CN116760302B - 一种同步整流控制***与方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种同步整流控制***与方法，采样电路用于采集所述变换器的输出电流信号和输出电压信号；根据输出电流信号和输出电压信号计算出变换器中储存的电荷值和负载的阻值；输出电压信号与比较模块内的参考电压进行比较，得到一误差信号；误差信号经过比例‑积分控制器计算后得到一脉冲频率调制信号；根据脉冲频率调制信号、电荷值和负载的阻值计算出所述同步整流导通时间。算法简单且计算时间更短，缩短了同步整流流过MOSFET二极管的时间，降低了导通损耗，提高了转换器的效率。
Description
技术领域
本发明属于集成电路技术领域，涉及一种同步整流控制***与方法。
背景技术
LLC谐振变换器可实现全负载范围内的软开关，从而得到高工作效率。而同步整流技术采用MOSFET体二极管代替整流二极管，显著降低了整流电路的整流导通损耗，是实现LLC谐振变换器高效率的最有效方法之一。因此，该技术已成为各类开关电源中DC-DC变换的一个研究热点。
传统的时域同步整流方法和频域阻抗分析方法算法较为复杂，计算时间更长，并且需要传感器对电压信号和电流信号进行检测，采用传感器进行检测时，若电路中电压变化率过高，将会对同步整流导通时间产生影响。
发明内容
本发明提供一种同步整流控制***与方法，降低了计算同步整流导通时刻的成本，提高了电路的抗干扰能力。
本发明提供一种同步整流控制***，包括：变换器、采样电路、比较模块和比例-积分控制器；
所述采样电路用于采集所述变换器的输出电流信号和输出电压信号；
根据所述输出电流信号和所述输出电压信号计算出所述变换器中储存的电荷值和所述变换器中负载的阻值；
所述输出电压信号与所述比较模块内的参考电压进行比较，得到一误差信号；
所述误差信号经过所述比例-积分控制器计算后得到一脉冲频率调制信号；根据所述脉冲频率调制信号、所述电荷值和所述负载的阻值计算出同步整流导通时间。
进一步的，所述变换器包括原边半桥变换电路、谐振电路和副边全波整流电路；
所述原边半桥变换电路包括第一开关管和第二开关管，根据所述脉冲频率调制信号控制所述第一开关管和所述第二开关管的开断，将电源电压转化为高频脉冲电压；
所述谐振电路包括变压器；所述谐振电路对所述高频脉冲电压进行平滑处理后，将所述高频脉冲电压输入至所述变压器进行变压；
所述副边全波整流电路包括第一同步整流管、第二同步整流管、第三同步整流管和第四同步整流管，所述第一同步整流管、所述第二同步整流管、所述第三同步整流管和所述第四同步整流管分别与所述变压器的副边绕组相连；所述第一同步整流管、所述第二同步整流管、所述第三同步整流管和所述第四同步整流管的集电极和发射极的两端分别并联一MOSFET体二极管，任一所述MOSFET体二极管与一电容器并联；通过控制所述第一同步整流管、所述第二同步整流管、所述第三同步整流管和所述第四同步整流管的开断，对所述变压器的副边输出的输出电压信号进行调节，并将所述输出电压信号和所述输出电流信号输入至所述采样电路进行采样。
进一步的，所述第一开关管与所述第二开关管皆为GaN器件。
进一步的，所述同步整流控制***还包括电压控制振荡器；
所述电压控制振荡器根据所述比例-积分控制器的计算结果输出所述脉冲频率调制信号。
进一步的，所述同步整流控制***还包括隔离驱动电路；
所述隔离驱动电路用于将所述变换器以及所述比例-积分控制器进行隔离，并根据所述脉冲频率调制信号驱动所述变换器中的同步整流管和开关管。
根据本发明的第二方面，提供一种同步整流控制方法，采用上述的同步整流控制***，所述方法包括：
采集变换器的输出电流信号和输出电压信号；
根据所述输出电流信号和所述输出电压信号计算出所述变换器中储存的电荷值和所述变换器中接入的负载的阻值；
所述误差信号经计算后得到一脉冲频率调制信号，根据所述脉冲频率调制信号、所述电荷值与所述负载的阻值计算所述同步整流导通时间。
进一步的，流经所述变换器中的副边全波整流电路的电流波形的计算方式为：；
