CN115208206A - 一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器 - Google Patents

一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器 Download PDF

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Abstract

随着直流微电网***及电动汽车的发展，在电能传输连接、路由和车载电力***等方面对双向DC‑DC变换器提出了更多新要求，为满足设备多样化、便捷化供电需求，研发多端口拓扑成为一种比较实用的解决方法。本发明公开了一种CLLC谐振电路与Buck‑Boost电路组合的三端口双向DC‑DC变换器，该变换器在双向CLLC谐振电路基础上，在其原边一桥臂电路中点外接一个电感和两个开关管组合成四开关Buck‑Boost电路，实现了变换器电能三端口双向传输。所提出三端口双向DC‑DC变换器输出电压采用闭环调节开关频率和占空比相结合的控制策略，其中CLLC谐振电路部分电压输出采用调频控制，Buck‑Boost电路部分电压输出采用变占空比控制，该变换器的原边和副边开关管均可实现软开关动作。

Description

一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC- DC变换器
技术领域：
本发明所属电力电子开关电源领域，涉及一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器结构。
背景技术：
随着直流微电网***、新能源电动汽车以及能源路由***的快速发展，对双向DC-DC变换器***小型化、多端口化的需求增加。针对双向DC-DC变换器领域，为提高***的可靠性及满足变换器对多电压等级条件下的电能供应需求，可通过在变换器***中增加冗余端口来实现。在现有双向CLLC谐振变换器拓扑基础上结合四开关Buck-Boost电路组合成三端口双向DC-DC变换器，实现了电能在变换器各端口之间双向传输且所有MOSFETs均可软开关动作以提高变换器电能传输效能。
发明内容：
为使双向DC-DC变换器具备三端口软开关特性，同时考虑变换器降低成本及减小体积的条件，本发明在双向CLLC谐振变换器的基础上组合Buck-Boost电路提出一种新型的具备软开关特性的三端口双向DC-DC变换器。
本发明的技术方案如下：
一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器，是在双向CLLC谐振电路原边的基础上结合Buck-Boost电路，使变换器具备了Up、U1、Us三个独立直流电压端口。Up和U1在变换器原边，Us在变换器副边，变换器原边和副边通过高频隔离型变压器连接，可实现电能在变换器原边和副边之间双向传递。
所述变换器原边电路，包括：直流电压端口Up和U1，原边全桥电路，CLLC谐振电路原边谐振腔，以及原边Buck-Boost电路。变换器CLLC谐振电路的原边电压端口为Up，该端口的滤波电容为Cp，开关管S1、S2、S3和S4为原边MOSFET开关管，开关管S1和S2构成第一桥臂，开关管S3和S4构成第二桥臂。在CLLC谐振电路原边谐振腔中，Lrp为原边谐振电感，Lrp一端与第一桥臂(S1和S2)的中点连接，Crp为原边谐振电容，Crp一端与第二桥臂(S3和S4)的中点连接。变换器原边Buck-Boost电路的电压端口为U1，该端口的滤波电容为C1，L1为Buck-Boost电路中的电感，Q1和Q2为Buck-Boost电路中的MOSFET开关管，开关管Q1和Q2构成第三桥臂，电感L1两端分别与第一桥臂(S1和S2)和第三桥臂(Q1和Q2)的中点连接，开关管Q1、Q2、S1、S2与电感L1组成四开关Buck-Boost电路。
所述变换器副边电路，包括：直流电压端口Us，副边全桥电路，以及CLLC谐振电路副边谐振腔。变换器副边CLLC谐振电路的电压端口为Us，该端口的滤波电容为Cs，开关管S5、S6、S7和S8为副边MOSFET开关管，开关管S5和S6构成第四桥臂，开关管S7和S8构成第五桥臂。在CLLC谐振电路副边谐振腔中，Lrs为副边谐振电感，Lrs一端与第四桥臂(S5和S6)的中点连接，Crs为副边谐振电容，Crs一端与第五桥臂(S7和S8)的中点连接。
所述变换器的高频隔离型变压器原边与副边绕组变比为n:1，电能正向传输时Lm为其原边励磁电感，电能反向传输时L'm为其副边励磁电感。高频变压器连接CLLC谐振电路中的原边谐振腔和副边谐振腔，构成原边与副边隔离型的三端口双向DC-DC变换器。
所述变换器中CLLC谐振电路的谐振腔原边和副边参数满足：
Lrp＝n2Lrs
Crp＝Crs/n2
根据双向CLLC谐振变换电路可通过控制开关管工作频率来调节谐振腔阻抗大小进而实现对输出电压进行控制，以及四开关Buck-Boost变换电路可通过控制开关管的占空比实现对输出电压进行控制的原理。本发明还涉及所述一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器相应运行模式的控制方法：
