CN1150507A - 过量采样高阶调制器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种过量采样高阶调制器，特别是一种∑△调制器，包括数目与调制器阶数对应的积分器(H1，H2，…HN)，一个量化器(15)，及一个负反馈(21，22，23，24)。高阶调制器存在的问题是，调制器被锁定在一个不稳定状态，应当在不干扰调制器操作的情况下恢复它。本发明通过临时将负反馈的值朝着恢复稳定状态的方向改变而实现这一点。

Description

过量采样高阶调制器
本发明涉及一种过量采样高阶调制器，特别是∑Δ调制器。
在使用基于过量采样和∑Δ(增量)调制的噪音整形技术的模数转换器(A/D)和数模转换器(D/A)中，信号在一个∑Δ调制器中，以一个过量采样频率被量化为一个或几个比特。产生的量化噪音以这样一种方式进行整形：即使得残留在实际信号带宽频带中的量化噪音的比例尽可能小，并将噪音移出信号带。噪音整形的性能主要依赖于噪音整形器的阶次和过量采样比率，即∑Δ调制器。一个高阶调制器可以比低阶调制器更多地减弱信号带中的量化噪音。因此，高阶调制器可以提供更好的信号带信噪比，但这会使得信号带之外产生更多的噪音能量。然而，这种信号带外的量化噪音很容易通过滤波来消除。
因此，使用高阶调制器就相当优越，因为它可以提高信噪比。但使用这种调制器会受到稳定性问题的限制。
众所周知，低阶，即一阶调制器，不论输入信号的电平大小，都可以保持稳定，二阶∑Δ调制器也是如此。但在三阶或更高阶的高阶∑Δ调制器中存在严重的稳定性问题。高阶调制器的稳定性依赖于输入信号的幅度。当调制器处于不稳定操作状态时，积分器的输出电压/输出值会突然增大，并且从调制器输出的比特流不依靠输入信号，开始自行振荡。即使输入信号再返回稳定操作范围，高阶调制器也不会返回线性操作范围。
一种已知的目的在于保持调制器的稳定性的方案，精细地将积分器的电压范围限制在稳定的操作范围之内。由于调制器的第一级中应避免使用产生干扰的附加电路，所以就限制积分器的电压范围来说，在实际实施中存在问题，在这里调制器的灵敏度(sensitivity)达到最高。
美国专利5,012,244公开了一种高阶∑Δ调制器的稳定电路，包括一个比较器，它在检测到调制器的操作处于一种不稳定或近似不稳定状态时，对调制器中的至少一个积分器进行复位。芬兰专利88,765公开了一种相似的稳定电路，其中只有调制器的最后一个积分器会被复位，即调制器的阶次被降低了。这种积分器复位是从不稳定状态恢复调制器的有效方法，但在调制器的操作中仍存在着明显的干扰。
本发明的目的是实现一种不需要对积分器复位的调制器稳定性。
本发明涉及一种过量采样高阶调制器，尤其是一种∑Δ调制器，包括个数与调制器阶数对应的级联积分器，一个量化器，和一个从调制器量化输出端到至少一个积分器输入端的负反馈，一个检测调制器不稳定状态的装置，和一个恢复调制器稳定操作的装置，其特征在于，在恢复调制器稳定操作的装置中包括用于暂时改变所述反馈的值，以恢复稳定操作的装置。
本发明基于这样一个发现，一个高阶∑Δ调制器也能够通过临时改变∑Δ调制器中积分器的反馈值来进行稳定。这个过程不象对一些或全部积分器进行复位那样有效，但它足够用来恢复调制器的稳定性。而且，∑Δ调制器的性能，例如在信噪比方面，调制器的状态改变得越少，信噪比就越好。
本发明将参照附图通过示例作更详细的描述，其中
图1是一个依据本发明的调制器的模块图。
图2是图1中的一个积分电路级及其反馈的实施方案的示意图。
图3是依据本发明的另一个调制器的模块图。
图4是依据本发明的第三调制器的模块图。
图5是依据本发明的前馈调制器的模块图。
∑Δ调制器可以通过使用如图1到4所示的多路反馈(MF)结构或图5所示的前馈(FF)结构来实现。MF和FF∑Δ调制器都包括一串联的n级积分电路H1，H2，H3，…Hn，其中n是一个正整数。调制器的阶数等于积分电路的级数。一个包含至少三个积分电路级的调制器(一个三阶调制器)称作高阶调制器。图1、3和4的MF调制器结构中，当信号被送往第一积分电路级H1之前，在一个减法器装置11中，将从调制器输出的一个由反馈系数b1调节的反馈信号从调制器的输入信号AIN中减去。类似地，每个后续的积分电路级H2、H3、H4都分别包含一个减法器装置12、13、14，它们从前边积分器的输出信号中减去分别由反馈系数b2，b3，b4调节的反馈信号，并将差值传送到下一个积分电路级的输入端。