CN114157150B - 一种高增益的双向y源-llc隔离直流-直流变换器 - Google Patents
一种高增益的双向y源-llc隔离直流-直流变换器 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种高增益的双向Y源‑LLC隔离直流‑直流变换器。所述双向Y源‑LLC隔离直流‑直流变换器包括顺次级联的Y源阻抗网络、LLC谐振网络和高压侧全桥；Y源阻抗网络通过Y型耦合电感提供高增益，降低变压器寄生效应；LLC谐振网络通过谐振腔和变压器，提供脉频调制能力，实现对两侧电压的调整和端口隔离；高压侧全桥提供同步整流、逆变功能，实现能量的双向流动并提高变换器效率。本发明大大降低LLC谐振网络中变压器原副边匝数的差距，有效减小变压器中的高频寄生电容。本发明的输入回路和输出回路存在电气隔离，优化Y源阻抗网络的运行环境，减少开关管的数量和成本。
Description
技术领域
本发明涉及LLC谐振直流-直流变换器和阻抗源网络直流-直流变换器技术领域，尤其涉及一种具有高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器。
背景技术
随着社会的飞速发展和科技的进步，直流-直流变换器作为直流电能变换的重要部件，高增益拓扑成为了当前研究重点。全桥LLC谐振变换器是目前应用广泛的隔离型直流-直流变换器之一，具有较宽的输入输出电压调节范围和较高转换效率，可以实现较大范围的软开关特性和输入输出侧电气隔离。然而，全桥LLC谐振变换器的增益主要由变压器提供，增益较高的条件下变压器原副边匝数相差很大，带来的寄生效应不容忽视。特别地，当开关频率较高时，LLC变换器存在较大的EMI，甚至导致电路无法正常工作。不仅如此，双向全桥LLC谐振变换器需要8个开关管，由于寄生效应，存在复杂的潜在工作模式，不利于变换器安全稳定工作。
为进一步提升***的增益，近年提出了Y源变换器。Y源变换器是具有高增益的直流-直流变换器，具有使用开关管数量少、控制难度低、电路结构简单等特点。然而作为阻抗源变换器，其输入侧与输出侧共地，通常需要设置额外的隔离电路，增加大量的开关管，给电路设计和应用推广带来困难。文献“H.Sugali and S.Sathyan,"Design and Analysisof Zero Current switching Y-Source DC/DC Converter for Renewable EnergyApplications,"2021IEEE Kansas Power and Energy Conference(KPEC),2021,pp.1-5”提出了一种Y源boost型直流-直流变换器，采用Y源阻抗网络、中间全桥、并联谐振腔和高压侧全桥顺次级联的结构。该Y源Boost型直流-直流变换器利用Y源阻抗网络的的高增益降低了变压器的变比，利用并联谐振腔实现对输出电压的脉频调制，利用中间全桥实现对输出电压的脉宽调制，利用变压器将输入回路与输出回路隔离；但为了实现这些功能，该Y源Boost型直流-直流变换器使用了4个开关管与5个二极管，其功率仅能够由低压侧流向高压侧，此外其谐振腔元件由变压器的寄生电容与漏感构成，谐振频率非常高，变换器只能工作在欠谐振区，使得开关管和二极管仅能实现零电流关断而不能实现零电压开通，降低了***的效率，同时寄生参数的不确定性也给参数设计带来困难。
发明内容
本发明针对传统直流-直流变换器所存在的高增益和寄生效应导致的潜在不正常运行模式的矛盾，提出了一种新型的高增益双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，由Y源阻抗网络和LLC谐振网络共同灵活地提供高增益，从而降低LLC谐振网络中变压器线圈匝数差距及其寄生效应，为LLC双向变换器的安全稳定运行提供支持；LLC谐振网络中的变压器为输入回路和输出回路提供电气隔离；仅需要6个开关管便能实现能量的双向流动，有效减少开关器件的成本。
本发明的目的至少通过如下技术方案之一实现。
一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，包括顺次级联的Y源阻抗网络、LLC谐振网络和高压侧全桥；
由于双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率能够双向流动，定义功率由低压侧流向高压侧为正向流动，功率由高压侧流向低压侧为反向流动；
功率正向流动时，Y源阻抗网络通过Y型耦合电感实现高增益，将双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧电压进行升压，并转换为的单极性方波电压后输出至LLC谐振网络中；
LLC谐振网络通过谐振腔滤除直流分量，将来自Y源阻抗网络的单极性方波电压转换为双极性方波电压，经变压器再次升压后输出至高压侧全桥；
高压侧全桥通过四个开关管实现交-直变换，将来自LLC谐振网络的双极性方波电压转换为直流电压，最终输出到双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的高压侧；
功率反向流动时，高压侧全桥通过四个开关管实现直-交变换，将双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的高压侧电压转换为双极性方波电压，并输出至LLC谐振网络中；
LLC谐振网络通过变压器降压后，再通过谐振腔提供直流偏置，将来自高压侧全桥的双极性方波电压转换为单极性方波电压，并输出至Y源阻抗网络；
Y源阻抗网络通过Y型耦合电感实现高增益，将来自LLC谐振网络的单极性方波电压再次降压，经低压侧滤波电容滤波后输出至双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧。