其中，iSR为同步整流管的输出电流，Ip为峰值电流，，i0为所述输出电流信号；ω=π/ΔT，ω为频率，ΔT为所述同步整流导通时间；
每一电容器中储存的电荷的计算方式为：；
每一电容器中储存的电荷的计算方式还为：；
可得，；
每一电容器中储存的电荷的计算方式还为：；
当输入电流信号为理想的三角波信号时，可得；
其中，Cjep为每一电容器中的寄生电容值，v0为所述输出电压信号；tx为MOSFET体二极管的导通时间；
由于tx<<Ts，则sin(ωt)=ωt，可得，其中，Ts为第一开关管和第二开关管的开关周期；
则，；
其中，R0为负载阻值，且R0=v0/i0。
进一步的，由于；
由此可得， 。
进一步的，使用HRPWM控制和升降时钟模式，对所述脉冲频率调制信号进行控制，所述脉冲频率调制信号调整所述第一开关管与所述第二开关管的开关周期和占空比。
进一步的，根据所述第一开关管和所述第二开关管的开通时刻计算同步整流开通时刻。
相比于现有技术，本发明至少具有以下技术效果：
本发明通过采样变换器的输出电流信号和输出电压信号，计算变压器中储存的电荷值和变换器中负载的阻值，并通过比例-积分控制器计算后得到一脉冲频率调制信号，根据脉冲频率调制信号、负载的阻值以及电荷值实现同步整流导通时间的计算。算法简单且计算时间更短，缩短了同步整流流过MOSFET二极管的时间，降低了导通损耗，提高了转换器的效率。且本发明不需要使用传感器对电压信号和电流信号进行检测，有效避免了电压变化率过高对同步整流导通时间的影响，提升了电路的抗干扰能力。
附图说明
图1为本发明实施例一中同步整流控制***的结构示意图；
图2为本发明实施例一中LLC变换器的结构示意图；
图3为本发明实施例二中的运行控制波形图；
图4为本发明实施例二中LLC变换器的工作波形图；
图5为本发明实施例二使用HPRWM控制时的驱动信号示意图。
具体实施方式
下面将结合示意图对本发明的一种的同步整流控制***与方法描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以修改在此描述的本发明，而仍然实现本发明的有利效果。因此，下列描述应当被理解为对于本领域技术人员的广泛知道，而并不作为对本发明的限制。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。根据下面说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
实施例一
本实施例提供一种同步整流控制***，请参考图1，包括：变换器、采样电路、比较模块和比例-积分控制器（PI）。
主电路将电源电压转化为输出电压信号v0输入至负载。
所述采样电路用于采集所述变换器的输出电流信号i0和输出电压信号v0，并根据所述输出电流信号i0和所述输出电压信号v0计算出所述变换器中储存的电荷值以及变换器中负载R0的阻值。
所述输出电压信号v0与所述比较模块内的参考电压进行比较，得到一误差信号。
所述误差信号经过所述比例-积分控制器计算后得到一脉冲频率调制信号，根据所述脉冲频率调制信号、所述电荷值以及负载R0的阻值调整同步整流导通时间。
具体的，请参考图1和图2，所述变换器包括原边半桥变换电路、谐振电路、和副边全波整流电路。
所述原边半桥变换电路包括第一开关管Q1和第二开关管Q2，通过所述脉冲频率调制信号控制所述第一开关管Q1和所述第二开关管Q2的开断，将电源电压转化为高频脉冲电压。
所述谐振电路中包括一变压器；所述谐振电路对所述高频脉冲电压进行平滑处理后，将所述高频脉冲电压输入至所述变压器进行变压。
所述副边全波整流电路包括第一同步整流管S1、第二同步整流管S2、第三同步整流管S3和第四同步整流管S4，所述第一同步整流管S1、第二同步整流管S2、第三同步整流管S3和第四同步整流管S4与所述变压器的副边绕组相连。此外，所述第一同步整流管S1、第二同步整流管S2、第三同步整流管S3和第四同步整流管S4的集电极和发射极的两端分别并联一MOSFET体二极管，所述MOSFET体二极管上分别并联一电容器，所述电容器储存电荷值，通过控制所述第一同步整流管S1、第二同步整流管S2、第三同步整流管S3和第四同步整流管S4的开断，对所述变压器副边输出的输出电压信号v0进行调节，并将所述输出电压信号v0和所述输出电流信号i0输入至所述采样电路进行采样。