运行模式1的控制方法：Up为变换器原边电压输入端口，Us为变换器副边电压输出端口，开关管Q1和Q2为常关闭状态，端口U1空载，为单端口输入、单端口输出模式。端口Us的输出电压可通过控制CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的开关频率实现，且开关管S1、S2、S3和S4的开关频率保持同步，其中开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，该模式下CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8均不施加开关驱动信号，依靠其反并联寄生二极管实现整流。
运行模式2的控制方法：Up为变换器原边电压输入端口，U1为变换器原边电压输出端口，Us为变换器副边电压输出端口，为单端口输入、双端口输出模式。四开关Buck-Boost电路端口U1的输出电压通过调节开关管Q1、Q2的开关占空比实现控制，其中开关管Q1和Q2互补导通，为使所有MOSFET开关管实现软开关动作，开关管Q1和Q2组成的桥臂电路开通时刻与开关管S1和S2组成的桥臂电路开通时刻需保持一定相位关系。端口Us的输出电压通过控制CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的开关频率实现，其中开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行。该模式下的控制过程中原边开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4的开关频率均保持同步，CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8均不施加开关驱动信号，依靠其反并联寄生二极管实现整流。
运行模式3的控制方法：U1为变换器的原边电压输入端口，Up为变换器原边电压输出端口，Us为变换器副边电压输出端口，为单端口输入、双端口输出模式。端口Up的输出电压可通过控制四开关Buck-Boost电路Q1和Q2占空比实现，其中开关管Q1和Q2互补导通，开关管Q1和Q2组成的桥臂电路与开关管S1、S2组成的桥臂电路开通时刻有一定的相位关系为四开关Buck-Boost电路软开关动作创造条件。端口Us的输出电压可通过控制CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的开关频率实现，且开关管S1、S2、S3和S4的开关频率保持同步，其中开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行。该模式下的控制过程中原边开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4的开关频率均保持同步，CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8均不施加开关驱动信号，依靠其反并联寄生二极管实现整流。
运行模式4的控制方法：当开关管Q1和Q2为常关闭状态且端口U1空载，Us为变换器的副边电压输入端口，Up为变换器的原边电压输出端口，为单端口输入、单端口输出模式。端口Up的输出电压可通过调节CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8的开关频率实现控制，且开关管S5、S6、S7和S8的开关频率保持同步，其中开关管S5与S6互补导通，S7与S8互补导通，开关管S5和S8同相位运行，开关管S6和S7同相位运行，CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4均不施加驱动信号，依靠其反并联寄生二极管实现整流输出。
运行模式5的控制方法：Up作为变换器CLLC谐振电路的原边电压输入端口，U1作为变换器原边四开关Buck-Boost电路的电压输入端口，Us作为变换器CLLC谐振电路的副边电压输出端口，为双端口输入、单端口输出模式。Up和U1两个端口间电压的连接依靠调节四开关Buck-Boost电路中Q1与Q2的开关占空比实现，其中开关管Q1和Q2互补导通，开关管Q1和Q2组成的桥臂电路与开关管S1和S2组成的桥臂电路开通时刻需有一定相位关系为四开关Buck-Boost电路软开关动作创造条件。端口Us的电压输出通过控制CLLC谐振电路中开关管S1、S2、S3和S4的开关频率及四开关Buck-Boost电路开关管Q1和Q2的占空比综合实现，该模式下控制过程中的原边开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4开关频率均保持同步，其中开关管Q1和Q2互补导通，S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8均不施加开关驱动信号，依靠其反并联寄生二极管实现整流。
本发明的有益效果在于：
(1)所提出的三端口双向DC-DC变换器通过冗余端口的设计，能提高变换器***的供电稳定性，同时在特殊需求下可对旁路负载供电。
(2)所提出变换器电压输入侧开关管在一定开关频率范围内可全部实现ZVS开通，相应条件下电压输出侧的开关管可实现ZCS关断，软开关动作的实现能有效提高变换器电能输出效率。
(3)所提出变换器具备多种运行模式，能满足双向DC-DC变换器在不同领域以及复杂工况下的运行需求，同时具有较宽范围的电压调节能力。
附图说明
