CN114938140A - 一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC‑DC变换器，其特征在于，包括电池侧电压源、第一电感、第二电感、第一漏感、第一变压器的第一绕组、第一变压器的第二绕组、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开光管、第一电容、高压侧母线电压源、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第二电容、第三电容、第二变压器的第一绕组以及第二变压器的第二绕组。本发明适用于新能源汽车,具有高VCR、无纹波、宽零电压开关范围和简单控制的优点。

Description

一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器。

背景技术

如今，能够储存和输送能量的电池成为不间断电源、新能源汽车和微电网不可或缺的组成部分。然而，电池成本在储能***总成本中占比较大，因此，延长电池寿命以节省电池成本至关重要。

电流纹波对电池性能下降有长期影响，高频电流纹波会导致钝化膜的形成增加。作为电池与普通直流母线交互接口的双向直流-直流转换器(BDC)应进行专门设计。电池单元的额定电压通常较低，通常必须应用串联连接以增加额定电压，而可靠性会降低。普通直流母线的额定电压高达400-800V，高电压转换比(VCR)的特性应该包含在电池充电/放电BDC中。VCR高的BDC主要分为隔离BDC和非隔离BDC。对于隔离式BDC，缺点是电流纹波大、稳压能力有限、控制算法复杂。与隔离式BDC相比，非隔离式BDC具有成本更低、功率密度更高、调制方案更简单等优点。降压/升压转换器是最常见的非隔离式BDC，但是由于二极管反向恢复效应，在实践中无法实现高VCR。

发明内容

本发明的主要目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，具有高VCR、无纹波、宽零电压开关范围和简单控制的优点。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，包括电池侧电压源U_L、第一电感L₁、第二电感L₂、第一漏感L_r、第一变压器的第一绕组L_1k、第一变压器的第二绕组L_2k、第一开关管Q_1u、第二开关管Q_2u、第三开关管Q_1d、第四开关管Q_2d、第一电容C_c、高压侧母线电压源U_H、第五开关管S_1u、第六开关管S_2u、第七开关管S_1d、第八开关管S_2d、第二电容C_u、第三电容C_d、第二变压器的第一绕组L_3k以及第二变压器的第二绕组L_4k；

电池侧电压源U_L的正极和第一电感以及第二电感的正极相连，电池侧电压源U_L的负极和第三开关管Q_1d的源极相连；

第一电感L₁的负极和第一漏感L_r的同负极相连，第二电感L₂的负极和第四开关管Q_2d的漏极相连；

第一变压器的第一绕组L_1k的同名端和第一漏感L_r的正极相连，第一变压器的第一绕组L_1k的异名端和第一变压器的第二绕组L_2k的同名端相连，第一变压器的第二绕组L_2k的异名端和第二开关管Q_2u的源极相连；

第三开关管Q_1d的漏极和第一开关管Q_1u的源极相连，第四开关管Q2d的源极和第三开关管Q1d的源极相连；

第一开关管Q_1u的源极和第三开关管Q_1d的漏极相连，第一开关管Q_1u的漏极和第二开关管Q_2u的漏极相连，第二开关管Q_2u的源极和第四开关管Q_2d的漏极相连；

第一电容C_c的正极和第二开关管Q_2u的漏极相连，第一电容C_c的负极和第四开关管Q_2d的源极相连；

高电压侧母线电压源U_H的负极和第一电容C_c的负极相连，高电压侧母线电压源U_H的正极和第六开关管S_2u的漏极相连；

第五开关管S_1u的漏极和第六开关管S_2u的漏极相连，第五开关管S_1u的源极和第七开关管S_1d的漏极相连；

第六开关管S_2u的源极和第八开关管S_2d的漏极相连；

第七开关管S_1d的源极和第八开关管S_2d的源极相连；

第二电容C_u的正极和第六开关管S_2u的漏极相连，第二电容C_u的负极和第三电容C_d的正极相连，第三电容C_d的负极和第一电容C_c的正极相连；

第二变压器的第一绕组L_3k的异名端和第五开关管S_1u的源极相连，第二变压器的第一绕组L_3k的同名端和第二变压器的第二绕组L_4k同名端相连，第二变压器的第二绕组L_4k的异名端和第二电容C_u的负极相连。

