CN113765358A - 单级交错并联ac-dc谐振变换电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了单级交错并联AC‑DC谐振变换电路及其控制方法，其中单级交错并联AC‑DC谐振变换电路包括依次连接的交流电和直流电之间的交错并联PFC模块、谐振模块、变压器、副边变换模块；控制器分别对交错并联PFC模块和副边变换模块发出控制脉冲信号，设置原边控制脉冲信号的开关频率
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE002
大于等于谐振模块的谐振频率
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE004
，交错并联PFC模块与副边变换模块的控制脉冲信号之间设有相移控制角Φ；本发明取消了现有变换器两级结构，采用单级结构，不用对前级和后级分别进行调制和控制，降低了控制复杂度，提高了变换器的工作效率、减少了开关损耗，具有成本低、体积小、控制简便的优点。

Description

单级交错并联AC-DC谐振变换电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电源变换电路，尤其涉及单级交错并联AC-DC谐振变换电路及其控制方法。
背景技术
在环保部门倡导绿色环保概念背景下，新能源电动汽车越来越受到业界的关注，电力电子开关电源设备是新能源电动汽车中重要的一环。但电力电子开关电源设备接入电网时会产生谐波，影响电网质量。从电网质量影响和安全角度考虑，要求变换器同时具备功率因数矫正和电气隔离的功能。
PFC 变换器的实现方案是将交流电压经过整流桥后变为馒头波，后接DC/DC 变换器实现稳定输出的直流电压，达到功率因数矫正。目前传统的开关电源多为两级式电路，前级是功率因数矫正电路，后级为隔离型的DC-DC电路，但是两级式电路采用的器件较多，成本较高，体积较大，且控制方法复杂。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述缺陷，本发明提出一种单级交错并联AC-DC谐振变换电路。
本发明采用的技术方案是设计一种单级交错并联AC-DC谐振变换电路，其包括依次连接的交流电和直流电之间的交错并联PFC模块、谐振模块、变压器、副边变换模块；控制器分别对交错并联PFC模块和副边变换模块发出控制脉冲信号，设置原边控制脉冲信号的开关频率
Figure DEST_PATH_IMAGE001
大于等于谐振模块的谐振频率
Figure 451396DEST_PATH_IMAGE002
，交错并联PFC模块与副边变换模块的控制脉冲信号之间设有相移控制角Φ。
所述交错并联PFC模块包括包括6个开关组成的三对桥臂，三对桥臂的上桥臂连接正直流母线、下桥臂连接负直流母线；第一桥臂由上而下包括第一开关Q1和第二开关Q2，两开关之间连接A接线点；第二桥臂由上而下包括第三开关Q3和第四开关Q4，两开关之间连接B接线点；第三桥臂由上而下包括第五开关Q5和第六开关Q6，两开关之间连接C接线点；所述A接线点和B接线点之间串接所述谐振模块和变压器原边绕组W1，交流电的一端通过第一升压电感L1连接A接线点、并通过第二升压电感L2连接B接线点；交流电的另一端连接所述C接线点。
所述谐振模块包括串联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。
所述正直流母线和负直流母线之间连接母线电容，所述母线电容包括串接的第一电容C1和第二电容C2。
所述副边变换模块采用全桥结构，包括4个开关组成的两对桥臂，第四桥臂包括第七开关Q7和第八开关Q8，两开关之间连接D接线点，第五桥臂包括第九开关Q9和第十开关Q10，两开关之间连接E接线点；所述D接线点和E接线点之间串接隔离电容C6和变压器副边绕组W2。
所述交错并联PFC模块和副边变换模块中的开关采用双向开关。
本发明开设计了一种单级交错并联AC-DC谐振变换电路的控制方法，所述变换电路采用上述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路，所述控制方法包括充电模式和逆变模式；采用移相技术控制副边变换模块，在充电模式中所述相移控制角Φ为正，在逆变模式中相移控制角Φ为负。