调制器还可以包含调节装置16、17、18和19，它们调节从输入AIN到求和装置11的信号，以及在求和装置12，13和14之前的前边的调制器的信号。例如，调节装置16、17、18和19的调节系数可以是a1＝a2＝a3＝a4＝1。为了生成前述的反馈信号，调制器包括一个开关装置20，它在量化器15(及整个调制器)的数字输出信号DOUT模式的基础上，选择参考电压+Vref和-Vref中的一个作为反馈信号。调节装置21、22、23和24用上述反馈系数b1、b2、b3和b4调节所选的反馈信号。例如系数可以象下面这样设定：b1＝1，b2＝4，b3＝16及b4＝64。
根据本发明，当调制器进入一个不稳定状态时，这种MF调制器通过改变调制器的负反馈值来使其稳定。反馈值可以按几种不同的方式进行变化，下面将对其中的两种作更详细的讨论：1)一个或几个反馈系数b1、b2、b3和b4被改变，或者2)参考电压+Vref和-Vref被改变。图1到3描绘了前一种情况。在图1中，一个比较器25监控最后一个积分器H5的输出电压/数字值并将其与一个预定阈值REF进行比较。当超过了阈值时，比较器25输出一个控制信号26，该信号改变调节装置22和23的系数b2和b3。比较器25还可以监控另一些积分器H1、H2或H3的输出。调制器还可以包含几个比较器25，以便同时对几个积分器的输出进行监控。在A/D转换器中，积分器是模拟的，而比较器25通常也是模拟的。在D/A转换器中积分器是数字的，其中比较器25监控一个积分器是否溢出或积分器的数字输出字是否超过一个预定的数字阈值。
调制器的不稳定状态也可以如图3所示，通过监控调制器的数字输出数据而检测出来。如果调制器的输出数据保持一个不变的状态，即它连续几次重复相同的代码，就可以作出结论，调制器是处于一个不稳定的状态。“几次”意思是比如两倍于调制器的阶次，它在实际中已经是正表示。在模拟和数字调制器中，调制器的输出都是一个数字代码。在图3的实施方案中，为了有足够的时间，这个调制器的输出代码被送入一个先入先出FIFO存储器。当整个FIFO或其中某一部分的内容被一个和同样的代码填充时，调制器是不稳定的，且FIFO向调节装置22和23提供一个控制信号26。图3的电路在其它方面与图1的电路是相同的。
图2显示了依据本发明为了实现图1调制器中调节装置17和22、求和装置12和积分器H2的一个实施方案。调节装置18和23、求和装置13和后续的积分电路级中的积分器H3以同样的方式得到实现。在图2中，开关S1、S4、S5和S8由过量采样时钟的第一相位(如前沿)控制，而开关S2、S3、S6和S7由时钟的第二相位(如后沿)来控制。在调节装置17中，开关S1和S4先关闭，于是一个对前一积分器H1输出电压的采样被送到电容器C1。在下一个时钟相位，开关S1和S4打开，而开关S2和S3关闭，于是在电容器C1中的采样被送到积分器H2的输入端。电容器C1的值决定调节系数a2。
当叙述调节装置22的结构和操作时，首先假设调制器是处于稳定状态并且开关S9是打开的。在采样时钟的第一相位，开关S5和S8是关闭的，而开关S7和S6是打开的。然后，反馈信号±Vref对电容器C3充电。在时钟信号的第二相位，开关S5和S8是打开的，而开关S6和S7是关闭的，于是储存在电容器C3中的采样被加到积分器H2的输入端，在这里它被加到从调节装置17得到的采样上。在正常的操作中，电容器C3的值决定反馈系数b2的值。当调制器在不稳定状态时，控制信号26使开关S9关闭，于是电容器C2与C3并联耦合。总电容为C＝C2+C3。电容器C2的值优先以这样一种方式进行选择，即得到的电容C至少是1.5×C3，于是新的反馈系数b2’也最小为1.5×b3。如果C2＝C3，则b2’＝2×b2。在不稳定状态下，调节装置22的操作如上所述，采样信号对电容器C2和C3都充电的情况除外。当调制器回到稳定状态，控制信号26打开开关S9，于是调节装置的操作及耦合系数变得正常。
