CN105896986A - 一种谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。所述一种谐振变换器及其控制方法由输入源、原边LLC谐振电路、变压器、副边有源Boost整流电路和输出负载构成。本发明在传统LLC谐振变换器的基础上将其副边整流电路替换成有源Boost整流电路，这既可以实现变换器的定频移相控制，也可以实现变换器的变频控制，还可以实现变换器的变频和定频移相联合控制，便于磁性元件的设计，降低原边开关管和副边整流管的电压应力，实现各功率半导体器件的软开关，提升变换器的电压增益范围、效率和功率密度，满足宽电压增益范围变换场合的需求。

Description

一种谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种谐振变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域，尤其属于隔离型直流-直流电能变换技术领域。
背景技术
隔离型直流宽电压增益范围变换器适用于要求输入输出电气隔离且输入电压或输出电压范围较宽的场合，这类变换器在新能源发电、工业、民用、航空航天等各个领域具有广泛的应用。如何提高这类变换器的电压增益范围、效率和功率密度一直是该技术领域所关注的重点问题。
LLC谐振变换器是近年来获得广泛关注的宽电压增益范围隔离变换器，如图1所示。它在电压增益大于1的时候，能够实现所有开关管的软开关，特别适合高频、高功率密度场合的应用。然而，传统的LLC谐振变换器需要通过改变开关频率实现输出电压的调节，当负载或输入电压波动时，开关频率需要在很宽范围内变化，这给变换器的设计、分析、控制和实现都带来了极大困难。因此，当电压增益范围较宽时，传统LLC谐振变换器效率明显下降。
在宽电压增益范围场合，学者们经常将LLC变换器和三电平或多电平技术结合起来，这类变换器通常采用定频控制，但需要很多功率半导体器件，增加了成本和复杂度，降低了可靠性。文献“Haibing Hu，Xiang Fang，Frank Chen，Z.John Shen，Issa Batarseh.A ModifiedHigh-Efficiency LLC Converter With Two Transformers for Wide Input-Voltage RangeApplications[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(4)：1946-1960.”提出了一种双变压器结构，该变换器可以明显增加电压增益范围，但同样需要很多功率半导体器件。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足，为宽电压增益范围变换场合提供一种谐振变换器及其控制方法。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：
所述一种谐振变换器由输入源(Uin)、原边LLC谐振电路(10)、变压器(T)、副边有源Boost整流电路(20)和输出负载(Ro)构成，其中原边LLC谐振电路(10)由原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)、原边第四开关管(S4)、谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)和激磁电感(Lm)组成，副边有源Boost整流电路(20)由副边第五开关管(S5)、副边第六开关管(S6)、副边第一整流二极管(D1)、副边第二整流二极管(D2)、副边第一输出滤波电容(Co1)和副边第二输出滤波电容(Co2)组成；所述原边电路(10)的原边第一开关管(S1)的漏极连于原边第三开关管(S3)的漏极和输入源(Uin)的正端，原边第一开关管(S1)的源极连于原边第二开关管(S2)的漏极和谐振电容(Cr)的一端，谐振电容(Cr)的另一端连于谐振电感(Lr)的一端，谐振电感(Lr)的另一端连于激磁电感(Lm)的一端和变压器(T)原边绕组(NP)的同名端，变压器(T)原边绕组(NP)的非同名端连于激磁电感(Lm)的另一端、原边第三开关管(S3)的源极和原边第四开关管(S4)的漏极，原边第四开关管(S4)的源极连于原边第二开关管(S2)的源极和输入源(Uin)的负端；所述变压器(T)副边绕组(NS)的同名端连于副边有源Boost整流电路(20)的副边第五开关管(S5)的漏极、副边第一整流二极管(D1)的阳极和副边第二整流二极管(D2)的阴极，副边第一整流二极管(D1)的阴极连于副边第一输出滤波电容(Co1)的一端和输出负载(Ro)的一端，输出负载(Ro)的另一端连于副边第二输出滤波电容(Co2)的一端和副边第二整流二极管(D2)的阳极，副边第二输出滤波电容(Co2)的另一端连于副边第一输出滤波电容(Co1)的另一端、变压器(T)副边绕组(NS)的非同名端和副边第六开关管(S6)的漏极，副边第六开关管(S6)的源极连于副边第五开关管(S5)的源极。