在本示例中，所述变换器为LLC谐振变换器，所述原边半桥变换电路包括第一开关管Q1，第二开关管Q2；所述第一开关管Q1的发射极与第二开关管Q2的集电极相连，所述第一开关管Q1的集电极与所述第二开关管Q2发射极与一电容相连，电源并联在电容两端。
所述谐振电路包括谐振电感Lr、谐振电容Cr以及变压器，所述变压器中设置有第一励磁电感Lm1和第二励磁电感Lm2。第一励磁电感Lm1和第二励磁电感Lm2均设置在所述变压器的原边；所述谐振电感Lr的一端接入第一开关管Q1的发射极和第二开关管Q2的集电极相连的节点，所述谐振电感Lr的另一端与所述第一激磁电感Lm1的一端连接，所述第一激磁电感Lm1的另一端与所述第二激磁电感Lm2的一端相连，所述第二激磁电感Lm2的另一端与所述谐振电容Cr的一端连接，谐振电容Cr的另一端与第二开关管Q2的发射极相连。
所述副边全波整流电路包括第一同步整流管S1、第二同步整流管S2、第三同步整流管S3和第四同步整流管S4；所述第一同步整流管S1和第二同步整流管S2的一端分别连接于变压器副边绕组的a端与b端，第三同步整流管S3和第四同步整流管S4的一端分别连接于变压器副边绕组的c端与d端。变压器副边绕组的e端与f端并与负载R0的一端相连，第一同步整流管S1、第二同步整流管S2、第三同步整流管S3和第四同步整流管S4与负载R0另一端相连。所述负载R0与变压器副边绕组的e端与d端之间还并联有一电容。
在本示例中，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第一同步整流管S1、第二同步整流管S2、第三同步整流管S3和第四同步整流管S4均为MOS管，且第一开关管Q1和第二开关管Q2均为GaN器件。采用GaN器件，可以提高同步整流管的开断频率，且驱动损耗更小。
所述采样电路可以是模拟数字转换器（ADC），所述模拟数字转换器的一端与负载相连，另一端与比例-积分控制器的一端相连，所述比例-积分控制器的另一端与所述电压控制振荡器（VCO）的一端相连，所述电压振荡器的另一端与所述隔离驱动电路（Driver）的一端相连，所述隔离驱动电路的另一端与所述变换器相连。所述电压控制振荡器根据所述比例-积分控制器的计算结果输出用以驱动所述变换器的脉冲频率调制信号。所述隔离驱动电路用以将变压器与所述数字信号处理器以及所述比例-积分控制器进行隔离，并根据所述脉冲频率调制信号驱动所述变换器的开关管和同步整流管。
在本示例中，采用上述同步整流控制电路，根据变换器输出电压信号值v0和输出电流信号值i0实时调整所述脉冲频率调制信号，调整变换器的开关频率，实时优化所述变换器的输出电流信号i0和输出电压信号v0，满足负载的电压和电流使用需求。
实施例二
本实施例提供一种同步整流控制方法，采用实施例一中的同步整流控制***，所述方法包括：
采集变换器的输出电流信号i0和输出电压信号v0和输入电流信号，并根据所述输出电流信号i0和所述输出电压信号v0计算出所述变换器中储存的电荷值和负载R0的阻值。
所述误差信号经计算后得到一脉冲频率调制信号，根据所述脉冲频率调制信号、所述负载R0的阻值和所述电荷值计算所述同步整流导通时间。
根据计算所述同步整流导通时间调整副边全波整流电路驱动信号以驱动同步整流管S1~S4。
在本实例中，根据所述脉冲频率调制信号调整变换器中开关管Q1~Q2的开通时刻，从而调整同步整流开通时刻（同步整流管S1~S4的开通时刻）。
具体的，同步整流开通时刻和开关管Q1~Q2的开通时刻相同，同步整流关断时刻（同步整流管S1~S4的关断时刻）则由同步整流导通时间与同步整流开通时刻决定。根据所述同步整流导通时间和所述同步整流开通时刻计算同步整流关断时刻。
请参考图3，显示为原边驱动波形（Vgs1）和副边同步整流驱动波形（Vgs2），原边驱动波形用以驱动开关管Q1~Q2，副边同步整流驱动波形用以驱动同步整流管S1~S4，is1为流经第一同步整流管S1与第三同步整流管S3集电极的电流，is2为流经第二同步整流管S2与第四同步整流管S4集电极的电流。由该图可得，以所述第一同步整流管S1和所述第二同步整流管S2为例，在重载和轻载条件下，同步整流控制算法能够实时调整同步整流导通占空比，且MOSFET体二极管的导通损耗小，计算效率更高。