进一步地，Y源阻抗网络包括低压侧滤波电容、第一开关管、Y型耦合电感、第一电容和第二开关管；Y型耦合电感包括第一绕组、第二绕组和第三绕组；LLC谐振网络包括谐振电容、谐振电感和变压器；变压器包括第四绕组和第五绕组；高压侧全桥包括第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管和高压侧滤波电容；
其中，低压侧滤波电容的正极连接第一开关管的发射极和直流电压源或等效负载的正极，低压侧滤波电容的负极连接直流电压源或等效负载的负极；
第一开关管的集电极连接第一绕组的同名端；
第一绕组的异名端连接第二绕组和第三绕组的同名端；
第三绕组的异名端连接第一电容的正极，第一电容的负极连接低压侧滤波电容的负极；
第二绕组的异名端连接第二开关管的集电极和谐振电容的一端；
第二开关管的发射极连接低压侧滤波电容的负极；
谐振电容另一端连接谐振电感的一端，谐振电感的另一端连接第四绕组的同名端；
第四绕组的异名端连接低压侧滤波电容的负极；
第五绕组的同名端连接第三开关管的发射极和第四开关管的集电极；第五绕组的异名端连接第五开关管的发射极和第六开关管的集电极；
第三开关管的集电极连接第五开关管的集电极、高压侧滤波电容的正极和直流电压源或等效负载的正极；
第四开关管的发射极连接第六开关管的发射极、高压侧滤波电容的负极和直流电压源或等效负载的负极；
当低压侧滤波电容和第一开关管与直流电压源相连接时，第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管和高压侧滤波电容与等效负载相连；
当低压侧滤波电容和第一开关管与等效负载相连接时，第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管和高压侧滤波电容与直流电压源相连。
进一步地，以低压侧滤波电容的正极和第一开关管的发射极为一端，以低压侧滤波电容的负极为另一端，构成第一端口，定义第一端口的电压为双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧电压；
以Y型耦合电感的第二绕组的异名端与第二开关管的集电极为一端，以低压侧滤波电容的负极为另一端，构成第二端口，定义第二端口的电压为Y源阻抗网络的高压侧电压；
以谐振电容不与谐振电感连接的一侧为一端，以第四绕组的异名端为另一端，构成第三端口，定义第三端口的电压为LLC谐振网络的低压侧电压，第三端口与第二端口相级联；
以第五绕组的同名端为一端，以第五绕组的异名端为另一端，构成第四端口，定义第四端口的电压为LLC谐振网络的高压侧电压；
以第三开关管的发射极与第四开关管的集电极为一端，以第五开关管的发射极与第六开关管的集电极为另一端，构成第五端口，第五端口与第四端口相级联；以第三开关管的集电极与第五开关管的集电极、高压侧滤波电容的正极为一端，以第四开关管的发射极与第六开关管的发射极、高压侧滤波电容的负极为另一端，构成第六端口，定义第六端口电压为双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的高压侧电压；
LLC谐振网络中的变压器T使得双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧回路与高压侧回路相互隔离。
进一步地，当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管工作在同步整流或不控整流模式；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动且第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管工作在同步整流模式时，若第三开关管、第四开关管、第五开关管或第六开关管的集射电压下降到一定值，即开关管的体二极管开通时，对应的开关管会被施加导通信号；若第三开关管、第四开关管、第五开关管或第六开关管的集射电压方向发生由负向正的改变，对应的开关管会被施加关断信号；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动且第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管工作在不控整流模式时，第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管的驱动信号均被闭锁，通过对应开关管内的二极管完成整流；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管工作在逆变模式，第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管均被施加带死区的驱动信号；第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管中，不同桥臂的开关管驱动信号同步，即第三开关管与第五开关管同时开通、同时关断，第四开关管与第六开关管同时开通、同时关断，相同桥臂的开关管存在半个周期的相位差且存在死区时间，即第三开关管与第四开关管的驱动信号存在半个周期的相位差且存在死区时间，第五开关管与第六开关管的驱动信号存在半个周期的相位差且存在死区时间。
进一步地，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动或反向流动时，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的工作模式均包括直通模式和非直通模式；
其中直通模式指第二端口和第三端口的端口电压为零，即第二端口和第三端口短路；非直通模式指第二端口和第三端口的端口电压不为零，即第二端口和第三端口未短路；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器工作在直通模式时，第一开关管关断，第二开关管导通；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器工作在非直通模式时，第一开关管导通，第二开关管关断。