所述一种谐振变换器可以采取如下定频移相控制方法：所述第一至第六开关管(S1～S6)的开关频率相等且固定，第一开关管(S1)与第二开关管(S2)互补导通，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)互补导通，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)互补导通，第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)的占空比相等，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)同时导通、同时关断，第二开关管(S2)和第三开关管(S3)同时导通、同时关断，第一开关管(S1)的开通时刻不晚于第六开关管(S6)的开通时刻，第三开关管(S3)的开通时刻不晚于第五开关管(S5)的开通时刻，通过调节第一开关管(S1)和第六开关管(S6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制，移相角越大，输出电压增益越大。
所述一种谐振变换器可以采取与传统LLC类似的如下变频控制方法：所述第一至第四开关管(S1～S4)的开关频率相等，第五至第六开关管(S5～S6)整个周期完全关断，第一开关管(S1)与第二开关管(S2)互补导通，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)互补导通，第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)占空比相等，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)同时导通、同时关断，第二开关管(S2)和第三开关管(S3)同时导通、同时关断，通过调节第一至第四开关管(S1～S4)的开关频率实现输出电压的控制，开关频率越低输出电压增益越大，最低开关频率输时输出电压增益最高。
所述一种谐振变换器在具体实施时可以采取如下变频和定频移相联合控制方法：所述谐振变换器在开关频率高于最低开关频率时，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)保持关断，变换器采用权利要求2所述的变频控制方法；而所述谐振变换器在开关频率等于最低开关频率时，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)开始工作，变换器采用权利要求3所述的定频移相控制方法。
本发明技术方案与既有技术方案的本质区别在于，控制方案既可以采用定频移相控制方法，也可以采用变频控制方法，还可以采用变频和定频移相联合控制方法，可以实现对输出的升降压调节，这种方案便于磁性元件的设计，同时还能降低原边开关管和副边整流管的电压应力，实现各功率半导体器件的软开关，提升变换器的电压增益范围、效率和功率密度，满足宽电压增益范围变换场合的需求。
本发明具有如下有益效果：
(1)控制方式既可以采用定频移相控制方法，也可以采用变频控制方法，还可以采用变频和定频移相联合控制方法；
(2)全工作范围或部分工作范围采用定频移相控制，可以优化变换器的设计；
(3)电压增益范围宽，适合宽电压增益范围变换场合；
(4)所有开关器件的电压能够自然实现电压箝位，开关器件电压应力低；
(5)所有开关器件能够在全负载范围内实现软开关，变换效率高；
(6)该变换器可以高频开关工作，从而有效减小电感和变压器的体积重量，实现高功率密度；
附图说明
附图1是传统的LLC谐振变换器原理图；
附图2是本发明的一种谐振变换器原理图；
附图3是本发明的一种谐振变换器采用定频移相控制时的主要工作波形；
附图4～8是本发明的一种谐振变换器采用定频移相控制时在各开关模态的等效电路图；
以上附图中的符号名称：10为原边LLC谐振电路；20为副边有源Boost整流电路；T为变压器；NP和NS分别为变压器(T)的原边绕组和副边绕组；S1、S2、S3和S4分别为原边第一、第二、第三和第四开关管；S5和S6为副边第五、第六开关管；D1和D2为副边第一和第二整流二极管；Lr为谐振电感；Lm为变压器(T)激磁电感；Cr为谐振电容；Co1和Co2为输出滤波电容；Ro为输出负载；Uin为输入源；Uo为输出电压；iin为输入源的输出电流；Io为负载电流；iLr为流过谐振电感(Lr)的电流；iLm为流过激磁电感(Lm)的电流；uCr为谐振电容(Cr)两端的电压；iS1、iS2、iS3和iS4分别为流入原边开关管S1、S2、S3和S4的漏极电流；iS5S6为流入副边开关管S5的漏极电流和S6的源极电流；isec为流出变压器(T)副边绕组NS同名端的电流；iDP1和iDP2分别为流入原边续流二极管DP1和DP2阳极的电流；iD1和iD2分别为流入副边整流二极管D1和D2阳极的电流；uGS1、uGS2、uGS3和uGS4、uGS5和uGS6分别为开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6的驱动电压；uDS1、uDS4和uDS6分别为开关管S1、S4、和S6的漏源极电压；t0、t1、t2、t3、t4和t5为时间；TS是开关周期；D是副边开关管S5和S6相对于原边开关管S1～S4的移相占空比。
