CN114910690B

CN114910690B - 充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构及方法

Info

Publication number: CN114910690B
Application number: CN202210845254.8A
Authority: CN
Inventors: 陈浩; 张航鲜; 周江云; 吴刚
Original assignee: Chengdu Yichong Wireless Power Technology Co ltd
Current assignee: Chengdu Yichong Wireless Power Technology Co ltd
Priority date: 2022-07-19
Filing date: 2022-07-19
Publication date: 2022-09-20
Anticipated expiration: 2042-07-19
Also published as: CN114910690A

Abstract

本发明提供一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构及方法，所述修调结构包括寄存器、***电压、主功率管Main FET、采样管Sense FET1，采样管Sense FET2、电流采样电路和恒定电流管理电路；电流采样电路包括电流采样运放CSA、采样电阻Rsns、采样电阻Rsns1、采样电阻Rsns2、NMOS管Mn1、NMOS管Mn2、PMOS管Mp1、PMOS管Mp2和采样选择电路；恒定电流管理电路包括误差放大器EA和驱动器；误差放大器EA内部以及采样电阻Rsns的一端均设置有修调电路；修调电路受控于寄存器registor输出的修调码。本发明可以在较宽的输出电流范围实现高精度。

Description

充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构及方法

技术领域

本发明涉及充电控制芯片技术领域，具体而言，涉及一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构及方法。

背景技术

锂离子电池广泛的应用于各种便携式设备中，与之相关的充电控制芯片拥有巨大的市场潜力，因此充电控制芯片的设计热度越来越高，其中，高精度电流的设计是其中的一大难点。

充电电流对电池寿命有着巨大的影响，大电流可以降低充电时间，保证充电效率，但同样带来电池寿命减少的问题，因此，高精度的充电电流是充电控制芯片设计的关键。另外，随着消费类电子产品出现的巨大市场空间，充电控制芯片兼容不同的应用场景尤为重要，充电控制芯片需要输出不同的电流。基于以上两点，宽输出范围的高精度电流设计成为了市场的急切需求。

发明内容

本发明旨在提供一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构及方法，以在较宽的输出电流范围实现高精度。

本发明提供的一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构，包括寄存器registor、***电压Vsys、主功率管Main FET、采样管Sense FET1，采样管Sense FET2、电流采样电路Current Sense和恒定电流管理电路CCRegulation；所述电流采样电路CurrentSense包括：电流采样运放CSA、采样电阻Rsns、采样电阻Rsns1、采样电阻Rsns2、NMOS管Mn1、NMOS管Mn2、PMOS管Mp1、PMOS管Mp2和采样选择电路CSA_output_sel；所述恒定电流管理电路CCRegulation包括误差放大器EA和驱动器driver；所述误差放大器EA内部以及采样电阻Rsns的一端均设置有修调电路；所述修调电路受控于寄存器registor输出的修调码；

主功率管Main FET的源极连接***电压Vsys；主功率管Main FET的栅极连接驱动器driver的输出端；主功率管Main FET的漏极一方面经充电电池接地，漏极与充电电池之间的连接点vbat，连接点vbat还连接电流采样运放CSA的第一负输入端inn1，另一方面连接采样电阻Rsns1和采样电阻Rsns2的一端；采样电阻Rsns2的另一端一方面连接电流采样运放CSA的第二负输入端inn2，另一方面连接NMOS管Mn2的源极；采样管Sense FET1的源极接***电压Vsys；采样管Sense FET1的栅极连接驱动器driver的输出端；采样管Sense FET1的漏极一方面连接电流采样运放CSA的第一正输入端inp1，另一方面连接NMOS管Mn1的漏极；采样管Sense FET2的源极连接***电压Vsys；采样管Sense FET2的栅极连接驱动器driver的输出端；采样管Sense FET2的漏极一方面连接采样电阻Rsns1的另一端，另一方面连接电流采样运放CSA的第二正输入端inp2；NMOS管Mn1的栅极连接电流采样运放CSA的第一输出端outH，NMOS管Mn1的源极连接采样选择电路CSA_output_sel的第一活动端；NMOS管Mn2的栅极连接电流采样运放CSA的第二输出端outL，NMOS管Mn2的漏极分别连接PMOS管Mp1的栅极和漏极以及PMOS管Mp2的栅极；PMOS管Mp1的源极和PMOS管Mp2的源极连接电源Vcc；PMOS管Mp2的漏极连接采样选择电路CSA_output_sel的第二活动端；采样选择电路CSA_output_sel的固定端一方面依次经一个修调电路和采样电阻Rsns接地，另一方面连接误差放大器EA的正输入端；误差放大器EA的负输入端连接基准电压vref_dac；误差放大器EA的输出端连接驱动器driver的输入端。