进一步的，第一开关管Q_1u和第三开关管Q_1d、第二开关管Q_2u和第四开关管Q_2d、第五开关管S_1u和第七开关管S_1d、第六开关管S_2u和第八开关管S_2d以固定的0.5占空比进行互补调制；

第一开关管Q_1u的驱动信号比第二开关管Q_2u的驱动信号滞后180°，同时，第六开关管S_2u的驱动信号比第五开关管S_1u的驱动信号滞后D，Q_1u的驱动信号比S_2u的驱动信号滞后

其中，D为占空比，

为移相角。

进一步的，宽电压范围双向DC-DC变换器整个工作周期分为12个阶段，由于驱动信号对称，分析上半工作周期，即阶段t₀-t₁、t₁-t₂、t₂-t₃、t₃-t₄、t₄-t₅以及t₅-t₆。

进一步的，阶段t₀-t₁具体为：

在t₀之前，第七开关管S_1d和第八开关管S_2d开通，C_c的电压为U_c，C_u和C_d的电压为(U_H-U_c)/2；

在t₀时刻，第一开关管Q_1u和第四开关管Q_2dZVS开通，此时，u_ab＝+U_C，u_ef＝-(U_H-U_c)/2，u_eg＝0；

由于变压器的匝数比为N，v_cd＝-(U_H-U_c)/2N，i_L1开始线性减少，i_L2开始线性增加，由于交错调制，在电池侧实现无纹波；

其中，v_cd为第一变压器的两端电压，i_L1为流过第一电感L₁的电流，i_L2为流过第二电感L₂的电流。

进一步的，阶段t₁-t₂具体为：

第八开关管S_2d关闭，电流i_g与i_f之和对第八开关管S_2d的结电容充电并对第六开关管S_2u的结电容放电，直到第六开关管S_2u的漏源电压衰减为零；

第六开关管S_2u的二极管将导通以满足下一级的软开关条件；第六开关管S_2u的软开关条件表示为：

i_g(t₁)+i_f(t₁)＜0

其中，i_g为流过第二变压器的第一绕组L_3k的电流，i_f为流过第二变压器的第二绕组L_4k的电流。

进一步的，阶段t₂-t₃具体为：

在t₂时刻，第六开关管S_2uZVS开通，u_ab＝+U_c仍成立，u_ef＝(U_H-U_c)/2，u_eg＝U_H-U_c，因此v_cd＝3(U_H-U_c)/2N；

当前的电流i_Lr表示为：

其中，i_Lr为流过第一漏感L_r的电流。

进一步的，阶段t₃-t₄具体为：

第七开关管S_1d关闭，电流i_g对第七开关管S_1d的结电容充电，并对第五开关管S_1u的结电容放电，直到第五开关管S_1u的漏源电压衰减为零；

第五开关管S_1u的二极管将导通以满足下一级的软开关条件；第五开关管S_1u的软开关条件表示为：

i_g(t₃)＞0。

进一步的，阶段t₄-t₅具体为：

在t₂时刻，第五开关管S_1uZVS开通，u_ab＝+U_c仍成立，u_ef＝(U_H-U_c)/2仍成立，u_eg＝0，因此v_cd＝(U_H-U_c)/2N；

当前的电流i_Lr表示为：

进一步的，阶段t₅-t₆具体为：

第一开关管Q_1u和第四开关管Q_2d关闭，电流i_L1与i_Lr之和对第一开关管Q_1u的结电容充电，并对第三开关管Q_1d的结电容放电，直到第三开关管Q_1d的漏源电压衰减为零；

电流i_L2和i_Lr的差值对第四开关管Q_2d的结电容充电，并对第二开关管Q_2u的结电容放电，直到第二开关管Q_2u的漏源电压衰减为零；

第三开关管Q_1d和第二开关管Q_2u的二极管将被导通以满足下一阶段的软开关条件；第三开关管Q_1d和第二开关管Q_2u的软开关条件表示为：

进一步的，采用Vol-Second平衡控制法，零电压启动电流条件与两侧电压D、

和N相关，且零电压启动电流条件表达式含有变量U_ub；

U_ub设置为零，则漏电感两端半周期的伏秒区域面积相等，推导出第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的软开关条件，进一步推导出第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的软开关条件；