进一步地，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，第一开关管的驱动信号闭锁；
双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，第二开关管的驱动信号闭锁。
进一步地，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，施加至第二开关管的驱动信号的占空比为50％；
双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，施加至第一开关管的驱动信号的占空比为50％。
进一步地，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器在功率正向流动时，其电压增益为KY-LLC-F，记n为变压器T的变比，即：
其中Nt1、Nt2分别为第四绕组、第五绕组的线圈匝数；
记变压器的励磁电感与谐振电感之和与谐振电感的感量之比为谐振电感比m，其表达式为：
则KY-LLC-F的表达式为：
其中KY为Y源阻抗网络的增益，其表达式为：
其中k为Y型耦合电感的绕组因数，其表达式为：
其中N1、N2和N3分别为第一绕组、第二绕组和第三绕组的线圈匝数；
KLLC-F为LLC谐振网络中谐振腔的正向增益系数，其表达式为：
其中Fx为标准开关操作频率，其表达式为：
其中，fs为开关频率，f1为谐振电感与谐振电容发生串联谐振的频率，其表达式为：
Qf为正向品质因数，其表达式为：
其中Rac-f为正向交流等效电阻，其表达式为：
其中，R0为等效负载的阻值。
进一步地，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器在功率反向流动时，其电压增益为KY-LLC-R，KY-LLC-R的表达式为：
KLLC-R为LLC谐振网络中谐振腔的反向增益系数，其表达式为：
其中Qr为反向品质因数，其表达式为：
其中Rac-r为反向交流等效电阻，其表达式为：
除谐振腔反向增益系数KLLC-R、反向品质因数Qr和反向交流等效电阻Rac-r，其余符号的表达式与含义与功率正向流动时相同。
进一步地，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，通过同时调整所有开关管的开关频率实现对高压侧电压进行调整；
双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，通过同时调整所有开关管的开关频率实现对低压侧电压进行调整。
相比于现有技术，本发明的优点在于：
本发明既通过Y源阻抗网络获得高增益弥补了传统LLC谐振变换器在输入输出电压相差较大时变压器绕组匝数差距悬殊的缺陷，同时也解决了传统Y源变换器输入回路与输出回路共地的问题。此外，高压侧全桥采用开关管，在功率正向流动时可用作同步整流以降低开关损耗，而在功率反向流动时用作逆变全桥。传统的双向LLC谐振变换器需要使用8个开关管，而将Y源变换器与LLC谐振变换器的直接级联则需要使用10个开关管。与直接级联相比，本发明所述高增益双向Y源-LLC隔离直流-直流变换在保证高增益与电压调节能力的同时将开关管数量减少到了6个，既有利于降低损耗、提高效率，又有利于降低控制难度，具体如下：
1.本发明所提出的高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器大大降低LLC谐振网络中变压器原副边匝数的差距，有效减小变压器中的高频寄生电容。
2.本发明所提出的高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的输入回路和输出回路存在电气隔离，优化Y源阻抗网络的运行环境，减少开关管的数量和成本。
3.本发明所提出的高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器在实现能量双向流动的同时仅使用6个开关管，相比传统双向LLC直流-直流变换器的开关管减少了25％。
4.本发明所提出的高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器在功率正向流动时高压侧全桥开关管可以实现同步整流和零电流关断；在功率反向流动时高压侧全桥开关管可以实现零电压开通，有效提高了变换器的效率和开关管的运行环境。
附图说明
图1是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器电路结构示意图；
图2是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器典型应用的电路结构示意图；
图3是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器功率正向流动时加入Y型耦合电感的励磁电感(Lym)后的电路结构示意图；
图4是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器正向非直通模式的第1阶段下的电路结构示意图；
图5是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器正向非直通模式的第2阶段下的电路结构示意图；
图6是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器正向非直通模式的第3阶段下的电路结构示意图；
图7是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器正向工作时第二开关管(S2)集射电压US2、全桥输出电流Iob、Y型耦合电感第二绕组(N2)电流IN2、谐振腔电流ILc和变压器励磁电流Itm的波形示意图；