进一步地，所述误差放大器EA包括PMOS管M1、PMOS管M2、电阻R1、电阻R2和比较器U1；

PMOS管M1的源极和PMOS管M2的源极连接电源；PMOS管M1的栅极连接基准电压vref_dac；PMOS管M2的栅极连接采样选择电路CSA_output_sel的固定端；PMOS管M1的漏极一方面依次经电阻R1和一个修调电路接地，另一方面连接比较器U1的正输入端；PMOS管M2的漏极一方面面依次经电阻R2和一个修调电路接地，另一方面连接比较器U1的负输入端；电阻R1与电阻R2的阻值相等。

进一步地，所述修调电路包括串联的开关sw1、开关sw2和开关sw3以及串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻；第一电阻阻值为R、第二电阻阻值为2R、第三电阻阻值为4R；开关sw1和开关sw2之间的连接点与第一电阻和第二电阻之间的连接点连接；开关sw2和开关sw3之间的连接点与第二电阻和第三电阻之间的连接点连接。

本发明还提供一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调方法，所述修调方法采用上述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调电路实现；

所述修调方法包括如下步骤：

当vbat大于阈值电压时，使采样选择电路CSA_output_sel的固定端与第一活动端连接；电流采样电路Current Sense将采样管Sense FET1的漏极电压钳位到主功率管MainFET的漏极电压，即电流采样运放CSA的第一正输入端inp1的电压与电流采样运放CSA的第一负输入端inn1的电压相等；然后采样管Sense FET1的电流isns1通过NMOS管Mn1流到采样电阻Rsns产生电压CSA_OUT输入误差放大器EA，此时采样管Sense FET1的电流isns1和主功率管Main FET的电流ibat比值为1:K，电流采样完成；接下来恒定电流管理电路CCRegulation中的误差放大器EA采样电压CSA_OUT和基准电压vref_dac，然后通过驱动器driver调节采样管Sense FET1和主功率管Main FET的栅极电压，直至CSA_OUT=vref_dac，主功率管Main FET的电流ibat达到设置的采样精度要求；此过程中，由寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素；

当vbat小于阈值电压时，使采样选择电路CSA_output_sel的固定端与第二活动端连接；电流采样电路Current Sense将采样电阻Rsns1的电压钳位到采样电阻Rsns2的电压，即电流采样运放CSA的第二正输入端inp2的电压与电流采样运放CSA的第二负输入端inn2的电压相等；设置采样电阻Rsns1与采样电阻Rsns2的阻值相等，因此采样管Sense FET2的电流isns2与PMOS管Mp1以及NMOS管Mn2流过的电流相等，然后PMOS管Mp2镜像PMOS管Mp1的电流流过采样电阻Rsns产生电压CSA_OUT输入误差放大器EA，此时采样管Sense FET2的电流isns2和主功率管Main FET的电流ibat比值为1:K，电流采样完成；接下来恒定电流管理电路CCRegulation中的误差放大器EA采样电压CSA_OUT和基准电压vref_dac，然后通过驱动器driver调节采样管Sense FET2和主功率管Main FET的栅极电压，直至CSA_OUT=vref_dac，主功率管Main FET的电流ibat达到设置的采样精度要求；此过程中，由寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素。

进一步地，所述寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素的方法为：

在寄存器registor中使用0表示修调电路中开关sw1、开关sw2和开关sw3的关断，使用1表示修调电路中开关sw1、开关sw2和开关sw3的打开；

寄存器registor通过向与采样电阻Rsns连接的一个修调电路输出范围在000->111的修调码，实现采样电阻Rsns在0~7R范围内的电阻变化，由此消除充电控制芯片制造中引入的电阻误差ΔR；

