CN110061627A

CN110061627A - 一种适用于储能***的高增益双向dc/dc变换器

Info

Publication number: CN110061627A
Application number: CN201910405861.0A
Authority: CN
Inventors: 曾君; 严志星; 刘俊峰; 林尉杰
Original assignee: South China University of Technology SCUT
Current assignee: South China University of Technology SCUT
Priority date: 2019-05-15
Filing date: 2019-05-15
Publication date: 2019-07-26

Abstract

本发明公开了一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，包括第一、二直流电源，第一、二电感，第一、二、三、四、五、六、七、八开关管，第一、二、三电容，变压器；第一直流电源与第一、二电感连接；第一电感与第一、二开关管，变压器连接；第二电感与第三、四开关管、变压器连接；第一开关管与第三开关管、第一电容连接；第二开关管与第四开关管、第一电容连接；变压器与第五、六、七开关管连接；变压器与第八开关管，第二、三电容连接；第七开关管与第八开关管连接；第五开关管与第二电容、第二直流电源连接；第六开关管与第三电容、第二直流电源连接。本发明具有高电压增益、低电流纹波、宽电压范围的优点。

Description

一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器

技术领域

本发明涉及直流高增益双向变换的技术领域，尤其涉及一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，属于电力电子领域的高频开关电源方向。

背景技术

我国的可再生新能源已经进入了快速发展期，基于储能***和光伏发电、风力发电等新能源发电***构成的直流微电网受到了越来越多学者的关注。光伏发电、风力发电等可再生能源发电具有发电时间、发电量的随机性，而这些随机性，会对接入大电网造成冲击，故在直流微网中必须具有储能***，来实现对可再生能源的削峰填谷。由于直流微网中的直流母线电压通常为400V或以上，储能元件的电压额定值一般较低，而且储能单元串联降低了可靠性，因此需要具有高电压增益的DC/DC变换器。而传统的隔离式双向全桥DC/DC变换器单依靠调整变压器匝比实现高增益，具有电压可变范围窄、储能侧电流纹波大以及控制复杂的缺点。有学者提出隔离式电流型双向DC/DC变换器，拓宽了电压范围和通过交错的方式减少了电流纹波，但是其在控制上依旧存在多个控制变量耦合导致控制复杂的问题。因此研究适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器对直流微电网中的储能***有重要意义。

发明内容

本发明的目的在于针对现有的适用于储能***的隔离式双向DC/DC变换器不能实现宽电压范围软开关、电流纹波大、多个控制变量耦合导致控制复杂的问题，提出了一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，包括有第一直流电源，第一电感，第二电感，第一开关管及其反并联二极管和寄生电容，第二开关管及其反并联二极管和寄生电容，第三开关管及其反并联二极管和寄生电容，第四开关管及其反并联二极管和寄生电容，第一电容，变压器及其原边串联的等效同名端漏感和副边并联的励感，第五开关管及其反并联二极管和寄生电容，第六开关管及其反并联二极管和寄生电容，第七开关管及其反并联二极管和寄生电容，第八开关管及其反并联二极管和寄生电容，第二电容，第三电容，第二直流电源；其中，所述第一直流电源的正极分别与第一电感的一端、第二电感的一端连接，所述第一电感的另一端分别与第一开关管的源极、第二开关管的漏极、变压器原边串联的等效同名端漏感连接，所述第二电感的另一端分别与第三开关管的源极、第四开关管的漏极、变压器原边的异名端连接，所述第一开关管的漏极分别与第三开关管的漏极、第一电容的正极连接，所述第二开关管的源极分别与第四开关管的源极、第一电容的负极连接，所述变压器副边的同名端分别与第五开关管的源极、第六开关管的漏极、第七开关管的漏极连接，所述变压器副边的异名端分别与第八开关管的漏极、第二电容的负极、第三电容的正极连接，所述第七开关管的源极与第八开关管的源极连接，所述第五开关管的漏极分别与第二电容的正极、第二直流电源的正极连接，所述第六开关管的源极分别与第三电容的负极、第二直流电源的负极连接。

进一步，所述第一开关管和第二开关管、第三开关管和第四开关管、第五开关管和第七开关管、第六开关管和第八开关管分别互补导通，且所述第一开关管和第四开关管、第五开关管和第六开关管相位相差180°，所述第一开关管和第五开关管的相位差为移相角且在-90°到90°之间，所述第二开关管、第四开关管、第七开关管、第八开关管的占空比D相同且大于0.5。