图8是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器正向工作时的输出电压的仿真波形示意图；
图9是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器正向工作时的第五绕组(Nt2)电压UNt2、全桥输出电流Iob、谐振腔电流ILc和变压器励磁电流Itm的仿真波形稳态放大图；
图10是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器功率反向流动时加入Y型耦合电感的等效励磁电感后的电路结构示意图；
图11是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器反向非直通模式的第1阶段下的电路结构示意图；
图12是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器反向非直通模式的第2阶段下的电路结构示意图；
图13是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器反向非直通模式的第3阶段下的电路结构示意图；
图14是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器反向工作时全桥驱动信号、第五绕组(Nt2)电压UNt2、全桥输入电流Iib、Y型耦合电感第二绕组(N2)电流IN2、谐振腔电流ILc和变压器励磁电流Itm的波形示意图；
图15是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器反向工作时的输出电压的仿真波形示意图；
图16是本发明的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器反向工作时的第五绕组(Nt2)电压UNt2、全桥输入电流Iib、谐振腔电流ILc和变压器励磁电流Itm的仿真波形稳态放大图。
具体实施方式
以下将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详细的说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。
一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，如图1所示，包括顺次级联的Y源阻抗网络、LLC谐振网络和高压侧全桥；
Y源阻抗网络包括低压侧滤波电容C0、第一开关管S1、Y型耦合电感、第一电容C1和第二开关管S2；Y型耦合电感包括第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3；LLC谐振网络包括谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器T；变压器T包括第四绕组Nt1和第五绕组Nt2；高压侧全桥包括第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6和高压侧滤波电容C2；
其中，低压侧滤波电容C0的正极连接第一开关管S1的发射极和直流电压源或等效负载的正极，低压侧滤波电容C0的负极连接直流电压源或等效负载的负极，
第一开关管S1的集电极连接第一绕组N1的同名端；
第一绕组N1的异名端连接第二绕组N2和第三绕组N3的同名端；
第三绕组N3的异名端连接第一电容C1的正极，第一电容C1的负极连接低压侧滤波电容C0的负极；
第二绕组N2的异名端连接第二开关管S2的集电极和谐振电容Cr的一端；
第二开关管S2的发射极连接低压侧滤波电容C0的负极；
谐振电容Cr另一端连接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连接第四绕组Nt1的同名端；
第四绕组Nt1的异名端连接低压侧滤波电容C0的负极；
第五绕组Nt2的同名端连接第三开关管S3的发射极和第四开关管S4的集电极；第五绕组Nt2的异名端连接第五开关管S5的发射极和第六开关管S6的集电极；
第三开关管S3的集电极连接第五开关管S5的集电极、高压侧滤波电容C2的正极和直流电压源或等效负载的正极；
第四开关管S4的发射极连接第六开关管S6的发射极、高压侧滤波电容C2的负极和直流电压源或等效负载的负极；
当低压侧滤波电容C0和第一开关管S1与直流电压源相连接时，第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6和高压侧滤波电容C2与等效负载相连；
当低压侧滤波电容C0和第一开关管S1与等效负载相连接时，第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6和高压侧滤波电容C2与直流电压源相连。
一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的典型应用电路结构如图2所示，对高、低压两侧电压电流进行采样，经过A/D转换后送入DSP，根据控制需要进行处理后产生对应的开关管驱动信号给位于Y源阻抗网络和高压侧全桥的开关管。
实施例1：
当对第二开关管S2施加驱动信号，而闭锁第一开关管S1的驱动信号时，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的功率正向流动，由低压侧流向高压侧，第二开关管S2的控制信号为方波，第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6工作于同步整流状态，或工作于使用第三开关管内的体二极管D3、第四开关管内的体二极管D4、第五开关管内的体二极管D5和第六开关管内的体二极管D6的不控整流状态。为便于分析，在Y型耦合电感的第一绕组N1上等效并联一个励磁电感Lym，Y型耦合电感的能量集中存储于Y型耦合电感的等效励磁电感Lym中，如图3所示。记谐振电感Lr与谐振电容Cr发生串联谐振时频率为f1，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器励磁电感Ltm三者谐振时的频率为f0。本实施例中的开关频率为fs，且fs略小于f1且大于f0。