寄存器registor通过向误差放大器EA中的两个修调电路输出范围在000->111的修调码，实现电阻R1和电阻R2在0~7R范围内的电阻变化，由此在基准电压vref_dac和电压CSA_OUT之间差生一个固定压差来消除电压失配vos1和vos2；其中，vos1表示采样管SenseFET1与主功率管Main FET之间的电压失配vos1a或采样管Sense FET2与主功率管Main FET之间的电压失配vos1b；vos2表示误差放大器EA的输入电压失配；所述电压失配是指器件之间阈值电压的差值。

进一步地，所述寄存器registor中的修调码根据电流ibat的工作区设定。

进一步地，所述阈值电压为2V。

进一步地，所述电流ibat的工作区如下：

当vbat大于阈值电压时，电流ibat的工作区分为：

第一个工作区为1mA~8mA

第二个工作区为8mA~64mA；

当vbat小于阈值电压时，电流ibat的工作区分为：

第一个工作区为1mA~8mA

第二个工作区为8mA~64mA；

第三个工作区为64mA~500mA。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1、本发明通过修调电路和对应的修调码来消除电压失配Vos1、电压失配Vos2和电阻误差ΔR对电流ibat的精度影响，可以在较宽的输出电流范围实现高精度。

2、本发明对采样电阻Rsns和误差放大器EA进行复用，能够大大减小芯片的面积。

3、本发明具有广泛的扩展应用场景。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为本发明实施例中充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构的结构图。

图2为本发明实施例中输出电流ibat随着基准电压vref_dac的变化曲线图。

图3为本发明实施例中寄存器registor输出修调码的原理图。

图4为本发明实施例中修调电路的结构图。

图5为本发明实施例中误差放大器的结构图。

图6为本发明实施例中电流精度修调前后对比图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例

如图1所示，本实施例提出一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构，包括寄存器registor、***电压Vsys、主功率管Main FET、采样管Sense FET1，采样管Sense FET2、电流采样电路Current Sense和恒定电流管理电路CCRegulation；所述电流采样电路Current Sense包括：电流采样运放CSA、采样电阻Rsns、采样电阻Rsns1、采样电阻Rsns2、NMOS管Mn1、NMOS管Mn2、PMOS管Mp1、PMOS管Mp2和采样选择电路CSA_output_sel；所述恒定电流管理电路CCRegulation包括误差放大器EA和驱动器driver；所述误差放大器EA内部以及采样电阻Rsns的一端均设置有修调电路；所述修调电路受控于寄存器registor输出的修调码；

其中：

采样管Sense FET1、电流采样运放CSA、NMOS管Mn1、采样选择电路CSA_output_sel的固定端与第一活动端连接时，构成vbat为高时的采样电路；

采样管Sense FET2、采样电阻Rsns1、采样电阻Rsns2、电流采样运放CSA、NMOS管Mn2、PMOS管Mp1、PMOS管Mp2、采样选择电路CSA_output_sel的固定端与第二活动端连接时，构成vbat为低时的采样电路。

在整个***中的误差包括：

(1)充电控制芯片制造中引入的电阻误差ΔR，即采样电阻Rsns存在ΔR的阻值变化。

(2)采样管与主功率管之间的电压适配Vos1(即采样管Sense FET1与主功率管Main FET之间的电压失配vos1a或采样管Sense FET2与主功率管Main FET之间的电压失配vos1b)。由于集成电路制造工艺中每一道工艺的不确定性，标称相同的器件都存在有限的不匹配（即电压失配），由此，本发明中所述电压失配是指器件之间阈值电压的差值，以表示这种不匹配。

(3)误差放大器EA的输入电压失配Vos2。

由此，电流ibat表示为：

ibat=K*(1+2Vos1/(Vgs-Vth))(vref_dac+Vos2)*/(Rsns+ΔR）

其中，K表示采样比例，针对电流ibat的工作区可以设定K=16,128或1024，分别对应电流ibat的三个工作区；Vgs是主功率管MainFET的栅源电压，Vth是主功率管MainFET的阈值电压。