占空比D与两侧电压的关系计算为：

其中，Gain是宽电压范围双向DC-DC变换器的电压增益，等于U_H/U_L；

根据占空比D和移相角

宽电压范围双向DC-DC变换器包括4种工况，具体为：

工况一，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

工况二，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

工况三，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

工况四，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

1、本发明提出了一种新颖的非隔离BT-BDC和相应的控制律，具有高VCR、无纹波、宽零电压开关(ZVS)范围和简单控制等特点；尽管电池电压和功率流变化，电池侧开关仍以固定的50％占空比进行调制；由于交错技术，电池侧电流纹波可以保持为零，控制变量被解耦；由于通过电池侧电压获得可变占空比，而功率流可以通过相移角来调节，使本发明非常简单且易于实现；由于两个全桥电路的串联，可以同时实现高VCR和降低开关中的电压应力。

附图说明

图1是本发明的电路图；

图2是实施例中

情况下的典型调制波形图；

图3是Vol-Second平衡控制法物理波形图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，本发明，一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，包括电池侧电压源U_L、第一电感L₁、第二电感L₂、第一漏感L_r、第一变压器的第一绕组L_1k、第一变压器的第二绕组L_2k、第一开关管Q_1u、第二开关管Q_2u、第三开关管Q_1d、第四开关管Q_2d、第一电容C_c、高压侧母线电压源U_H、第五开关管S_1u、第六开关管S_2u、第七开关管S_1d、第八开关管S_2d、第二电容C_u、第三电容C_d、第二变压器的第一绕组L_3k以及第二变压器的第二绕组L_4k；

电池侧电压源U_L的正极和第一电感以及第二电感的正极相连，电池侧电压源U_L的负极和第三开关管Q_1d的源极相连；

第一电感L₁的负极和第一漏感L_r的同负极相连，第二电感L₂的负极和第四开关管Q_2d的漏极相连；

第一变压器的第一绕组L_1k的同名端和第一漏感L_r的正极相连，第一变压器的第一绕组L_1k的异名端和第一变压器的第二绕组L_2k的同名端相连，第一变压器的第二绕组L_2k的异名端和第二开关管Q_2u的源极相连；

第三开关管Q_1d的漏极和第一开关管Q_1u的源极相连，第四开关管Q2d的源极和第三开关管Q1d的源极相连；

第一开关管Q_1u的源极和第三开关管Q_1d的漏极相连，第一开关管Q_1u的漏极和第二开关管Q_2u的漏极相连，第二开关管Q_2u的源极和第四开关管Q_2d的漏极相连；

第一电容C_c的正极和第二开关管Q_2u的漏极相连，第一电容C_c的负极和第四开关管Q_2d的源极相连；

高电压侧母线电压源U_H的负极和第一电容C_c的负极相连，高电压侧母线电压源U_H的正极和第六开关管S_2u的漏极相连；

第五开关管S_1u的漏极和第六开关管S_2u的漏极相连，第五开关管S_1u的源极和第七开关管S_1d的漏极相连；

第六开关管S_2u的源极和第八开关管S_2d的漏极相连；

第七开关管S_1d的源极和第八开关管S_2d的源极相连；

第二电容C_u的正极和第六开关管S_2u的漏极相连，第二电容C_u的负极和第三电容C_d的正极相连，第三电容C_d的负极和第一电容C_c的正极相连。

第二变压器的第一绕组L_3k的异名端和第五开关管S_1u的源极相连，第二变压器的第一绕组L_3k的同名端和第二变压器的第二绕组L_4k同名端相连，第二变压器的第二绕组L_4k的异名端和第二电容C_u的负极相连。

Q_1u和Q_1d、Q_2u和Q_2d、S_1u和S_1d、S_2u和S_2d以固定的0.5占空比进行互补调制。Q_1u的驱动信号比Q_2u的驱动信号滞后180°。同时，S_2u的驱动信号比S_1u的驱动信号滞后D，Q_1u的驱动信号比S_2u的驱动信号滞后φ。整个工作周期分为12个阶段，由于驱动信号对称，只能在t0到t6的半周期内分析操作阶段。