所述充电模式中相移控制角Φ为0至25%*T，逆变模式中相移控制角Φ为0至-25%*T；其中T为交错并联PFC模块控制脉冲信号的周期。
所述第一开关Q1和第二开关Q2成 180度互补导通，所述第三开关Q3和第四开关Q4成 180度互补导通，第三开关Q3导通的时段位于第一开关Q1导通的时段内，第一开关Q1截止的时段位于第三开关Q3导通截止的时段内。
所述第一开关Q1和第七开关Q7的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第二开关Q2和第八开关Q8的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第三开关Q3和第九开关Q9的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第四开关Q4和第十开关Q10的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ。
所述交错并联PFC模块的控制采用PWM/PFM混合调控。
本发明提供的技术方案的有益效果是：
本发明取消了现有变换器两级结构，采用单级结构，不用对前级和后级分别进行调制和控制，降低了控制复杂度，提高了变换器的工作效率、减少了开关损耗，具有成本低、体积小、控制简便的优点。
附图说明
下面结合实施例和附图对本发明进行详细说明，其中：
图1是单级交错并联AC-DC谐振变换电路；
图2 是Q1-Q4开关时序图；
图3是相移时序图；
图4是工作波形图；
图5是移相角与输出电流平均值的关系图；
图6是励磁电感Lm与变压器线圈的位置关系；
图7是第一开关Q1零电压导通示意图；
图8是PWM/PFM混合调控示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明主要的技术点是将PFC整流和现有技术中的原边输入模块结合，既能完成功率因数、电流波形校正，又能完成输出电压的调节，整体电路的两级变换共用同一个开关器件，使得整体电路结构简单紧凑，控制方便，且可以增加供电设备的供电功率。充电模式下电能经交错并联PFC模块将输入的交流电直接转换成直流电作为变压器的原边输入，通过高频变压器输出到副边输出模块，完成AC-DC的转换。
本发明公开了一种单级交错并联AC-DC谐振变换电路，参看图1，其包括依次连接的交流电和直流电之间的交错并联PFC模块、谐振模块、变压器、副边变换模块；控制器分别对交错并联PFC模块和副边变换模块发出控制脉冲信号，设置原边控制脉冲信号的开关频率
Figure 260083DEST_PATH_IMAGE001
大于等于谐振模块的谐振频率，交错并联PFC模块与副边变换模块的控制脉冲信号之间设有相移控制角Φ。
本发明使用一个交错并联PFC模块，完成了以往PFC模块和原边变换模块两个模块实现的功能，通过共用开关管，既完成功率因数、电流波形校正，又能完成输出电压的调节，使用移相技术控制副边变换模块，可稳定输出直流电。整体电路的两级变换共用同一个开关器件，使得整体电路结构简单紧凑，控制方便，且可以增加供电设备的供电功率。
根据开关频率
Figure 601065DEST_PATH_IMAGE001
和谐振频率
Figure 954DEST_PATH_IMAGE002
的关系分为三种模式，
Figure DEST_PATH_IMAGE003
、
Figure 568332DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure DEST_PATH_IMAGE005
，当
Figure 118394DEST_PATH_IMAGE005
时，整个电路呈现容性，开关器件的反向恢复应力很大。由于大反向恢复电流尖峰不能够流过谐振电路，它将流过另一个MOSFET。这就会产生很大的开关损耗，并且电流和电压尖峰能够造成器件失效。因此，变换器需要避免工作在这个区域；路处于最理想的工作，此时负载调整率最好，阻抗为0，增益Q=1；当
Figure 263285DEST_PATH_IMAGE004
时，谐振电当
Figure 365233DEST_PATH_IMAGE003
