构成公共节点Y。

第一变压器端电位单向箝位开关包括第七开关管(S_c1)和第七二极管(D_c1)，第七开关管S_c1的漏极连接公共节点Y，第七开关管S_c1的源极与第七二极管阳极D_c1连接，第七二极管D_c1阴极连接第四桥臂的中点；第二变压器端电位单向箝位开关包括第八二极管D_c2和第八开关管S_c2；第八二极管D_c2的阴极连接公共节点，阳极连接第八二极管S_c2的源极，第八二极管S_c2的漏极连接第五桥臂的中点，所述第七，八开管的两端均并联一个二极管和一个电容，且与二极管为反向并联。

所述第四桥臂包括第九开关管S_p、第九二极管D_p，第九开关管S_p的漏极为双管正激电路的正极输入端，源极连接第九二极管的阴极，连接处为第四桥臂的中点，记为A点，第九二极管D_p的阳极为双管正激电路的负极输入端；所述第五桥臂包括第十开关管S_n、第十二极管S_n，第十二极管S_n的阳极连接第十开关管的漏极，连接处为第五桥臂的中点，记为B点；第十二极管S_n的阴极连接第九开关管S_n的漏极，第十开关管S_n的源极连接第九二极管S_n的阳极为双管正激电路的负直流节点，该负直流节点与三相不控整流全桥的负直流母线节点n相连；第九、十开关管的两端均并联一个二极管和一个电容，且与二极管为反向并联。本实施例中的开关管可以采用MOSFET或者IGBT。

下面将以图1中的单级式隔离型三相整流器为例，结合图2-图5阐述变换器的工作原理。分析之前，有如下假设：1)所有开关管与二极管为理想器件；2)所有电感、电容、变压器为理想元件；3)电网的三相对称理想电网；4)直流侧滤波电感足够大，可视为理想电流源，i_dc为直流侧电流；5)直流侧滤波电容足够大，可视为理想电压源，U_dc为直流侧电压。变换器交流侧为输入侧，接三相交流电压源，直流为输出侧，接负载。控制框图如图2所示，分为低频扇区选择控制以及可以实现双管正激电路的高频控制，高频控制的占空比的产生采用直流电压外环，直流电流内环的双调节器进行控制。直流外环(即图2中输出直流电流基准的调节器)的作用是维持直流母线电压稳定，直流电流内环(即图2中输出调制比的调节器)的作用是快速跟踪负载变化，并可以限制传输功率。

图3给出了本发明中对三相电压的扇区划分示意。定义0角度时刻A相正弦电压u_a为最大值，π角度时刻A相正弦电压u_a为最小值。B相电压滞后A相电压2π/3，C相电压滞后B相电压2π/3。设定0-π/3为扇区1，后面以此类推。

三个双向开关为扇区选择开关，只在扇区切换时发生动作，各个扇区切换时开关管的开关状态如表1所示，其中1代表开通，0代表关断。

表1

	S<sub>ya+</sub>(S<sub>ya-</sub>)	S<sub>yb+</sub>(S<sub>yb-</sub>)	S<sub>yc+</sub>(S<sub>yc-</sub>)
				扇区1	0	1	0
扇区2	1	0	0
				扇区3	0	0	1
扇区4	0	1	0
				扇区5	1	0	0
扇区6	0	0	1

如图3所示，当低频扇区开关动作时，节点p与节点Y之间的电压U_pY，以及节点Y与节点n之间的电压U_yn也在低频脉动周期变化，以扇区1为例，此时电压U_pY为A相电压与B相电压之差U_AB，电压U_Yn为B相电压与C相电压之差U_BC。因此，电压U_pY以及电压U_Yn变换周期为三倍工频周期。低频扇区除了拆分了三相电压外，也拆分了三相电流，当控制正母线电流i_p，负母线电流i_n，以及电流差i_Y也按照图3中所示的低频脉动变化时可以实现变换器交流电流正弦度跟踪以及单位功率因数(即使得第一～第三交流侧电感上的电流与三相交流电源的输入电压波形一致均为正弦波，且相位也相同)。