双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的功率正向流动时，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器存在两种工作模式，分别为正向非直通模式和正向直通模式，而两种模式各自又拥有3个阶段。
正向非直通模式下，第一开关管S1内的体二极管导通，第二开关管S2关断，图4为正向非直通模式的第1阶段的等效电路图，虚线代表环路电流流向，此阶段对应图7的[t0,t1]区间的波形。此时电压源Vin、低压侧滤波电容C0、Y型耦合电感共同为第一电容C1充能；变压器一次侧第四绕组Nt1受正向电压，故二次侧第三开关管S3、第六开关管S6内的体二极管导通，励磁电感Ltm为第一电容C1、高压侧滤波电容C2和等效负载R0提供能量；励磁电感Ltm两侧的电压被高压侧钳位，因此励磁电流线性变化。
图5为正向非直通模式的第2阶段的等效电路图，虚线代表环路电流流向，此阶段对应图7的[t1,t2]区间的波形。此时电压源Vin、低压侧滤波电容C0、Y型耦合电感共同为第一电容C1充能，同时高压侧提供能量；变压器一次侧第四绕组Nt1受正向电压，故二次侧第三开关管S3、第六开关管S6内的体二极管导通；励磁电感Ltm先为高压侧滤波电容C2和等效负载R0提供能量，能量释放完毕后由电压源Vin、低压侧滤波电容C0为和Y型耦合电感共同为励磁电感Ltm充能；励磁电感Ltm两侧的电压被高压侧电压钳位，因此励磁电流线性变化。
图6为正向非直通模式的第3阶段的等效电路图，虚线代表环路电流流向，此阶段对应图7的[t2,t3]区间的波形。此时电压源Vin、低压侧滤波电容C0、Y型耦合电感共同为第一电容C1充能。但此时谐振电流已不足以维持励磁电流的同时向高压侧提供能量，故二次侧第三开关管S3、第六开关管S6内的体二极管零电流关断，谐振电流全部用于为励磁电感Ltm充能。此时励磁电感Ltm两侧的电压不再受到高压侧电压的钳位。
正向直通模式下，第一开关管S1内的体二极管关断，第二开关管S2导通，其同样具有3个阶段，且其过程与正向非直通模式的3个阶段完全对称，正向直通模式的第4、第5和第6阶段分别与图7的[t3,t4]、[t4,t5]和[t5,t6]区间的波形对应,具体的工作原理此处不再重复。
记n为变压器T的变比，即：
其中Nt1、Nt2分别为第四绕组Nt1、第五绕组Nt2的线圈匝数；
记变压器的励磁电感Ltm与谐振电感Lc之和与谐振电感Lc的感量之比为谐振电感比m，其表达式为：
Y源阻抗网络的增益KY的表达式为：
其中k为Y型耦合电感的绕组因数，其表达式为：
其中N1、N2和N3分别为第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3的线圈匝数；
谐振腔的正向增益系数为KLLC-F表达式为：
其中Fx为标准开关操作频率，其表达式为：
其中，fs为开关频率，f1为谐振电感Lr与谐振电容Cr发生串联谐振的频率，其表达式为：
Qf为正向品质因数，其表达式为：
其中Rac-f为正向交流等效电阻，其表达式为：
其中R0为等效负载R0的阻值；
综上所述，本发明所提变换器在正向工作时其电压增益为KY-LLC-F，其表达式为：
为了验证本发明的正确性，在仿真软件中依据图3搭建了仿真模型，开关管设置为理想器件，低压侧直流电压源电压为15V，Y型耦合电感匝比N1：N2：N3＝20:70:20，谐振电感的感量Lr＝79μH，谐振电容容量Cr＝200nF，变压器匝比Nt1:Nt2＝20：80，等效负载阻值R0＝60Ω，开关频率fs＝39.9kHz。计算可得串联谐振频率f1＝40kHz。
可以得到，理论的输出电压U0约为300V，由图8可以得知，仿真得到的输出电压U0约为296V。此时升压倍数达到了20倍，但变压器的匝比仅为1：4，达到了在维持高增益的前提下降低变压器线圈匝数差距的目的；同时，Y源阻抗网络与LLC谐振网络中仅需控制1个开关管，故无需设置死区时间。采用同步整流时，也仅需控制5个开关管，若采用体二极管整流，则整个变换器仅需控制1个开关管，且驱动信号为方波，控制难度很低。
图9所示的第五绕组Nt2电压UNt2、全桥输出电流Iob、谐振腔电流ILc和变压器励磁电流Itm的仿真波形稳态放大图与理论推导结果吻合，由于fs与f1非常接近，且fs略小于f1，故第2阶段和第4阶段的时间各自几乎等于半周期的时间，此时恰好能够实现第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6或第三开关管内的体二极管D3、第四开关管内的体二极管D4、第五开关管内的体二极管D5和第六开关管内的体二极管D6的零电流关断。
由前述的表达式可以得到，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器仍具有LLC谐振变换器的特性，即可以通过调整第一开关管S1、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6控制信号的频率对谐振腔增益进行调节，从而控制输出电压。
实施例2：
当对第一开关管S1施加驱动信号，而闭锁第二开关管S2的驱动信号时，功率反向流动，由高压侧流向低压侧，第一开关管S1的控制信号为方波，第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6工作于逆变状态，上下桥臂的导通信号需要设置死区，为便于分析，在Y型耦合电感的第一绕组N1上等效并联一个励磁电感Lym，Y型耦合电感的能量集中存储于Y型耦合电感的等效励磁电感Lym中，此时的等效电路图如图10所示。记谐振电感Lr与谐振电容Cr发生串联谐振时频率为f1，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器励磁电感Ltm三者谐振时的频率为f0。本实施例中，开关频率为fs，且fs略小于f1且大于f0，死区时间设置在第一开关管S1状态发生变化之后。