图1为本发明提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器电路拓扑。
图2为该变换器电能由原边向副边传输时变压器在正向激励下运行。
图3为该变换器电能由副边向原边传输时变压器在反向激励下运行。
图4为所提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的运行模式1，Up为直流电压输入端口，Us为直流电压输出端口，该模式为单端口输入、单端口输出。
图5为所提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的运行模式2，Up为直流电压输入端口，U1为原边直流电压输出端口，Us为副边直流电压输出端口，该模式为单端口输入、双端口输出。
图6为所提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的运行模式3，U1为直流电压输入端口，Up为原边直流电压输出端口，Us为副边直流电压输出端口，该模式为单端口输入、双端口输出。
图7为所提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的运行模式4，Us为直流电压输入端口，Up为直流电压输出端口，该模式为单端口输入、单端口输出。
图8为所提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的运行模式5，Up为原边直流电压输入端口1，U1为原边直流电压输入端口2，Us为副边直流电压输出端口，该模式为双端口输入、单端口输出。
图9为所提出变换器CLLC谐振电路部分输入侧谐振腔电流和输出侧谐振腔电流波形。
图10为所提出变换器Buck-Boost电路部分电感电流波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的具体实施方式进行说明。
图1为本发明所提出一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的电路拓扑。Up为变换器CLLC谐振电路原边电压端口，Cp为该端口滤波电容，MOSFET开关管S1、S2、S3和S4组成CLLC谐振电路部分的原边全桥电路结构，其原边谐振腔器件包含谐振电感Lrp，谐振电容Crp。Us为变换器CLLC谐振电路副边电压端口，Cs为该端口滤波电容，MOSFET开关管S5、S6、S7和S8组成CLLC谐振电路部分的副边全桥电路结构，其副边谐振腔器件包含谐振电感Lrs，谐振电容Crs。高频隔离型变压器原边与副边的绕组变比记为n:1，变换器谐振腔励磁电感由高频变压器提供。MOSFET开关管Q1、Q2、S1、S2与电感L1组成四开关Buck-Boost电路，U1为变换器中四开关Buck-Boost电路的电压端口，C1为该端口的滤波电容。
图2为本发明提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器电能由其原边向副边传输，谐振腔内的励磁电感Lm由高频变压器正向运行激励产生。
图3为本发明提出的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器电能由其副边向原边传输，谐振腔内的励磁电感L'm由高频变压器反向运行激励产生。
运行模式1，如图4中所示，该模式下变换器原边Buck-Boost电路的开关管Q1和Q2关闭且端口U1空载，变换器通过CLLC谐振电路的原边电压端口Up输入电能，副边电压端口Us输出电能，采用电压闭环控制策略。利用采集输出端电压Us在DSP中与参考电压进行比较，差值经过PI控制器调节并作限幅处理后形成CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的频率可调PWM驱动信号，驱动信号的占空比均为0.5(包含开关管死区时间)，且开关管S1、S2、S3和S4的开关频率保持同步，其中开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，变换器CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8采用不控整流方式。通过对CLLC谐振电路部分的高频变压器变比及谐振腔参数的合理设计，原边开关管的工作频率处于fr2与fr1之间，使变换器CLLC谐振电路电能输入端开关管切换实现ZVS开通，变换器CLLC谐振电路电能输出端开关管的反并联寄生二极管整流可实现ZCS关断。其中fr2与fr1的数值计算为(下同)：
Figure BDA0003765821980000071
Figure BDA0003765821980000072