时，励磁电感Lm一直被输出电压通过变压器钳位在nV0，不参与谐振工作，此时 Lm可认为是串联谐振变换器的无源负载。励磁电感Lm与变压器线圈的位置关系见附图6。整个电路呈现感性，开关器件存在反向恢复过程，开关管可以实现ZVS（ZVS零电压开关），开关损耗较小。如图7所示，实线是开关管Q1的开关状态，虚线是开关管Q1的驱动电压，开关管的驱动电压在开关管导通之前降为0，从开关管的体内二极管走过，因此可以实现0电压导通，开关管Q1关断时其电压为0，也可以实现0电压关断，这极大降低了开关损耗。因此，本电路中的开关频率设置工作在
Figure 13383DEST_PATH_IMAGE006
工作区域最佳。交错并联PFC电路上的Q1-Q4开关管均可实现ZVS，同时，副边电路的开关管Q7-Q10可以实现ZCS（ZCS是零电流开关）。
参看图1示出的较佳实施例，所述交错并联PFC模块包括包括6个开关组成的三对桥臂，三对桥臂的上桥臂连接正直流母线、下桥臂连接负直流母线；第一桥臂由上而下包括第一开关Q1和第二开关Q2，两开关之间连接A接线点；第二桥臂由上而下包括第三开关Q3和第四开关Q4，两开关之间连接B接线点；第三桥臂由上而下包括第五开关Q5和第六开关Q6，两开关之间连接C接线点；所述A接线点和B接线点之间串接所述谐振模块和变压器原边绕组W1，交流电的一端通过第一升压电感L1连接A接线点、并通过第二升压电感L2连接B接线点；交流电的另一端连接所述C接线点。
图1示出的是较佳实施例，此例中的交流电为单相交流电，其火线连接L1和L2，其零线连接C接线点。充电模式下电能流经交错并联PFC模块，将输入的交流电直接转换成直流电作为变压器的原边输入，通过变压器输出到副边输出模块，完成AC-DC的转换。本发明用一个模块替代现有技术中的PFC整流和原边输入模块，既能完成功率因数、电流波形校正，又能完成输出电压的调节，整体电路的两级变换共用同一个开关器件，使得整体电路结构简单紧凑，控制方便，且可以增加供电设备的供电功率。
在充电模式时，第五开关Q5和第六开关Q6的作用为续流，对其进行续流控制。该变换器将功率因数矫正技术和谐振技术结合，使变换器输入电流很好地跟随输出电压变化，实现功率因数矫正功能。变压器采用高频变压器，实现电器隔离的功能。需要指出，Q5、Q6是为了增加电路的续流，可以换成二极管，采用开关管的原因是考虑到能量可以双向流动，Q5、Q6不会限制能量的流动方向。
在较佳实施例中，所述谐振模块包括串联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。
所述正直流母线和负直流母线之间连接母线电容，所述母线电容包括串接的第一电容C1和第二电容C2。
参看图1示出的较佳实施例，所述副边变换模块采用全桥结构，包括4个开关组成的两对桥臂，第四桥臂包括第七开关Q7和第八开关Q8，两开关之间连接D接线点，第五桥臂包括第九开关Q9和第十开关Q10，两开关之间连接E接线点；所述D接线点和E接线点之间串接隔离电容C6和变压器副边绕组W2。副边变换模块的输出端的正负极之间串联第三滤波电容C3和第四滤波电容C4。
在较佳实施例中，所述交错并联PFC模块和副边变换模块中的开关采用双向开关。采用双向开关方便实现电能的双向流动，在充电模式中电能由交错并联PFC模块流向副边变换模块，在逆变模式中电能由副边变换模块流向交错并联PFC模块。交错并联PFC模块和副边变换模块中的开关可以为MODFET、IGBT，这些开关均包括寄生二极管（图中已示出）。不考虑变压器的漏感，如图1所示，采用SVPWM控制上述开关Q1至Q4的导通和关断来调节谐振腔的输入电压，即直流母线电容上的电压。
本发明还公开了一种单级交错并联AC-DC谐振变换电路的控制方法，所述变换电路采用上述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路，所述控制方法包括充电模式和逆变模式；采用移相技术控制副边变换模块，在充电模式中所述相移控制角Φ为正，在逆变模式中相移控制角Φ为负。
本发明通过采用开关管的占空比控制交错并联PFC模块，副边变换模块开关管占空比跟随交错并联PFC模块，利用移相控制角来完成对电路输出的控制。充电模式下电能流向交错并联PFC模块，首先经过交错并联PFC模块整流，经过谐振模块，将能量存储到变压器的电感中，通过变压器将能量传输到副边变换模块由于选用的开关管均由双向开关组成，通过控制副边变换模块的开关可以实现逆变模式。