功率反向流动时，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器存在两种工作模态，分别为反向非直通模式和反向直通模式，而两种模式各自又拥有3个阶段。
反向非直通模式下，第一开关管S1导通，第二开关管S2内的体二极管关断，图11为反向非直通模式的第1阶段的等效电路图，虚线代表环路电流流向，此阶段对应图14的[t0,t1]区间的波形。此阶段内逆变桥信号处于死区时间，第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6的控制信号均为关断信号，高压侧桥臂原本导通的第四开关管S4、第五开关管S5关断。在本阶段的开始时刻，第二开关管S2内的体二极管D2关断，第一开关管S1导通，而谐振电容Cr两侧的电压不能突变，故变压器T的第四绕组Nt1两侧受正向电压，又因谐振电感Lr和变压器励磁电感Ltm上的电流不能突变，故第三开关管S3内的体二极管D3、第六开关管S6内的体二极管D6导通，高压侧桥臂输入电流Iib保持原来的大小通过第三开关管内的体二极管D3、第六开关管内的体二极管D6续流，即高压侧桥臂输入电流Iib大小不变，但方向改变。此时第一电容C1向Y型耦合电感、低压侧和高压侧提供能量；变压器励磁电感Ltm向高压侧释放能量；变压器励磁电感Ltm受到输入电压的钳位，励磁电流Itm线性变化。
图12为反向非直通模式的第2阶段的等效电路图，虚线代表环路电流流向，此阶段对应图14的[t1,t2]区间的波形。在该阶段的开始时刻，死区时间结束，第三开关管S3、第六开关管S6被施加导通信号，由于在上一阶段中，第三开关管S3内的体二极管D3、第六开关管S6内的体二极管D6已经导通，故第三开关管S3、第六开关管S6均为零电压开通。此时第一电容C1向Y型耦合电感、低压侧和高压侧提供能量；变压器励磁电感Ltm向高压侧释放能量；变压器励磁电感Ltm受到高压侧电压的钳位，励磁电流Itm线性变化。
图13为反向非直通模式的第3阶段的等效电路图，虚线代表环路电流流向，此阶段对应图14的[t2,t3]区间的波形。此时第三开关管S3、第六开关管S6保持导通，此阶段谐振电流过零变正，故高压侧全桥输入电流也随后过零变正。此时高压侧和第一电容C1向Y型耦合电感、低压侧提供能量；变压器励磁电感Ltm先向低压侧释放能量，随后受到高压侧充能；变压器励磁电感Ltm受到高压侧电压的钳位，励磁电流Itm线性变化。
反向直通模式下，第一开关管S1关断，第二开关管S2内的体二极管D2导通，其同样具有3个阶段，且反向非直通模式的3个阶段的过程与反向非直通模式的3个阶段完全对称，这3个阶段对应图14的[t3,t4]、[t4,t5]和[t5,t6]区间的波形对应，具体的工作原理此处不再重复。
记n为变压器T的变比，即：
其中Nt1、Nt2分别为第四绕组Nt1、第五绕组Nt2的线圈匝数；
记变压器的励磁电感Ltm与谐振电感Lc之和与谐振电感Lc的感量之比为谐振电感比m，其表达式为：
Y源阻抗网络的增益KY的表达式为：
其中，k为Y型耦合电感的绕组因数，其表达式为：
谐振腔的反向增益系数为KLLC-R表达式为：
其中Fx为标准开关操作频率，其表达式为：
其中fs为开关频率，f1为谐振电感Lr与谐振电容Cr发生串联谐振的频率，其表达式为：
Qr为反向品质因数，其表达式为：
其中Rac-r为反向交流等效电阻，其表达式为：
本发明所提变换器在反向工作时其电压增益为KY-LLC-R，其表达式为：
为了验证本发明的正确性，在仿真软件中依据图10搭建了仿真模型，开关管设置为理想器件，高压侧直流电压源电压为300V，Y型耦合电感匝比为N1：N2：N3＝20:70:20，谐振电感感量Lr＝160μH，谐振电容容值Cr＝100nF，变压器匝比Nt1:Nt2＝20：80，等效负载阻值R0＝0.15Ω，开关频率fs＝39.75kHz。计算可得串联谐振频率f1＝39.79kHz。
由前述的表达式可以得到，理论的输出电压U0为15V，由图15可以得知，仿真得到的输出电压U0约为14.6V。此时降压倍数达到了约20倍，但变压器的匝比仅为1：4，达到了在维持高增益的前提下降低变压器线圈匝数差距的目的；此时，全桥工作在逆变模式，需要设置死区时间。
图16所示的第五绕组Nt2电压UNt2、全桥输入电流Iib、谐振腔电流ILc和变压器励磁电流Itm的仿真波形稳态放大图与理论推导结果吻合。此时能够实现高压侧全桥上第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6的零电压开通。
由前述的表达式可以得到，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器在功率反向流动时仍具有LLC变换器的特性，即可以通过调整第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5和第六开关管S6控制信号的频率对谐振腔增益进行调节，从而控制输出电压。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，包括顺次级联的Y源阻抗网络、LLC谐振网络和高压侧全桥；
定义功率由低压侧流向高压侧为正向流动，功率由高压侧流向低压侧为反向流动；
功率正向流动时，Y源阻抗网络通过Y型耦合电感将双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧电压进行升压，并转换为的单极性方波电压后输出至LLC谐振网络中；
LLC谐振网络通过谐振腔滤除直流分量，将来自Y源阻抗网络的单极性方波电压转换为双极性方波电压，经变压器再次升压后输出至高压侧全桥；