运行模式2，如图5中所示，该模式下变换器CLLC谐振变换电路原边Up为电压输入端口，U1为变换器原边Buck-Boost电路电压输出端口，Us为变换器CLLC谐振变换电路副边电压输出端口，两路输出均采用电压闭环控制策略。采集端口U1和Us电压数值送至DSP与设定的两个端口参考电压进行比较，通过PI控制器调节和限幅处理后形成对原边侧开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4的频率可调PWM驱动信号，以及开关管Q1和Q2的占空比控制PWM驱动信号，开关管S1、S2、S3和S4的占空比保持不变均为0.5(包含开关管死区时间)，原边侧开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4的开关频率控制在fr2与fr1之间，其中开关管Q1和Q2互补导通，S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行。端口U1的输出电压依靠开关管Q1与Q2的占空比调节进行控制，为确保软开关动作四开关Buck-Boost电路开关管Q1和Q2组成的桥臂与开关管S1和S2组成的桥臂之间开通时刻应保持一定的相位关系。端口Us的输出电压通过控制CLLC谐振电路原边侧S1、S2、S3和S4开关频率实现，CLLC谐振电路副边MOSFET开关管S5、S6、S7和S8采用不控整流方式。
运行模式3，如图6所示，U1为变换器原边Buck-Boost电路电压输入端口，Up为变换器CLLC谐振电路原边电压输出端口，Us为变换器CLLC谐振电路副边电压输出端口，两路输出均采用电压闭环控制策略，开关管S1、S2、S3和S4的占空比保持不变均为0.5(包含开关管死区时间)，原边侧开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4的开关频率控制在fr2与fr1之间，其中开关管Q1和Q2互补导通，S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行。采集变换器Buck-Boost电路端口Up的输出电压，在DSP中与参考电压值进行比较经PI控制器并作限幅处理后产生开关管Q1和Q2的占空比可调PWM驱动信号对端口Up的输出电压进行控制，为确保软开关动作四开关Buck-Boost电路开关管Q1和Q2组成的桥臂与开关管S1和S2组成的桥臂之间开通时刻应保持一定相位关系。采集CLLC谐振电路端口Us的输出电压，在DSP中与参考电压值进行比较经PI控制器并作限幅处理后产生开关管S1、S2、S3和S4的频率可调PWM驱动信号，对端口Us的输出电压进行控制，该控制过程中原边侧开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4开关频率保持同步，副边侧开关管S5、S6、S7和S8采用不控整流方式。
运行模式4，如图7所示，该模式下变换器原边Buck-Boost电路开关管Q1和Q2关闭且端口U1空载，Us为变换器CLLC谐振电路副边电压输入端口，Up为变换器CLLC谐振电路原边电压输出端口，采用电压闭环的控制策略。原边侧Up的输出电压控制需要采集输出端Up电压信号至DSP中与参考电压信号比较经PI控制器调节，并作限幅处理后产生CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8的频率可调PWM驱动信号，且开关管S5、S6、S7和S8的开关频率保持同步，其中开关管S5与S6互补导通，S7与S8互补导通，开关管S5和S8同相位运行，开关管S6和S7同相位运行，变换器CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4采用不控整流方式。
运行模式5，如图8所示，该模式下变换器CLLC谐振电路原边端口Up作为一路电压输入，变换器原边Buck-Boost电路端口U1作为一路电压输入，变换器CLLC谐振电路副边Us作为电压输出端口，采用电压闭环控制策略。输入端口Up与U1的输入连接需采集端口输入电压并调节变换器原边Buck-Boost电路开关管Q1与Q2的开关占空比PWM驱动信号实现，变换器CLLC谐振电路副边Us的输出电压值控制需要采集该端口输出电压至DSP与参考电压信号比较经PI控制器调节，并作限幅处理后产生原边开关管S1、S2、S3和S4的频率可调PWM驱动信号实现。该控制过程中原边开关管Q1、Q2、S1、S2、S3和S4开关频率保持同步，其中开关管Q1和Q2互补导通，S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，为确保软开关动作四开关Buck-Boost电路开关管Q1和Q2组成的桥臂与开关管S1和S2组成的桥臂之间开通时刻应保持一定的相位关系，变换器CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8采用不控整流方式。
图9中为该CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的CLLC谐振电路部分输入侧谐振腔电流和输出侧谐振腔电流波形。
图10中为该CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器的Buck-Boost电路部分电感电流波形。

Claims (2)

1.一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器，其特征在于：
所述变换器原边电路，包括：直流电压端口Up和U1，原边全桥电路，CLLC谐振电路原边谐振腔，以及原边Buck-Boost电路；变换器的CLLC谐振电路原边电压端口为Up，该端口的滤波电容为Cp，开关管S1、S2、S3和S4为CLLC谐振电路的原边MOSFET开关管，组成全桥电路结构，开关管S1和S2构成第一桥臂，开关管S3和S4构成第二桥臂；在CLLC谐振电路原边谐振腔中，Lrp为原边谐振电感，Lrp一端与第一桥臂(S1和S2)的中点连接，Crp为原边谐振电容，Crp一端与第二桥臂(S3和S4)的中点连接；所述变换器原边Buck-Boost电路的电压端口为U1，该端口的滤波电容为C1，L1为Buck-Boost电路中的电感，Q1和Q2为Buck-Boost电路中的MOSFET开关管，开关管Q1和Q2构成第三桥臂，电感L1两端分别与第一桥臂(S1和S2)和第三桥臂(Q1和Q2)的中点连接，开关管Q1、Q2、S1、S2和电感L1组成四开关Buck-Boost电路；