参看图3示出的较佳实施例相移时序图，副边变换模块中开关的控制脉冲信号的跟随交错并联PFC模块Q1-Q4的控制脉冲信号，通过采样交错并联PFC模块输出端的电流值确定移相控制角Φ，将移相控制角Φ作用在Q7-Q10的脉冲信号上。本发明通过采用占空比控制交错并联PFC模块的开关管，通过移相控制副边变换模块中的开关管，通过此种调制方法完成对工作模式的控制。图4示出了工作波形图，图中有Q1和Q7的控制信号波形，谐振电感Lr上的电流i(Lr)和副边变换模块输出电流i(out)。Q7的脉冲信号比Q1的脉冲信号右移了一个Φ角，输出电流i(out)和谐振电感Lr的电流随着移相角变化。开关管的开关频率远高于电网频率。
在较佳实施例中，所述充电模式中相移控制角Φ为0至25%*T，逆变模式中相移控制角Φ为0至-25%*T；其中T为交错并联PFC模块控制脉冲信号的周期。图5是移相角与输出电流平均值的关系图，随着移相控制角的增加，输出电流也会随之增加，相应的，输出功率也会增加，根据P=UI可以计算出输出功率，假设输出电压稳定为600V，当移相控制角为0时，输出功率P1=1.7kW，当移相角为25%*T时，输出电流达到最大，P2=26.7kW。但是当移相控制角超过25%*T时，输出电流将会开始降低，经过仿真验证，在[-25%*T，25%*T]范围内，移相控制角与输出电流的关系具有单调性。因此，通过控制移相的角度大小，进而可以控制电路的输出功率，使之可以适应大功率的应用需求。其中相位右移为充电模式，左移为逆变模式。例：15%*T为相位右移，-15%*T为相位左移。
参看图2示出的Q1-Q4开关时序图，所述第一开关Q1和第二开关Q2成 180度互补导通，所述第三开关Q3和第四开关Q4成 180度互补导通，第三开关Q3导通的时段位于第一开关Q1导通的时段内，第一开关Q1截止的时段位于第三开关Q3导通截止的时段内。
在较佳实施例中Q7至Q10的控制信号跟随Q1至Q4的控制信号。所述第一开关Q1和第七开关Q7的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第二开关Q2和第八开关Q8的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第三开关Q3和第九开关Q9的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第四开关Q4和第十开关Q10的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ。
参看图8示出的较佳实施例，所述交错并联PFC模块的控制采用PWM/PFM混合调控。Q1-Q4组成两对桥臂，由于桥臂工作的对称性，故通过分析开关管Q2、Q3的控制方法进行简化分析。首先将谐振变换电路输出电压Vo(图1副边变换模块右侧输出HV)与基准值Vref进行比较（Vo-Vref），对两者的误差值进行比例积分运算（PI运算）得到Vf，当Vf的值在Vf_min和Vf_max之间时，交错并联PFC模块的工作频率随着Vf的增加而增加，Vf经过K模块的比例放大得Vk_f，Vk_f被限幅器钳位在锯齿载波信号Vsaw的中值（(Vupper-Vlower)/2）与Vf_max1之间，钳位后的信号加在比较器的同相输入端，比较器的反相输入端连接锯齿载波信号Vsaw，锯齿载波信号Vsaw由三角载波模块输出，比较器的输出端输出控制信号，控制信号经过设置死区时间和驱动法波器生成驱动第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3和第四开关Q4的控制脉冲信号。三角载波模块的一个输入由所述Vf通过限幅器钳位在Vf_min和Vf_max之间输入，三角载波模块还有两个设定电位：高电位Vupper和低电位Vlower，以限定三角载波的高峰和低谷。当Vf的值在Vf_min和Vf_max之间时，开关管Q2、Q3的占空比为0.5，处于PFM模式。随着输入电压进一步增加，输出电压Vo会升高，导致Vf大于Vf_max，此时，谐振变换电路的工作频率会被限制在最大开关频率fs_max，Vk_f的值也会大于锯齿载波信号Vsaw的中值（(Vupper-Vlower)/2），此时开关管Q3的占空比减小，Q2的占空比增大，减缓Bus电压的上升速度，控制环路只通过改变占空比来调节谐振变换电路的输出电压增益，此时变换器处于PWM调制模式。
以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。

Claims (10)