正母线电流i_p，负母线电流i_n，以及电流差i_Y的调制可以用图4所示的四个工作模态组合而成。其中图4中的(a)、(b)、(c)为变压器正向磁化的三种工作模态，图4中的(d)为变压器不传递功率时的磁复位以及续流工作模态。当变换器工作在图4中(a)时，i_p以及i_n的瞬时值按照图中箭头所指参考方向为k*I_dc，电流差i_Y为0；当变换器工作在图4中的(b)时，i_p以及i_Y的瞬时值按照图中箭头所指参考方向为k*I_dc，i_n的瞬时值为0；当变换器工作在图4中的(c)时，i_n以及-i_Y的瞬时值按照图中箭头所指参考方向为k*I_dc，i_p的瞬时值为0；当变换器工作在图4中的(d)时，i_n、i_p以及i_Y的瞬时值为0；调节每个模态的工作时间既可以实现图3中三种电流的基波值。

下面将以扇区1为例来计算模态的导通时间，如图5所示，假设D_p为正直流母线上的斩波电流宽度，D_n为负直流母线上的斩波电流宽度，两者之差为注入中线Y上的斩波电流宽度，由于直流侧的直流电感可以视为恒定直流源，正母线的电流i_p、负母线的电流i_n视作对直流电流i_dc的斩波电流。

在扇区1中，电流i_p基波为A相电流，电流i_n基波为C相电流，电流i_Y基波为B相电流，根据平均值等效原理，任意开关周期的平均电流i_p可以表示为：

i_p(t)＝D_p(t)I_dck (1)

其中k为隔离变压器变比。同理有：

当任意时刻的电流i_p以及i_n的周期平均值与交流侧电流顺时值相等时，即实现交流电流正弦跟踪与单位功率因数，因此，在扇区1中两个电流控制宽度的表达式为：

假设电流ia以及ic的峰值为I_N，那么扇区1中ia以及ic的电流可以表示为:

其中θ为三相交流电的相位角，将公式(4)代入公式(3)中可得：

交流电流峰值I_N与变压器变比、直流电流I_dc的比值可以视作整流器的调制比M，则公式(5)可以进一步化简为：

那么扇区1中每个控制周期T中各个模态的导通时间可以通过控制比与控制周期的乘积计算得到，因此，扇区1中每个控制周期T内图4(a)的导通时间T_a为：

T_a＝min{D_p(t),D_n(t)}·T (7)

其中T为控制周期。

当Dp(t)>Dn(t)时，不存在图4(c)的模态，此时图4(b)的导通时间T_b为：

T_b＝(D_p(t)-D_n(t))·T (8)

当Dn(t)>Dp(t)时，不存在图4(b)的模态，此时图4(c)的导通时间T_c为：

T_c＝(D_n(t)-D_p(t))·T (9)

扇区1中每个控制周期T内图4(d)的导通时间T_d为：

T_d＝(1-max{D_p(t),D_n(t)})·T (10)

通过参照公式(6)-(10)，只要通过锁相环获取交流电压相位角θ，以及直流电压电流双环控制得到整流器调制比M，就可以确定各个模态的导通时间，从而实现交流电流正弦跟踪以及单位功率因数。

其他五个扇区可以按照此方法类推。

实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

Claims (7)

1.一种单级式隔离型三相整流器，其特征在于，包括：第一～第三交流侧电感、第一～第三交流侧电容、三相不控整流全桥电路、第一～第三双向开关、第一～第二变压器端电位单向箝位开关、双管正激电路；所述三相不控整流全桥电路包括同相并联的第一～第三桥臂，所述双管正激电路包括相互并联的第四、五桥臂、隔离变压器、第十一、十二二极管、第四、五电感、第四电容；