所述变换器副边电路，包括：直流电压端口Us，副边全桥电路，以及CLLC谐振电路副边谐振腔；变换器的CLLC谐振电路副边电压端口为Us，该端口的滤波电容为Cs，开关管S5、S6、S7和S8为CLLC谐振电路的副边MOSFET开关管，组成全桥电路结构，开关管S5和S6构成第四桥臂，开关管S7和S8构成第五桥臂；在CLLC谐振电路副边谐振腔中，Lrs为副边谐振电感，Lrs一端与第四桥臂(S5和S6)的中点连接，Crs为副边谐振电容，Crs一端与第五桥臂(S7和S8)的中点连接；
所述变换器各端口之间电能可实现双向传输，高频变压器原边绕组与副边绕组的变比记为n:1，正向运行时其励磁电感为Lm，反向运行时其励磁电感为L'm，高频变压器连接CLLC谐振电路的原边谐振腔与副边谐振腔，构成原边与副边隔离型的三端口双向DC-DC变换器。
2.根据权利要求1所述的一种CLLC谐振电路与Buck-Boost电路组合的三端口双向DC-DC变换器，其特征在于，包括如下运行模式：
运行模式1：Up为该变换器的原边直流电压输入端口，Us为该变换器的副边直流电压输出端口，该运行模式为单端口输入、单端口输出；原边开关管Q1和Q2为常关闭状态，且端口U1空载，Us的端口电压可通过控制变换器CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的开关频率实现，且开关管S1、S2、S3和S4的开关频率保持同步，其中开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，变换器CLLC谐振电路副边利用开关管S5、S6、S7和S8的反并联寄生二极管实现整流；
运行模式2：Up为该变换器的原边直流电压输入端口，U1为该变换器的原边直流电压输出端口，Us为该变换器的副边直流电压输出端口，该运行模式为单端口输入、双端口输出；Us的端口输出电压可通过控制变换器CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的开关频率实现，且开关管S1、S2、S3和S4的开关频率保持同步，其中开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，变换器CLLC谐振电路副边利用开关管S5、S6、S7和S8的反并联寄生二极管实现整流；U1的端口输出电压可通过控制变换器中四开关Buck-Boost电路的开关管Q1和Q2占空比实现，且开关管Q1、Q2、S1和S2的开关频率保持同步，其中开关管Q1和Q2互补导通；
运行模式3：U1为该变换器的原边直流电压输入端口，Up为该变换器的原边直流电压输出端口，Us为该变换器的副边直流电压输出端口，该运行模式为单端口输入、双端口输出；Up的端口输出电压可通过控制变换器中四开关Buck-Boost电路的开关管Q1和Q2占空比实现，且开关管Q1、Q2、S1和S2的开关频率保持同步，其中开关管Q1和Q2互补导通；Us的端口输出电压通过控制变换器CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的开关频率实现，且开关管S1、S2、S3和S4的开关频率保持同步，其中开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，变换器CLLC谐振电路副边利用开关管S5、S6、S7和S8的反并联寄生二极管实现整流；
运行模式4：Us为该变换器的副边直流电压输入端口，Up为该变换器的原边直流电压输出端口，该运行模式为单端口输入、单端口输出；开关管Q1和Q2为常关闭状态，且端口U1空载，Up的端口输出电压值可通过控制变换器CLLC谐振电路副边开关管S5、S6、S7和S8的开关频率实现，且开关管S5、S6、S7和S8的开关频率保持同步，其中开关管S5与S6互补导通，S7与S8互补导通，开关管S5和S8同相位运行，开关管S6和S7同相位运行，变换器CLLC谐振电路原边利用开关管S1、S2、S3和S4的反并联寄生二极管实现整流；
运行模式5：Up为该变换器的原边直流电压输入端口1，U1为该变换器的原边直流电压输入端口2，Us为变换器的副边直流电压输出端口，该运行模式为双端口输入、单端口输出；Us的端口输出电压可通过控制变换器CLLC谐振电路原边开关管S1、S2、S3和S4的开关频率及四开关Buck-Boost电路开关管Q1和Q2的占空比综合实现，且开关管S1、S2、S3、S4、Q1和Q2的开关频率保持同步，其中开关管Q1和Q2互补导通，S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，开关管S1和S4同相位运行，开关管S2和S3同相位运行，变换器CLLC谐振电路副边利用开关管S5、S6、S7和S8的反并联寄生二极管实现整流。
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