具体实施方式
结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。
如附图2所示，所述一种谐振变换器由输入源(Uin)、原边LLC谐振电路(10)、变压器(T)、副边有源Boost整流电路(20)和输出负载(Ro)构成，其中原边LLC谐振电路(10)由原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)、原边第四开关管(S4)、谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)和激磁电感(Lm)组成，副边有源Boost整流电路(20)由副边第五开关管(S5)、副边第六开关管(S6)、副边第一整流二极管(D1)、副边第二整流二极管(D2)、副边第一输出滤波电容(Co1)和副边第二输出滤波电容(Co2)组成；所述原边电路(10)的原边第一开关管(S1)的漏极连于原边第三开关管(S3)的漏极和输入源(Uin)的正端，原边第一开关管(S1)的源极连于原边第二开关管(S2)的漏极和谐振电容(Cr)的一端，谐振电容(Cr)的另一端连于谐振电感(Lr)的一端，谐振电感(Lr)的另一端连于激磁电感(Lm)的一端和变压器(T)原边绕组(NP)的同名端，变压器(T)原边绕组(NP)的非同名端连于激磁电感(Lm)的另一端、原边第三开关管(S3)的源极和原边第四开关管(S4)的漏极，原边第四开关管(S4)的源极连于原边第二开关管(S2)的源极和输入源(Uin)的负端；所述变压器(T)副边绕组(NS)的同名端连于副边有源Boost整流电路(20)的副边第五开关管(S5)的漏极、副边第一整流二极管(D1)的阳极和副边第二整流二极管(D2)的阴极，副边第一整流二极管(D1)的阴极连于副边第一输出滤波电容(Co1)的一端和输出负载(Ro)的一端，输出负载(Ro)的另一端连于副边第二输出滤波电容(Co2)的一端和副边第二整流二极管(D2)的阳极，副边第二输出滤波电容(Co2)的另一端连于副边第一输出滤波电容(Co1)的另一端、变压器(T)副边绕组(NS)的非同名端和副边第六开关管(S6)的漏极，副边第六开关管(S6)的源极连于副边第五开关管(S5)的源极。
本发明所述一种谐振变换器在具体实施时采取如下定频移相控制方法，所述第一至第六开关管(S1～S6)的开关频率相等且固定，第一开关管(S1)与第二开关管(S2)互补导通，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)互补导通，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)互补导通，第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)的占空比相等，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)同时导通、同时关断，第二开关管(S2)和第三开关管(S3)同时导通、同时关断，第一开关管(S1)的开通时刻不晚于第六开关管(S6)的开通时刻，第三开关管(S3)的开通时刻不晚于第五开关管(S5)的开通时刻，通过调节第一开关管(S1)和第六开关管(S6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制，移相角越大，输出电压增益越大。
本发明所述一种谐振变换器在具体实施时可以采取与传统LLC类似的如下变频控制方法，所述第一至第四开关管(S1～S4)的开关频率相等，第五至第六开关管(S5～S6)整个周期完全关断，第一开关管(S1)与第二开关管(S2)互补导通，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)互补导通，第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)占空比相等，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)同时导通、同时关断，第二开关管(S2)和第三开关管(S3)同时导通、同时关断，通过调节第一至第四开关管(S1～S4)的开关频率实现输出电压的控制，开关频率越低输出电压增益越大，最低开关频率输时输出电压增益最高。
本发明所述一种谐振变换器在具体实施时可以采取如下变频和定频移相联合控制方法，所述谐振变换器在开关频率高于最低开关频率时，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)保持关断，变换器采用权利要求2所述的变频控制方法；而所述谐振变换器在开关频率等于最低开关频率时，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)开始工作，变换器采用权利要求3所述的定频移相控制方法。