图5显示了一个前馈调制器结构。调制器包括串联的积分电路级H1、H2、H3和H4。在减法器装置51中，一个从调制器输出端来的反馈信号被从调制器的输入信号AIN中减去，且差值被送入第一积分电路级。积分器H1的输出被送到积分器H2，积分器H2的输出被送到积分器H3，而积分器H3的输出送到积分器H4。积分器H1、H2、H3和H4的输出还分别通过调节装置52、53、54和55与求和装置56相连。调节装置52、53、54和55的调节系数分别为a1、a2、a3和a4。求和装置56向量化器57提供一个求和信号，量化器提供一个调制器的输出信号，数字输出信号DOUT。信号DOUT还连接到通过用系数b1调节信号DOUT提供上述反馈信号的调节装置58上。调制器还包括一个根据本发明的稳定电路，由一个比较器59和一个可调调节装置58组成。比较器59将积分器H4的输出信号与一个预定阈值相比较。当超过这个阈值时，调制器被认定处于一个不稳定状态，比较器59提供一个使可调调节装置58改变反馈系数b1的控制信号60。可调调节装置58可以用与图2中的调节装置22相同的方法实现。调制器的不稳定状态也可以用图1到4中所描述的不同方法进行检测。
相关的附图和说明仅仅用来描述本发明，然而，必须看到，上述解决方法可以以多种方式进行修改，而不脱离本发明在所附权利要求中定义的精神和范围。

Claims (10)

1.一种过量采样高阶调制器，特别是一种∑Δ调制器，包括个数与调制器阶数相对应的级联积分器(H1、H2、…HN)，一个量化器(15、57)，及一个从调制器量化输出(DOUT)到至少一个积分器输入间的负反馈(21、22、23、24)，一个检测调制器不稳定状态的装置(FIFO，25、29)，及恢复调制器稳定操作的装置，其特征在于：在恢复调制器稳定操作的装置中包含临时将所述反馈值朝着可以恢复稳定操作的方向改变的装置(22、23、58)。
2.依据权利要求1的调制器，其特征在于：检测调制器不稳定状态的装置包含一个比较器(25、59)，它将至少一个积分器的输出和一个预定阈值进行比较，当超过所述阈值时，激活恢复稳定操作的装置(22、23、58)。
3.依据权利要求1的调制器，其特征在于：检测调制器不稳定状态的装置包含一个装置(FIFO)，它监控调制器的输出信号，当输出信号保持不变状态时，激活恢复稳定操作的装置(22，23)。
4.依据权利要求3的调制器，其特征在于：所述监控装置是一个串行寄存器(FIFO)，它可以从调制器的量化输出接收预定个数的数字代码，当寄存器的至少一部分内容被一个和同样的代码填充时，寄存器认为调制器处于一个不稳定状态。
5.依据权利要求1、2、3或4的调制器，其特征在于：所述至少一个负反馈包括：
第一和第二参考电压(+Vref，-Vref)；
选择器(20)，根据调制器量化输出的状态选择参考电压；
乘法装置(21、22、23、24)，在与积分器的输入相加之前，用一个预定反馈系数乘以所选的参考电压；和
改变反馈值的装置，包括一个在调制器处于不稳定状态时，改变第一和第二参考电压的装置。
6.依据权利要求1、2、3或4的调制器，其特征在于：在所述至少一个负反馈中包括
一个乘法装置(58)，在与积分器输入相加之前，用一个预定反馈系数乘以反馈信号；和
改变反馈值的装置，包含一个在调制器处于不稳定状态时，改变所述预定反馈系数的装置(S5、S6、S7、S8)。
7.依据权利要求6的调制器，其特征在于：在调制器的不稳定状态下，反馈系数至少比在稳定状态时高1.5倍。
8.依据前述任何权利要求的一个调制器，其特征在于：调制器是一个前馈或多路反馈∑Δ调制器。
9.一种包含过量采样高阶∑Δ调制器的∑ΔA/D转换器，其中∑Δ调制器包括数目与调制器阶数对应的级联积分器(H1、H2、H3、H4、H5)，一个量化器(15，57)，一个从调制器量化输出(DOUT)到至少一个积分器输入间的负反馈(21、22、23、24、58)，一个检测调制器不稳定状态的装置(25、FIFO)，及恢复调制器稳定操作的装置，所述∑ΔA/D转换器的特征在于：在恢复调制器稳定状态的装置中包含临时将所述反馈值向恢复稳定操作的方向改变的装置(22，23，58)。
10.一种包含过量采样高阶∑Δ调制器的∑ΔA/D转换器，其中∑Δ调制器包括数目与调制器阶数对应的级联积分器(H1、H2、H3、H4、H5)，一个量化器(15、57)，一个从调制器量化输出到至少一个积分器输入间的负反馈(21、22、23、24、58)，一个检测调制器不稳定状态的装置(25、59)，及恢复调制器稳定操作的装置，所述∑ΔA/D转换器的其特征在于：在恢复调制器稳定操作的装置中包含临时将所述反馈值向恢复稳定操作的方向改变的装置(22、23、58)。
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