其中，D为占空比，

为移相角。

如图2所示，阶段I(t₀-t₁)：

在t₀之前，S_1d和S_2d开通，C_c的电压为U_c，C_u和C_d的电压为(U_H-U_c)/2；

在t₀时刻，Q_1u和Q_2d通过ZVS开通。u_ab＝+U_C，u_ef＝-(U_H-U_c)/2，u_eg＝0。

由于变压器的匝数比为N，v_cd＝-(U_H-U_c)/2N。i_L1开始线性减少，i_L2开始线性增加。因此，由于交错调制，可以在电池侧实现无纹波。

其中v_cd为如图1所示的点c和点d之间的电压(第一变压器的两端电压)。i_L1为流过第一电感L₁的电流。i_L2为流过第二电感L₂的电流。

阶段II(t₁-t₂)：

S_2d关闭，电流i_g与i_f之和对S_2d的结电容充电并对S_2u的结电容放电，直到S_2u的漏源电压衰减为零。然后，S_2u的二极管将导通以满足下一级的软开关条件。由于结电容的电容相对较小，可以忽略充电和放电过程以简化软开关分析。因此，S_2u的软开关条件可以表示为：

i_g(t₁)+i_f(t₁)＜0

其中，i_g为流过第二变压器的第一绕组L_3k的电流，i_f为流过第二变压器的第二绕组L_4k的电流。

第三阶段(t₂-t₃)：

在t₂时刻，S_2u ZVS开通。u_ab＝+U_c仍成立，u_ef＝(U_H-U_c)/2，u_eg＝U_H-U_c。因此，v_cd＝3(U_H-U_c)/2N。因此，当前的电流i_Lr可以表示为：

其中，i_Lr为流过第一漏感L_r的电流。

第四阶段(t₃-t₄)：

S_1d关闭，电流i_g对S_1d的结电容充电，并对S_1u的结电容放电，直到S_1u的漏源电压衰减为零。

然后，S_1u的二极管将导通以满足下一级的软开关条件。因此，S_1u的软开关条件可以表示为：

i_g(t₃)＞0

第五阶段(t₄-t₅)：

在t₂时刻，S_1u ZVS开通。u_ab＝于+U_c仍然成立，u_ef＝(U_H-U_c)/2仍然成立，u_eg＝0。因此，v_cd＝(U_H-U_c)/2N。因此，电流i_Lr可以表示为：

第六阶段(t₅-t₆)：Q_1u和Q_2d关闭。电流i_L1与i_Lr之和对Q_1u的结电容充电，并对Q_1d的结电容放电，直到Q_1d的漏源电压衰减为零。此外，电流i_L2和i_Lr的差值对Q_2d的结电容充电，并对Q_2u的结电容放电，直到Q_2u的漏源电压衰减为零。然后，Q_1d和Q_2u的二极管将被导通以满足下一阶段的软开关条件。因此，Q_1d和Q_2u的软开关条件可以表示为：

在本实施例中，采用Vol-Second平衡控制法。零电压启动(ZVS，ZVS即表示零电压开通，又称软开关)电流条件与两侧电压D、

和N相关。解析式关系较为复杂，如下表1所示。但所有这些解析表达式有相同的变量U_ub。

如果U_ub设置为零，则漏电感两端半周期的伏秒区域面积相等。尽管存在其他变量，但始终可以获得S_2u和S_2d的软开关条件。同时，可以进一步推导出S_1u和S_1d的软开关条件。所提出的Vol-Second平衡控制法的物理波形如图3所示，其中SI和SII是半周期的伏秒区域；SI和SII的计算公式为：

基于半周的伏秒平衡(SI＝SII)，占空比D与两侧电压的关系可以计算为：

其中Gain是BT-BDC的电压增益，等于U_H/U_L。、

如下表1所示，为推导出的4种工况下的ZVS解析式。

表1

根据的Vol-Second控制法，表1中ZVS电流条件的解析表达式可以进一步简化，如下表2所示。由下表2可知，S_2u和S_2d的ZVS在所提出的控制下是恒成立的，并且S_1u和S_1d在四种情况下的ZVS条件都依赖于D和