进一步，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管为具有逆导特性的功率开关管。

进一步，所述变压器原副边的匝比为n:1，其中n为变压器的原边匝数除以副边匝数商。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

1、电压稳态增益为可以通过合理地调节变压器的匝比，使得变换器可以具有所需的高电压增益。

2、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管均可实现零电压开通，可以减少开关损耗和电磁干扰。

3、第七开关管和第八开关管的电压应力仅为第二直流电源的一半，不仅降低了电路的成本，而且适用于高电压的场合。

4、第一电感和第二电感的电流交错，可以使第一直流电源的电流源纹波减少，提高作为第一直流电源的储能电池的使用寿命。

附图说明

图1为本发明的适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器的电路图。

图2为电路在一个开关周期中主要元件的电压电流波形图。

图3a为电路在一个开关周期内的电路模态图之一。

图3b为电路在一个开关周期内的电路模态图之二。

图3c为电路在一个开关周期内的电路模态图之三。

图3d为电路在一个开关周期内的电路模态图之四。

图3e为电路在一个开关周期内的电路模态图之五。

图3f为电路在一个开关周期内的电路模态图之六。

图3g为电路在一个开关周期内的电路模态图之七。

图3h为电路在一个开关周期内的电路模态图之八。

图3i为电路在一个开关周期内的电路模态图之九。

图3j为电路在一个开关周期内的电路模态图之十。

具体实施方式

下面结合具体实施案例对本发明适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器作进一步说明。

参见图1所示，本实施案例所提供的适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，包含有第一直流电源V₁，第一电感L₁，第二电感L₂，第一开关管Q_1a及其反并联二极管D_1a和寄生电容C_1a，第二开关管Q₁及其反并联二极管D₁和寄生电容C₁，第三开关管Q_2a及其反并联二极管D_2a和寄生电容C_2a，第四开关管Q₂及其反并联二极管D₂和寄生电容C₂，第一电容C_C，变压器T及其原边串联的等效同名端漏感L_r和副边并联的励感L_m，第五开关管S₁及其反并联二极管D_s1和寄生电容C_s1，第六开关管S₂及其反并联二极管D_s2和寄生电容C_s2，第七开关管S₃及其反并联二极管D_s3和寄生电容C_s3，第八开关管S₄及其反并联二极管D_s4和寄生电容C_s4，第二电容C_u，第三电容C_d，第二直流电源V₂；其中，所述第一直流电源V₁的正极分别与第一电感L₁的一端、第二电感L₂的一端连接，第一电感L₁的另一端分别与第一开关管Q_1a的源极、第二开关管Q₁的漏极、变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r连接，第二电感L₂的另一端分别与第三开关管Q_2a的源极、第四开关管Q₂的漏极、变压器T原边的异名端连接，第一开关管Q_1a的漏极分别与第三开关管Q_2a的漏极、第一电容C_C的正极连接，第二开关管Q₁的源极分别与第四开关管Q₂的源极、第一电容C_C的负极连接，变压器T副边的同名端分别与第五开关管S₁的源极、第六开关管S₂的漏极、第七开关管S₃的漏极连接，变压器T副边的异名端分别与第八开关管S₄的漏极、第二电容C_u的负极、第三电容C_d的正极连接，第七开关管S₃的源极与第八开关管S₄的源极连接，第五开关管S₁的漏极分别与第二电容C_u的正极、第二直流电源V₂的正极连接，第六开关管S₂的源极分别与第三电容C_d的负极、第二直流电源V₂的负极连接。

本实施例上述适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器的具体情况如下：

1)模态分析

图2绘制出电路稳定工作情况下的主要元件波形图。

下面将结合图3a至图3j对电路的工作状态进行详细的分析：

a.阶段θ₀之前如图3a，此阶段第二开关管Q₁、第三开关管Q_2a、第六开关管S₂和第七开关管S₃在驱动信号的作用下维持导通状态；第一开关管Q_1a、第四开关管Q₂、第五开关管S₁和第八开关管S₄在驱动信号的作用下维持关断状态；变压器T原边电压被第一电容C_C箝位为-V_C；变压器T副边电压被第三电容C_d箝位为-V₂/2；变压器T副边并联的励感L_m的电流i_Lm由负变为正；变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr维持不变；功率从第一电源V₁传输到第二电源V₂；当第三开关管Q_2a的驱动信号消失时，此阶段结束。