高压侧全桥通过四个开关管实现交-直变换，将来自LLC谐振网络的双极性方波电压转换为直流电压，最终输出到双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的高压侧；
功率反向流动时，高压侧全桥通过四个开关管实现直-交变换，将双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的高压侧电压换为双极性方波电压，并输出至LLC谐振网络中；
LLC谐振网络通过变压器降压后，再通过谐振腔提供直流偏置，将来自高压侧全桥的双极性方波电压转换为单极性方波电压，并输出至Y源阻抗网络；
Y源阻抗网络通过Y型耦合电感将来自LLC谐振网络的单极性方波电压再次降压，经低压侧滤波电容滤波后输出至双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧。
2.根据权利要求1所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，Y源阻抗网络包括低压侧滤波电容(C0)、第一开关管(S1)、Y型耦合电感、第一电(容C1)和第二开关管(S2)；Y型耦合电感包括第一绕组(N1)、第二绕组(N2)和第三绕组(N3)；LLC谐振网络包括谐振电容(Cr)、谐振电感Lr和变压器(T)；变压器(T)包括第四绕组(Nt1)和第五绕组(Nt2)；高压侧全桥包括第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)和高压侧滤波电容(C2)；
其中，低压侧滤波电容(C0)的正极连接第一开关管(S1)的发射极和直流电压源或等效负载的正极，低压侧滤波电容(C0)的负极连接直流电压源或等效负载的负极；
第一开关管(S1)的集电极连接第一绕组(N1)的同名端；
第一绕组(N1)的异名端连接第二绕组(N2)和第三绕组(N3)的同名端；
第三绕组(N3)的异名端连接第一电容(C1)的正极，第一电容(C1)的负极连接低压侧滤波电容(C0)的负极；
第二绕组(N2)的异名端连接第二开关管(S2)的集电极和谐振电容(Cr)的一端；
第二开关管(S2)的发射极连接低压侧滤波电容(C0)的负极；
谐振电容(Cr)另一端连接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连接第四绕组(Nt1)的同名端；
第四绕组(Nt1)的异名端连接低压侧滤波电容(C0)的负极；
第五绕组(Nt2)的同名端连接第三开关管(S3)的发射极和第四开关管(S4)的集电极；第五绕组(Nt2)的异名端连接第五开关管(S5)的发射极和第六开关管(S6)的集电极；
第三开关管(S3)的集电极连接第五开关管(S5)的集电极、高压侧滤波电容(C2)的正极和直流电压源或等效负载的正极；
第四开关管(S4)的发射极连接第六开关管(S6)的发射极、高压侧滤波电容(C2)的负极和直流电压源或等效负载的负极；
当低压侧滤波电容(C0)和第一开关管(S1)与直流电压源相连接时，第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)和高压侧滤波电容(C2)与等效负载相连；
当低压侧滤波电容(C0)和第一开关管(S1)与等效负载相连接时，第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)、第六开关管(S6)和高压侧滤波电容(C2)与直流电压源相连。
3.根据权利要求2所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，以低压侧滤波电容(C0)的正极和第一开关管(S1)的发射极为一端，以低压侧滤波电容(C0)的负极为另一端，构成第一端口，定义第一端口的电压为双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧电压；
以Y型耦合电感的第二绕组(N2的异名端与第二开关管(S2)的集电极为一端，以低压侧滤波电容(C0)的负极为另一端，构成第二端口，定义第二端口的电压为Y源阻抗网络的高压侧电压；
以谐振电容(Cr)不与谐振电感Lr连接的一侧为一端，以第四绕组(Nt1)的异名端为另一端，构成第三端口，定义第三端口的电压为LLC谐振网络的低压侧电压，第三端口与第二端口相级联；
以第五绕组(Nt2)的同名端为一端，以第五绕组(Nt2)的异名端为另一端，构成第四端口，定义第四端口的电压为LLC谐振网络的高压侧电压；
以第三开关管(S3)的发射极与第四开关管(S4)的集电极为一端，以第五开关管(S5)的发射极与第六开关管(S6)的集电极为另一端，构成第五端口，第五端口与第四端口相级联；以第三开关管(S3)的集电极与第五开关管(S5)的集电极、高压侧滤波电容(C2)的正极为一端，以第四开关管(S4)的发射极与第六开关管(S6)的发射极、高压侧滤波电容(C2)的负极为另一端，构成第六端口，定义第六端口电压为双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的高压侧电压；
LLC谐振网络中的变压器T使得双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的低压侧回路与高压侧回路相互隔离。