具体的，同步整流导通时间的计算公式方式如下：
首先需要假设在半周期内，变换器的整流波形为正弦波形，且原边驱动信号和副边的驱动信号在开通时刻相同。其次假设，变换器中的功率器件、变压器、谐振电感Lr、谐振电容Cr和无源器件是理想的，请参考图2与图4，流过MOSFET体二极管的电流为icj，流过谐振电感的谐振电流为iLr，流过副边全波整流电路的电流为iSR，第一开关管Q1的发射极和第二开关管Q2的集电极相连的节点与电源电压、电容和第二开关管Q2的集电极相连的节点之间的电压为vab，上述电流和电压皆为理想波形。进一步假设，不存在死区时间。
则流经所述副边全波整流电路的电流波形的计算方式为：。
其中，iSR为同步整流管的输出电流，Ip为峰值电流，，i0为所述输出电流信号；ω=π/ΔT，所述ΔT为所述同步整流导通时间。
每一电容器中储存的电荷的计算方式为：。
每一电容器中储存的电荷的计算方式还为：。
可得，。
每一电容器中储存的电荷的计算方式还为：；
当输入电流信号为理想的三角波信号时，可得。
其中，Cjep为每一电容中的寄生电容值，v0为所述输出电压信号，tx为MOSFET体二极管的导通时间。
由于tx<<Ts，所以sin(ωt)近似等于ωt，可得。
则，。
由于；
其中，Ts为第一开关管Q1和第二开关管Q2的开关周期；
由此可得， 。
在本示例中，在高频状态下采用HRPWM（高分辨率脉冲宽度调制）输出所述脉冲频率调制信号，并选择升降时钟模式，请参考图5，以第一同步整流管S1与第二同步整流管S2为例，粗略步长（Coarse step）对应于PWM时钟步长，而MEP步长（MEP step）代表持续时间为150ps的高精度步长。ACMP与BCMP在两种不同步长设置方式时分别控制第一同步整流管S1与第二同步整流管S2的关断信号的产生。
粗略步长时的PWM占空比时间tc的计算公式为：。
其中，Nc表示MEP粗步总数，Lc表示单位粗步时间。MEP尺寸下的HRPWM占空比时间tM为：。
其中，NM表示MEP步长的总数，LM表示单位MEP步长时间。
当使用HRPWM控制时，同步整流算法可能会产生一个浮点数作为计算的频率。在这种情况下，整数位分配给TBPRD寄存器，而小数位分配给TBPRDHR寄存器。
综上所述，本发明通过计算变压器中储存的电荷值以及负载R0的阻值，并通过比例-积分控制器计算后得到一脉冲频率调制信号，根据此脉冲频率调制信号、电荷值以及负载R0的阻值实现同步整流导通时间的计算和调整。算法简单且计算时间更短，缩短了同步整流流过MOSFET体二极管的时间，降低了导通损耗，提高了转换器的效率。且本发明不需要使用传感器对电压信号和电流信号进行检测，有效避免了电压变化率过高对同步整流导通时间的影响，提升了电路的抗干扰能力。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (10)
1.一种同步整流控制***，其特征在于，包括：变换器、采样电路、比较模块和比例-积分控制器；
所述采样电路用于采集所述变换器的输出电流信号和输出电压信号；
根据所述输出电流信号和所述输出电压信号计算出所述变换器的副边同步整流管电容器中储存的电荷值和所述变换器中负载的阻值；
所述输出电压信号与所述比较模块内的参考电压进行比较，得到一误差信号；
所述误差信号经过所述比例-积分控制器计算后得到一脉冲频率调制信号；根据所述脉冲频率调制信号、所述变换器的副边同步整流管电容器中储存的电荷值和所述负载的阻值计算出同步整流导通时间。
2.如权利要求1所述的同步整流控制***，其特征在于，所述变换器包括原边半桥变换电路、谐振电路和副边全波整流电路；
所述原边半桥变换电路包括第一开关管和第二开关管，根据所述脉冲频率调制信号控制所述第一开关管和所述第二开关管的开断，将电源电压转化为高频脉冲电压；
所述谐振电路包括变压器；所述谐振电路对所述高频脉冲电压进行平滑处理后，将所述高频脉冲电压输入至变压器进行变压；