b.阶段θ₀～θ₁如图3b，此阶段第三开关管Q_2a在驱动信号的作用下关断；第二电感L₂的电流i_L2和变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr给第三开关管Q_2a的寄生电容C_2a充电，同时给第四开关管Q₂的寄生电容C₂放电，直到第四开关管Q₂的反并联二极管D₂导通；当第四开关管Q₂的驱动信号到来时，此阶段结束。

c.阶段θ₁～θ₂如图3c，此阶段第四开关管Q₂在驱动信号的作用下实现零电压导通；变压器T原边电压由-V_C变为0；变压器T副边电压被第三电容C_d箝位维持在-V₂/2；变压器T副边并联的励感L_m的电流i_Lm持续上升；变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr上升；当第六开关管S₂的驱动信号消失时，此阶段结束。在这阶段，变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr表达式为：

d.阶段θ₂～θ₃如图3d，此阶段第六开关管S₂在驱动信号的作用下关断；变压器T副边并联的励感L_m的电流i_Lm给第六开关管S₂的寄生电容C_s2充电，同时给第八开关管S₄的寄生电容C_s4放电，直到第八开关管S₄的反并联二极管D_s4导通；当第八开关管S₄的驱动信号到来时，此阶段结束。

e.阶段θ₃～θ₄如图3e，此阶段第八开关管S₄在驱动信号的作用下实现零电压导通；变压器T原边电压维持为0；变压器T副边电压为由-V₂/2变为0；变压器T副边并联的励感L_m的电流i_Lm维持不变；变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr为0；当第二开关管Q₁的驱动信号消失时，此阶段结束。在这阶段，变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr表达式为：

i_Lr(θ)＝0(θ₂＜θ≤θ₄) (2)

f.阶段θ₄～θ₅如图3f，此阶段第二开关管Q₁在驱动信号的作用下关断；第一电感L₁的电流i_L1和变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr给第二开关管Q₁的寄生电容C₁充电，同时给第一开关管Q_1a的寄生电容C_1a放电，直到第一开关管Q_1a的反并联二极管D_1a导通；当第一开关管Q_1a的驱动信号到来时，此阶段结束。

g.阶段θ₅～θ₆如图3g，此阶段第一开关管Q_1a在驱动信号的作用下实现零电压导通；变压器T原边电压被第一电容C_C箝位由0变为V_C；变压器T副边电压维持为0；变压器T副边并联的励感L_m的电流i_Lm维持不变；变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr上升；当第七开关管S₃的驱动信号消失时，此阶段结束。在这阶段，变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr表达式为：

h.阶段θ₆～θ₇如图3h，此阶段第七开关管S₃在驱动信号的作用下关断；变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr等效到副边给第七开关管S₃的寄生电容C_s3充电，同时给第五开关管S₁的寄生电容C_s1放电，直到第五开关管S₁的反并联二极管D_s1导通；当第五开关管S₁的驱动信号到来时，此阶段结束。

i.阶段θ₇～θ₈如图3i，此阶段第五开关管S₁在驱动信号的作用下实现零电压导通；变压器T原边电压被第一电容C_C箝位为V_C；变压器T副边电压被第三电容C_d箝位由0变为V₂/2；变压器T副边并联的励感L_m的电流i_Lm由正变为负；变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr维持不变；功率从第一电源V₁传输到第二电源V₂；当第一开关管Q_1a的驱动信号消失时，此阶段结束。在这阶段，变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr表达式为：

i_Lr(θ)＝i_Lr(θ₆)(θ₆＜θ≤θ₈) (4)

j.阶段θ₈之后如图3j，此阶段第一开关管Q_1a在驱动信号的作用下关断；第一电感L₁的电流i_L1和变压器T原边串联的等效同名端漏感L_r的电流i_Lr给第一开关管Q_1a的寄生电容C_1a充电，同时给第二开关管Q₁的寄生电容C₁放电，直到第二开关管Q₁的反并联二极管D₁导通。

由于原副边结构都是对称的，所以在此之后的后半个周期将循环，剩余的状态将不再详细描述。

2)稳态增益

在交错并联Boost电路的作用下，变压器T原边电压幅值u_ab为：

副边为T型中点箝位电路，所以其电压幅值u_cd为：

由于变压器T的变比为n，而拓扑具有变压器两侧电压匹配的作用，所以有：

u_ab＝nu_cd (7)

根据(5)、(6)、(7)式可得，其稳态增益M为：

3)第一电源V₁的电流纹波

由于第一电感L₁和第二电感L₂参数一致，采用交错并联的对称双Boost拓扑，所以第一电感L₁和第二电感L₂的实时电流波形为相位相差180°的两个波形。下面以第二电感L₂为例子，其平均电流有效值为：