1.一种单级交错并联AC-DC谐振变换电路，其特征在于，包括依次连接的交流电和直流电之间的交错并联PFC模块、谐振模块、变压器、副边变换模块；控制器分别对交错并联PFC模块和副边变换模块发出控制脉冲信号，设置原边控制脉冲信号的开关频率
Figure DEST_PATH_IMAGE002
大于等于谐振模块的谐振频率
Figure DEST_PATH_IMAGE004
，交错并联PFC模块与副边变换模块的控制脉冲信号之间设有相移控制角Φ。
2.如权利要求1所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路，其特征在于，所述交错并联PFC模块包括包括6个开关组成的三对桥臂，三对桥臂的上桥臂连接正直流母线、下桥臂连接负直流母线；
第一桥臂由上而下包括第一开关Q1和第二开关Q2，两开关之间连接A接线点；
第二桥臂由上而下包括第三开关Q3和第四开关Q4，两开关之间连接B接线点；
第三桥臂由上而下包括第五开关Q5和第六开关Q6，两开关之间连接C接线点；
所述A接线点和B接线点之间串接所述谐振模块和变压器原边绕组W1，交流电的一端通过第一升压电感L1连接A接线点、并通过第二升压电感L2连接B接线点；交流电的另一端连接所述C接线点。
3.如权利要求2所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路，其特征在于，所述谐振模块包括串联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。
4.如权利要求1所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路，其特征在于，所述副边变换模块采用全桥结构，包括4个开关组成的两对桥臂，第四桥臂包括第七开关Q7和第八开关Q8，两开关之间连接D接线点，第五桥臂包括第九开关Q9和第十开关Q10，两开关之间连接E接线点；所述D接线点和E接线点之间串接隔离电容C6和变压器副边绕组W2。
5.如权利要求1至4任一项所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路，其特征在于，所述交错并联PFC模块和副边变换模块中的开关采用双向开关。
6.一种单级交错并联AC-DC谐振变换电路的控制方法，其特征在于，所述变换电路采用权利要求1至5任一项所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路，所述控制方法包括充电模式和逆变模式；采用移相技术控制副边变换模块，在充电模式中所述相移控制角Φ为正，在逆变模式中相移控制角Φ为负。
7.如权利要求6所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路的控制方法，其特征在于，所述充电模式中相移控制角Φ为0至25%*T，逆变模式中相移控制角Φ为0至-25%*T；其中T为交错并联PFC模块控制脉冲信号的周期。
8.如权利要求6所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路的控制方法，其特征在于，所述第一开关Q1和第二开关Q2成 180度互补导通，所述第三开关Q3和第四开关Q4成 180度互补导通，第三开关Q3导通的时段位于第一开关Q1导通的时段内，第一开关Q1截止的时段位于第三开关Q3导通截止的时段内。
9.如权利要求8所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路的控制方法，其特征在于，所述第一开关Q1和第七开关Q7的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第二开关Q2和第八开关Q8的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第三开关Q3和第九开关Q9的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ；所述第四开关Q4和第十开关Q10的控制脉冲信号波形相同，两者之间设有相移控制角Φ。
10.如权利要求8所述的单级交错并联AC-DC谐振变换电路的控制方法，其特征在于，所述交错并联PFC模块的控制采用PWM/PFM混合调控。
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