所述副边全波整流电路包括第一同步整流管、第二同步整流管、第三同步整流管和第四同步整流管，所述第一同步整流管、所述第二同步整流管、所述第三同步整流管和所述第四同步整流管分别与所述变压器的副边绕组相连；所述第一同步整流管、所述第二同步整流管、所述第三同步整流管和所述第四同步整流管的集电极和发射极的两端分别并联一MOSFET体二极管，任一所述MOSFET体二极管与一电容器并联；通过控制所述第一同步整流管、所述第二同步整流管、所述第三同步整流管和所述第四同步整流管的开断，对所述变压器的副边输出的输出电压信号进行调节，并将所述输出电压信号和所述输出电流信号输入至所述采样电路进行采样。
3.如权利要求2所述的同步整流控制***，其特征在于，所述第一开关管与所述第二开关管皆为GaN器件。
4.如权利要求2所述的同步整流控制***，其特征在于，所述同步整流控制***还包括电压控制振荡器；
所述电压控制振荡器根据所述比例-积分控制器的计算结果输出所述脉冲频率调制信号。
5.如权利要求4所述的同步整流控制***，其特征在于，所述同步整流控制***还包括隔离驱动电路；
所述隔离驱动电路用于将所述变换器以及所述比例-积分控制器进行隔离，并根据所述脉冲频率调制信号驱动所述变换器中的同步整流管和开关管。
6.一种同步整流控制方法，采用权利要求2-5中任一项所述的同步整流控制***，其特征在于，所述方法包括：
采集变换器的输出电流信号和输出电压信号；
根据所述输出电流信号和所述输出电压信号计算出所述变换器副边同步整流管结电容储存的电荷值和所述变换器中接入的负载的阻值；
所述误差信号经计算后得到一脉冲频率调制信号，根据所述脉冲频率调制信号、所述电荷值与所述负载的阻值计算同步整流导通时间。
7.如权利要求6所述的同步整流控制方法，其特征在于，
流经所述变换器中的副边全波整流电路的电流波形的计算方式为：；
其中，iSR为同步整流管的输出电流，Ip为峰值电流，，i0为所述输出电流信号；ω=π/ΔT，ω为频率，ΔT为所述同步整流导通时间；
每一电容器中储存的电荷的计算方式为：；
每一电容器中储存的电荷的计算方式还为：；
可得， ；
每一电容器中储存的电荷的计算方式还为：；
当输入电流信号为理想的三角波信号时，可得；
其中，Cjeq为副边同步整流管的结电容值，v0为所述输出电压信号；tx为电流流过副边同步整流管体二极管的时间；
由于tx<
则，；
其中，R0为负载阻值，且R0=v0/i0。
8.如权利要求7所述的同步整流控制方法，其特征在于，
由于；
由此可得， 。
9.如权利要求6所述的同步整流控制方法，其特征在于，
根据第一开关管和第二开关管的开通时刻计算同步整流开通时刻。
10.如权利要求6所述的同步整流控制方法，其特征在于，
使用HRPWM控制和升降时钟模式，实现对第一开关管与第二开关管的开关周期和占空比的控制。
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Patent Citations (4)
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Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| "a bidirectional synchronous/asynchronous rectifier control for wide battery voltage range in sic bidirectional llc chargers";Haoran Li等;《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》;第37卷(第5期);全文 * |
| 一种降低高频LLC变换器轻载损耗的方法;朱永亮;华明;;电力电子技术(第03期);全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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