当第四开关管Q₂导通时，第二电感L₂的电压被第一电源V₁箝位，电流开始上升，在此期间，第二电感L₂电流的瞬时值为：

当第四开关管Q₂关断时，第二电感L₂两侧的电压为-V₁，电流开始下降，在此期间，第二电感L₂电流的瞬时值为：

由伏秒平衡原理可得，第一电感L₁和第二电感L₂的电流纹波Δi_L1、Δi_L2和总输入的电流纹波Δi为：

其中T_s为开关周期。

由此可以发现，当D为0.5时，总输入电流的电流纹波为0。当D不为0.5时，其输入电流纹波频率为开关频率的2倍，且幅值比单电感型的升压变换器要小得多，能对第一电源V₁侧的储能元件寿命起到非常好的保护作用。

以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims

1.一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，其特征在于：包括有第一直流电源(V₁)，第一电感(L₁)，第二电感(L₂)，第一开关管(Q_1a)及其反并联二极管(D_1a)和寄生电容(C_1a)，第二开关管(Q₁)及其反并联二极管(D₁)和寄生电容(C₁)，第三开关管(Q_2a)及其反并联二极管(D_2a)和寄生电容(C_2a)，第四开关管(Q₂)及其反并联二极管(D₂)和寄生电容(C₂)，第一电容(C_C)，变压器(T)及其原边串联的等效同名端漏感(L_r)和副边并联的励感(L_m)，第五开关管(S₁)及其反并联二极管(D_s1)和寄生电容(C_s1)，第六开关管(S₂)及其反并联二极管(D_s2)和寄生电容(C_s2)，第七开关管(S₃)及其反并联二极管(D_s3)和寄生电容(C_s3)，第八开关管(S₄)及其反并联二极管(D_s4)和寄生电容(C_s4)，第二电容(C_u)，第三电容(C_d)，第二直流电源(V₂)；其中，所述第一直流电源(V₁)的正极分别与第一电感(L₁)的一端、第二电感(L₂)的一端连接，所述第一电感(L₁)的另一端分别与第一开关管(Q_1a)的源极、第二开关管(Q₁)的漏极、变压器(T)原边串联的等效同名端漏感(L_r)连接，所述第二电感(L₂)的另一端分别与第三开关管(Q_2a)的源极、第四开关管(Q₂)的漏极、变压器(T)原边的异名端连接，所述第一开关管(Q_1a)的漏极分别与第三开关管(Q_2a)的漏极、第一电容(C_C)的正极连接，所述第二开关管(Q₁)的源极分别与第四开关管(Q₂)的源极、第一电容(C_C)的负极连接，所述变压器(T)副边的同名端分别与第五开关管(S₁)的源极、第六开关管(S₂)的漏极、第七开关管(S₃)的漏极连接，所述变压器(T)副边的异名端分别与第八开关管(S₄)的漏极、第二电容(C_u)的负极、第三电容(C_d)的正极连接，所述第七开关管(S₃)的源极与第八开关管(S₄)的源极连接，所述第五开关管(S₁)的漏极分别与第二电容(C_u)的正极、第二直流电源(V₂)的正极连接，所述第六开关管(S₂)的源极分别与第三电容(C_d)的负极、第二直流电源(V₂)的负极连接。

2.根据权利要求1所述的一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，其特征在于：所述第一开关管(Q_1a)和第二开关管(Q₁)、第三开关管(Q_2a)和第四开关管(Q₂)、第五开关管(S₁)和第七开关管(S₃)、第六开关管(S₂)和第八开关管(S₄)分别互补导通，且所述第一开关管(Q_1a)和第四开关管(Q₂)、第五开关管(S₁)和第六开关管(S₂)相位相差180°，所述第一开关管(Q_1a)和第五开关管(S₁)的相位差为移相角且在-90°到90°之间，所述第二开关管(Q₁)、第四开关管(Q₂)、第七开关管(S₃)、第八开关管(S₄)的占空比D相同且大于0.5。

3.根据权利要求1所述的一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，其特征在于：所述第一开关管(Q_1a)、第二开关管(Q₁)、第三开关管(Q_2a)、第四开关管(Q₂)、第五开关管(S₁)、第六开关管(S₂)、第七开关管(S₃)和第八开关管(S₄)为具有逆导特性的功率开关管。

4.根据权利要求1所述的一种适用于储能***的高增益双向DC/DC变换器，其特征在于：所述变压器(T)原副边的匝比为n:1，其中n为变压器(T)的原边匝数除以副边匝数商。