传输的功率P由P_n归一化，即

在本实施例中，匝数比N设置为3，在所提出的无纹波BT-BDC中可以获得所有开关的ZVS。

表2

本发明的原理是：在电池方面，尽管电池电压和传输功率发生变化，但通过两相交错技术，电流纹波可以保持为零。通过串联，可以有效地实现高电压转换比和降低开关的电压应力。为避免其固有饱和，内置变压器技术只能允许使用较小尺寸的磁性元件。使用所提出的Vol-Second平衡控制法，控制变量可以解耦。占空比由电池侧电压固定，而传输功率可以通过相移角单调调节。理论推导表明，通过适当的参数设计，所有开关都可以实现软开关。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，包括电池侧电压源U_L、第一电感L₁、第二电感L₂、第一漏感L_r、第一变压器的第一绕组L_1k、第一变压器的第二绕组L_2k、第一开关管Q_1u、第二开关管Q_2u、第三开关管Q_1d、第四开关管Q_2d、第一电容C_c、高压侧母线电压源U_H、第五开关管S_1u、第六开关管S_2u、第七开关管S_1d、第八开关管S_2d、第二电容C_u、第三电容C_d、第二变压器的第一绕组L_3k以及第二变压器的第二绕组L_4k；

电池侧电压源U_L的正极和第一电感以及第二电感的正极相连，电池侧电压源U_L的负极和第三开关管Q_1d的源极相连；

第一电感L₁的负极和第一漏感L_r的同负极相连，第二电感L₂的负极和第四开关管Q_2d的漏极相连；

第一变压器的第一绕组L_1k的同名端和第一漏感L_r的正极相连，第一变压器的第一绕组L_1k的异名端和第一变压器的第二绕组L_2k的同名端相连，第一变压器的第二绕组L_2k的异名端和第二开关管Q_2u的源极相连；

第三开关管Q_1d的漏极和第一开关管Q_1u的源极相连，第四开关管Q2d的源极和第三开关管Q1d的源极相连；

第一开关管Q_1u的源极和第三开关管Q_1d的漏极相连，第一开关管Q_1u的漏极和第二开关管Q_2u的漏极相连，第二开关管Q_2u的源极和第四开关管Q_2d的漏极相连；

第一电容C_c的正极和第二开关管Q_2u的漏极相连，第一电容C_c的负极和第四开关管Q_2d的源极相连；

高电压侧母线电压源U_H的负极和第一电容C_c的负极相连，高电压侧母线电压源U_H的正极和第六开关管S_2u的漏极相连；

第五开关管S_1u的漏极和第六开关管S_2u的漏极相连，第五开关管S_1u的源极和第七开关管S_1d的漏极相连；

第六开关管S_2u的源极和第八开关管S_2d的漏极相连；

第七开关管S_1d的源极和第八开关管S_2d的源极相连；

第二电容C_u的正极和第六开关管S_2u的漏极相连，第二电容C_u的负极和第三电容C_d的正极相连，第三电容C_d的负极和第一电容C_c的正极相连；

第二变压器的第一绕组L_3k的异名端和第五开关管S_1u的源极相连，第二变压器的第一绕组L_3k的同名端和第二变压器的第二绕组L_4k同名端相连，第二变压器的第二绕组L_4k的异名端和第二电容C_u的负极相连。

2.根据权利要求1所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，第一开关管Q_1u和第三开关管Q_1d、第二开关管Q_2u和第四开关管Q_2d、第五开关管S_1u和第七开关管S_1d、第六开关管S_2u和第八开关管S_2d以固定的0.5占空比进行互补调制；

第一开关管Q_1u的驱动信号比第二开关管Q_2u的驱动信号滞后180°，同时，第六开关管S_2u的驱动信号比第五开关管S_1u的驱动信号滞后D，Q_1u的驱动信号比S_2u的驱动信号滞后

其中，D为占空比，

为移相角。

3.根据权利要求1所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，宽电压范围双向DC-DC变换器整个工作周期分为12个阶段，由于驱动信号对称，分析上半工作周期，即阶段t₀-t₁、t₁-t₂、t₂-t₃、t₃-t₄、t₄-t₅以及t₅-t₆。