4.根据权利要求2所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)工作在同步整流或不控整流模式；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动且第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)工作在同步整流模式时，若第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)或第六开关管(S6)的集射电压下降到一定值，即开关管的体二极管开通时，对应的开关管会被施加导通信号；若第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)或第六开关管(S6)的集射电压方向发生由负向正的改变，对应的开关管会被施加关断信号；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动且第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)工作在不控整流模式时，第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)的驱动信号均被闭锁，通过对应开关管内的二极管完成整流；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)工作在逆变模式，第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)均被施加带死区的驱动信号；第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)中，不同桥臂的开关管驱动信号同步，即第三开关管(S3)与第五开关管(S5)同时开通、同时关断，第四开关管(S4)与第六开关管(S6)同时开通、同时关断，相同桥臂的开关管存在半个周期的相位差且存在死区时间，即第三开关管(S3)与第四开关管(S4)的驱动信号存在半个周期的相位差且存在死区时间，第五开关管(S5)与第六开关管(S6)的驱动信号存在半个周期的相位差且存在死区时间。
5.根据权利要求4所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动或反向流动时，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器的工作模式均包括直通模式和非直通模式；
其中直通模式指第二端口和第三端口的端口电压为零；非直通模式指第二端口和第三端口的端口电压不为零；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器工作在直通模式时，第一开关管(S1)关断，第二开关管(S2)导通；
当双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器工作在非直通模式时，第一开关管(S1)导通，第二开关管(S2)关断。
6.根据权利要求4所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，第一开关管(S1)的驱动信号闭锁；
双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，第二开关管(S2)的驱动信号闭锁。
7.根据权利要求4所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，施加至第二开关管(S2)的驱动信号的占空比为50％；
双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，施加至第一开关管(S1)的驱动信号的占空比为50％。
8.根据权利要求4所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器在功率正向流动时，其电压增益为KY-LLC-F，记n为变压器(T)的变比，即：
其中Nt1、Nt2分别为第四绕组(Nt1)、第五绕组(Nt2)的线圈匝数；
记变压器的励磁电感Ltm与谐振电感Lc之和与谐振电感Lc的感量之比为谐振电感比m，其表达式为：
则KY-LLC-F的表达式为：
其中KY为Y源阻抗网络的增益，其表达式为：
其中k为Y型耦合电感的绕组因数，其表达式为：
其中N1、N2和N3分别为第一绕组(N1)、第二绕组(N2)和第三绕组(N3)的线圈匝数；
KLLC-F为LLC谐振网络中谐振腔的正向增益系数，其表达式为：
其中Fx为标准开关操作频率，其表达式为：
其中，fs为开关频率，f1为谐振电感Lr与谐振电容Cr发生串联谐振的频率，其表达式为：
Qf为正向品质因数，其表达式为：
其中Rac-f为正向交流等效电阻，其表达式为：
其中，R0为等效负载(R0)的阻值。
9.根据权利要求8所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器在功率反向流动时，其电压增益为KY-LLC-R，KY-LLC-R的表达式为：
KLLC-R为LLC谐振网络中谐振腔的反向增益系数，其表达式为：
其中Qr为反向品质因数，其表达式为：
其中Rac-r为反向交流等效电阻，其表达式为：
除谐振腔反向增益系数KLLC-R、反向品质因数Qr和反向交流等效电阻Rac-r，其余符号的表达式与含义与功率正向流动时相同。
10.根据权利要求1～9任一项所述的一种高增益的双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器，其特征在于，双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率正向流动时，通过同时调整所有开关管的开关频率实现对高压侧电压进行调整；
双向Y源-LLC隔离直流-直流变换器中的功率反向流动时，通过同时调整所有开关管的开关频率实现对低压侧电压进行调整。
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| CN202111257269.4A CN114157150B (zh) | 2021-10-27 | 2021-10-27 | 一种高增益的双向y源-llc隔离直流-直流变换器 |
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