在具体实施时，第一开关管(S1)与第二开关管(S2)的开关信号之间必须设置合理的死区时间以实现第一开关管(S1)与第二开关管(S2)的软开关，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)的开关信号之间必须设置合理的死区时间以实现第三开关管(S3)与第四开关管(S4)的软开关；在所述变频控制方法中，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)在整个周期完全关断；在所述定频移相控制方法中，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)的开关信号之间则不需要设置任何的死区时间。
在具体实施时，所有的开关管应选用带有寄生体二极管的半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管等。如果所选用的开关管不带有寄生体二极管，则应该在其漏极和源极两端反并联二极管。
本发明的目的是实现宽电压增益范围的隔离直流变换，为了实现该目的，本发明在传统LLC变换器的基础上将其副边整流电路替换成有源Boost整流电路，控制方案既可以采用定频移相控制方法，也可以采用变频控制方法，还可以采用变频和定频移相联合控制方法，可以实现对输出的升降压调节，这种方案便于磁性元件的设计，同时还能降低原边开关管和副边整流管的电压应力，实现各功率开关器件的软开关，提升变换器的电压增益范围、效率和功率密度，满足宽电压增益范围变换场合的需求。
从附图2所示的本发明一种谐振变换器的电路结构可以直观地看出，该变换器原边的开关器件都直接被输入电压钳位，即其电压应力就等于输入电压，而变换器副边的开关器件都直接被输出滤波电容电压钳位，也即其电压应力就不超过输出电压的一半，原边和副边的所有开关器件都不存在电压尖峰问题，具有开关器件电压应力低的优点。
假设所有电感、电容、开关管和二极管都为理想器件，忽略第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2上的电压纹波，则第一输出滤波电容Co1和第二输出滤波电容Co2上的电压等于输出电压0.5Uo。
下面以附图2所示的一种谐振变换器为例，说明本发明采用定频移相控制时的工作原理。附图3给出了这种谐振变换器采用定频移相控制时的主要工作波形。本发明一种谐振变换器(以下简称变换器)在半个开关周期内共有五种开关模态。
开关模态1[t0，t1]：t0时刻之前，原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)和副边第五开关管(S5)导通，谐振电流为负值，副边第六开关管(S6)体二极管导通，副边第五开关管(S5)和副边第六开关管(S6)构成的支路流过正向电流，谐振电容(Cr)和谐振电感(Lr)谐振，输入源形成反电压加在谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)和激磁电感(Lm)构成的谐振腔输入端，变压器(T)副边绕组(NS)两端电压为零，激磁电感(Lm)电流大小保持不变；t0时刻，关断原边第二开关管(S2)和原边第三开关管(S3)，谐振电流从原边第一开关管(S1)体二极管和原边第四开关管(S4)体二极管续流，原边第一开关管(S1)和原边第四开关管(S4)漏源极电压为0，该模态对应的等效电路如图4所示。
开关模态2[t1，t2]：t1时刻，开通原边第一开关管(S1)和原边第四开关管(S4)可以实现零电压开通，副边第六开关管(S6)体二极管导通，副边第五开关管(S5)和副边第六开关管(S6)构成的支路流过正向电流，副边第一整流二极管(D1)和副边第二整流二极管(D2)处于关断状态，谐振电容(Cr)和谐振电感(Lr)谐振，输入源形成正电压加在谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)和激磁电感(Lm)构成的谐振腔输入端，变压器(T)副边绕组(NS)两端电压为零，激磁电感(Lm)电流大小保持不变，该模态对应的等效电路如图5所示。
开关模态3[t2，t3]：t2时刻，副边第五开关管(S5)关断，副边第六开关管(S6)实现零电压开通，副边第五开关管(S5)和副边第六开关管(S6)构成的支路电流下降为0，副边第一整流二极管(D1)导通，谐振电容(Cr)和谐振电感(Lr)谐振，激磁电感(Lm)被输出折射电压(nP/nS*Uo)箝位，电流线性上升，输入源通过谐振腔向输出负载(Ro)传递能量，该模态对应的等效电路如图6所示。
开关模态4[t3，t4]：t3时刻，谐振电感(Lr)电流和激磁电感(Lm)电流相等，谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)和激磁电感(Lm)三者共同谐振，副边第一整流二极管(D1)电流下降到零，实现零电流关断，该模态对应的等效电路如图7所示。
开关模态5[t4，t5]：t4时刻，变压器(T)副边绕组(NS)两端电压下降到零，副边第五开关管(S5)体二极管导通，副边第五开关管(S5)和副边第六开关管(S6)构成的支路流过反向电流，谐振电容(Cr)和谐振电感(Lr)谐振，激磁电感(Lm)电流大小保持不变，该模态对应的等效电路如图8所示。