所述第一～第三交流侧电感的一端分别连接三相交流电源，另外一端分别连接第一～第三交流侧电容的一端，且第一～第三交流侧电容的一端分别连接第一～第三桥臂的中点，所述三个交流侧电容的另外一端相互连接；第一～第三桥臂的中点分别与第一～第三双向开关的一端连接，三个双向开关的另外一端相互连接，且构成公共节点；第一、第二变压器端电位单向箝位开关的一端均与公共节点连接，另外一端分别与第四、五桥臂的中点连接；所述隔离变压器原边的一端通过第四电感与第四桥臂的中点连接，另外一端连接第五桥臂的中点；隔离变压器副边的一端连接第十一二极管的阳极，另外一端连接第十二二极管的阳极；第十一二极管的阴极与第十二二极管的阴极、第五电感的一端连接；第五电感的另外一端连接第四电容的一端，第四电容的另外一端连接第十二二极管的阳极；所述三相不控整流全桥电路的正、负极输出端分别连接双管正激电路的正、负极输入端。

2.根据权利要求1所述的一种单级式隔离型三相整流器，其特征在于，所述第一桥臂包括第一、二二极管，且第一二极管的阳极与第二二极管的阴极相连，连接处为第一桥臂的中点；所述第二桥臂包括第三、四二极管，且第三二极管的阳极与第四二极管的阴极相连，连接处为第二桥臂的中点；所述第三桥臂包括第五、六二极管，且第五二极管的阳极与第六二极管的阴极相连，连接处为第三桥臂的中点；且第五二极管的阴极为三相不控整流全桥电路的正极输出端，第六开关管的阳极为三相不控整流全桥电路的负极输出端。

3.根据权利要求1所述的一种单级式隔离型三相整流器，其特征在于，所述第一双向开关包括第一、二开关管，第一开关管的集电极连接第一桥臂的中点，发射极连接第二开关管的发射极；所述第二双向开关包括第三、四开关管，第三开关管的集电极连接第二桥臂的中点，发射极连接第四开关管的发射极；所述第三双向开关包括第五、六开关管，第五开关管的集电极连接第三桥臂的中点，发射极连接第六开关管的发射极；所述第一～六开关管均反并联一个二极管；第二、四、六开关管的集电极相互连接，构成公共节点。

4.根据权利要求1所述的一种单级式隔离型三相整流器，其特征在于，第一变压器端电位单向箝位开关包括第七开关管和第七二极管，第七开关管的漏极连接公共节点，第七开关管的源极与第七二极管阳极连接，第七二极管阴极连接第四桥臂的中点；第二变压器端电位单向箝位开关包括第八二极管和第八开关管；第八二极管的阴极连接公共节点，阳极连接第八二极管的源极，第八二极管的漏极连接第五桥臂的中点，所述第七，八开管的两端均并联一个二极管和一个电容，且与二极管为反向并联。

5.根据权利要求1所述的一种单级式隔离型三相整流器，其特征在于，所述第四桥臂包括第九开关管、第九二极管，第九开关管的漏极为双管正激电路的正极输入端，源极连接第九二极管的阴极，连接处为第四桥臂的中点，第九二极管的阳极为双管正激电路的负极输入端；所述第五桥臂包括第十开关管、第十二极管，第十二极管的阳极连接第十开关管的漏极，连接处为第五桥臂的中点；第十二极管的阴极连接第九开关管的漏极，第十开关管的源极连接第九二极管的阳极；第九、十开关管的两端均并联一个二极管和一个电容，且与二极管为反向并联。

6.根据权利要求3-5任意一项所述的一种单级式隔离型三相整流器，其特征在于，所述开关管采用MOSFET或者IGBT。

7.基于权利要求1所述的一种单级式隔离型三相整流器的控制方法，其特征在于，将三相交流电的相位角平均分为六个扇区，根据每个扇区生成控制第一～第三双向开关的驱动信号；采样直流侧即双管正激电路输出端的电压与电流信号，通过直流侧电压外环与直流侧电流内环产生调制比，根据实时的相位角信息和调制比产生控制第一～第二变压器端电位单向箝位开关和双管正激电路中开关管的驱动信号；从而使得该三相整流器输出直流电压，且使得第一～第三交流侧电感上的电流与三相交流电源的输入电压波形一致均为正弦波，且相位也相同。

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