4.根据权利要求3所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，阶段t₀-t₁具体为：

在t₀之前，第七开关管S_1d和第八开关管S_2d开通，C_c的电压为U_c，C_u和C_d的电压为(U_H-U_c)/2；

在t₀时刻，第一开关管Q_1u和第四开关管Q_2dZVS开通，此时，u_ab＝+U_C，u_ef＝-(U_H-U_c)/2，u_eg＝0；

由于变压器的匝数比为N，v_cd＝-(U_H-U_c)/2N，i_L1开始线性减少，i_L2开始线性增加，由于交错调制，在电池侧实现无纹波；

其中，v_cd为第一变压器的两端电压，i_L1为流过第一电感L₁的电流，i_L2为流过第二电感L₂的电流。

5.根据权利要求3所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，阶段t₁-t₂具体为：

第八开关管S_2d关闭，电流i_g与i_f之和对第八开关管S_2d的结电容充电并对第六开关管S_2u的结电容放电，直到第六开关管S_2u的漏源电压衰减为零；

第六开关管S_2u的二极管将导通以满足下一级的软开关条件；第六开关管S_2u的软开关条件表示为：

i_g(t₁)+i_f(t₁)＜0

其中，i_g为流过第二变压器的第一绕组L_3k的电流，i_f为流过第二变压器的第二绕组L_4k的电流。

6.根据权利要求3所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，阶段t₂-t₃具体为：

在t₂时刻，第六开关管S_2uZVS开通，u_ab＝+U_c仍成立，u_ef＝(U_H-U_c)/2，u_eg＝U_H-U_c，因此v_cd＝3(U_H-U_c)/2N；

当前的电流i_Lr表示为：

其中，i_Lr为流过第一漏感L_r的电流。

7.根据权利要求3所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，阶段t₃-t₄具体为：

第七开关管S_1d关闭，电流i_g对第七开关管S_1d的结电容充电，并对第五开关管S_1u的结电容放电，直到第五开关管S_1u的漏源电压衰减为零；

第五开关管S_1u的二极管将导通以满足下一级的软开关条件；第五开关管S_1u的软开关条件表示为：

i_g(t₃)＞0。

8.根据权利要求3所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，阶段t₄-t₅具体为：

在t₂时刻，第五开关管S_1uZVS开通，u_ab＝+U_c仍成立，u_ef＝(U_H-U_c)/2仍成立，u_eg＝0，因此v_cd＝(U_H-U_c)/2N；

当前的电流i_Lr表示为：

9.根据权利要求3所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，阶段t₅-t₆具体为：

第一开关管Q_1u和第四开关管Q_2d关闭，电流i_L1与i_Lr之和对第一开关管Q_1u的结电容充电，并对第三开关管Q_1d的结电容放电，直到第三开关管Q_1d的漏源电压衰减为零；

电流i_L2和i_Lr的差值对第四开关管Q_2d的结电容充电，并对第二开关管Q_2u的结电容放电，直到第二开关管Q_2u的漏源电压衰减为零；

第三开关管Q_1d和第二开关管Q_2u的二极管将被导通以满足下一阶段的软开关条件；第三开关管Q_1d和第二开关管Q_2u的软开关条件表示为：

10.根据权利要求1所述的一种适用于新能源汽车的宽电压范围双向DC-DC变换器，其特征在于，采用Vol-Second平衡控制法，零电压启动电流条件与两侧电压D、

和N相关，且零电压启动电流条件表达式含有变量U_ub；

U_ub设置为零，则漏电感两端半周期的伏秒区域面积相等，推导出第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的软开关条件，进一步推导出第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的软开关条件；

占空比D与两侧电压的关系计算为：

其中，Gain是宽电压范围双向DC-DC变换器的电压增益，等于U_H/U_L；

根据占空比D和移相角

宽电压范围双向DC-DC变换器包括4种工况，具体为：

工况一，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

工况二，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

工况三，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

工况四，

第五开关管S_1u和第七开关管S_1d的ZVS条件为：

第六开关管S_2u和第八开关管S_2d的ZVS条件为：

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