t5时刻后，下半个开关周期开始，工作过程类似，不再重复叙述。
根据上述工作过程的描述可知，该变换器各开关器件均可以实现零电压开通，两个整流二极管都可以实现零电流关断，不存在二极管反向恢复问题，因此，所有的开关器件都是软开关工作状态。此外，本发明采用定频移相控制时，便于磁性元件的设计，可以提升变换器的输出电压增益范围、效率和功率密度，满足宽电压增益范围变换场合的需求。

Claims (4)

1.一种谐振变换器，其特征在于：
所述一种谐振变换器由输入源(Uin)、原边LLC谐振电路(10)、变压器(T)、副边有源Boost整流电路(20)和输出负载(Ro)构成，其中原边LLC谐振电路(10)由原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)、原边第四开关管(S4)、谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)和激磁电感(Lm)组成，副边有源Boost整流电路(20)由副边第五开关管(S5)、副边第六开关管(S6)、副边第一整流二极管(D1)、副边第二整流二极管(D2)、副边第一输出滤波电容(Co1)和副边第二输出滤波电容(Co2)组成；
所述原边电路(10)的原边第一开关管(S1)的漏极连于原边第三开关管(S3)的漏极和输入源(Uin)的正端，原边第一开关管(S1)的源极连于原边第二开关管(S2)的漏极和谐振电容(Cr)的一端，谐振电容(Cr)的另一端连于谐振电感(Lr)的一端，谐振电感(Lr)的另一端连于激磁电感(Lm)的一端和变压器(T)原边绕组(NP)的同名端，变压器(T)原边绕组(NP)的非同名端连于激磁电感(Lm)的另一端、原边第三开关管(S3)的源极和原边第四开关管(S4)的漏极，原边第四开关管(S4)的源极连于原边第二开关管(S2)的源极和输入源(Uin)的负端；
所述变压器(T)副边绕组(NS)的同名端连于副边有源Boost整流电路(20)的副边第五开关管(S5)的漏极、副边第一整流二极管(D1)的阳极和副边第二整流二极管(D2)的阴极，副边第一整流二极管(D1)的阴极连于副边第一输出滤波电容(Co1)的一端和输出负载(Ro)的一端，输出负载(Ro)的另一端连于副边第二输出滤波电容(Co2)的一端和副边第二整流二极管(D2)的阳极，副边第二输出滤波电容(Co2)的另一端连于副边第一输出滤波电容(Co1)的另一端、变压器(T)副边绕组(NS)的非同名端和副边第六开关管(S6)的漏极，副边第六开关管(S6)的源极连于副边第五开关管(S5)的源极。
2.一种基于权利要求1所述的一种谐振变换器的定频移相控制方法，其特征在于：
所述第一至第六开关管(S1～S6)的开关频率相等且固定，第一开关管(S1)与第二开关管(S2)互补导通，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)互补导通，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)互补导通，第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第五开关管(S5)和第六开关管(S6)的占空比相等，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)同时导通、同时关断，第二开关管(S2)和第三开关管(S3)同时导通、同时关断，第一开关管(S1)的开通时刻不晚于第六开关管(S6)的开通时刻，第三开关管(S3)的开通时刻不晚于第五开关管(S5)的开通时刻，通过调节第一开关管(S1)和第六开关管(S6)导通时刻之间的移相角实现输出电压的控制，移相角越大，输出电压增益越大。
3.一种基于权利要求1所述的一种谐振变换器的变频控制方法，其特征在于：
所述第一至第四开关管(S1～S4)的开关频率相等，第五至第六开关管(S5～S6)整个周期完全关断，第一开关管(S1)与第二开关管(S2)互补导通，第三开关管(S3)与第四开关管(S4)互补导通，第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)占空比相等，第一开关管(S1)和第四开关管(S4)同时导通、同时关断，第二开关管(S2)和第三开关管(S3)同时导通、同时关断，通过调节第一至第四开关管(S1～S4)的开关频率实现输出电压的控制，开关频率越低输出电压增益越大，最低开关频率输时输出电压增益最高。
4.一种基于权利要求1、2和3所述的一种谐振变换器的变频和定频移相联合控制方法，其特征在于：
所述谐振变换器在开关频率高于最低开关频率时，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)保持关断，变换器采用权利要求2所述的变频控制方法；而所述谐振变换器在开关频率等于最低开关频率时，第五开关管(S5)和第六开关管(S6)开始工作，变换器采用权利要求3所述的定频移相控制方法。
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