以一组固定采样镜像比例为例来分析电阻误差ΔR、电压失配Vos1、电压失配Vos2对电流精度的影响。如图2所示为输出电流ibat随着基准电压vref_dac的变化曲线，图中分别给出电压失配Vos1、电压失配Vos2和电阻误差ΔR单独作用以及理想情况这四种条件。其中，理想情况ideal是通过原点的一次曲线，所有基准电压vref_dac对应的输出电流精度都达到100%；电阻误差ΔR仅影响采样精度的增益，它对基准电压vref_dac对应的输出电流精度的影响是一致的，不会随着基准电压vref_dac的变化而变化；电压失配Vos2是一种固定的偏差，基准电压vref_dac较小时，电压失配Vos2明显影响电流精度，随着基准电压vref_dac的增大，电压失配Vos2的影响减弱。电压失配Vos1电流镜像失调不同于电阻误差ΔR和电压失配Vos2，它既不是影响采样精度的增益，也不是一种固定的偏差，但和电压失配Vos2类似，在基准电压vref_dac较小时电流精度差，基准电压vref_dac较大时电流精度较好。

由此，如图3所示，本发明在误差放大器EA内部采样电阻Rsns的一端设置修调电路，通过寄存器registor输出相应的修调码来消除电阻误差ΔR、电压失配Vos1、电压失配Vos2对电流精度的影响。由此，基于所述充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构的修调方法如下：

当vbat大于阈值电压(本实施例中为阈值电压设定为2V)时，使采样选择电路CSA_output_sel的固定端与第一活动端连接；电流采样电路Current Sense将采样管SenseFET1的漏极电压钳位到主功率管Main FET的漏极电压，即电流采样运放CSA的第一正输入端inp1的电压与电流采样运放CSA的第一负输入端inn1的电压相等；然后采样管SenseFET1的电流isns1通过NMOS管Mn1流到采样电阻Rsns产生电压CSA_OUT输入误差放大器EA，此时采样管Sense FET1的电流isns1和主功率管Main FET的电流ibat比值为1:K，电流采样完成；接下来恒定电流管理电路CCRegulation中的误差放大器EA采样电压CSA_OUT和基准电压vref_dac，然后通过驱动器driver调节采样管Sense FET1和主功率管Main FET的栅极电压，直至CSA_OUT=vref_dac，主功率管Main FET的电流ibat达到设置的采样精度要求；此过程中，由寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素；

当vbat小于阈值电压(本实施例中为阈值电压设定为2V)时，使采样选择电路CSA_output_sel的固定端与第二活动端连接；电流采样电路Current Sense将采样电阻Rsns1的电压钳位到采样电阻Rsns2的电压，即电流采样运放CSA的第二正输入端inp2的电压与电流采样运放CSA的第二负输入端inn2的电压相等；设置采样电阻Rsns1与采样电阻Rsns2的阻值相等，因此采样管Sense FET2的电流isns2与PMOS管Mp1以及NMOS管Mn2流过的电流相等，然后PMOS管Mp2镜像PMOS管Mp1的电流流过采样电阻Rsns产生电压CSA_OUT输入误差放大器EA，此时采样管Sense FET2的电流isns2和主功率管Main FET的电流ibat比值为1:K，电流采样完成；接下来恒定电流管理电路CCRegulation中的误差放大器EA采样电压CSA_OUT和基准电压vref_dac，然后通过驱动器driver调节采样管Sense FET2和主功率管Main FET的栅极电压，直至CSA_OUT=vref_dac，主功率管Main FET的电流ibat达到设置的采样精度要求；此过程中，由寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素。

进一步地，如图4所示，所述修调电路包括串联的开关sw1、开关sw2和开关sw3以及串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻；第一电阻阻值为R、第二电阻阻值为2R、第三电阻阻值为4R；开关sw1和开关sw2之间的连接点与第一电阻和第二电阻之间的连接点连接；开关sw2和开关sw3之间的连接点与第二电阻和第三电阻之间的连接点连接。

进一步地，如图5所示，所述误差放大器EA包括PMOS管M1、PMOS管M2、电阻R1、电阻R2和比较器U1；

如图6所示，所述寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素的方法为：

第一步：在寄存器registor中：

使用0表示修调电路中开关sw1、开关sw2和开关sw3的关断；

使用1表示修调电路中开关sw1、开关sw2和开关sw3的打开；

第二步：寄存器registor通过向与采样电阻Rsns连接的一个修调电路输出范围在000->111的修调码，实现采样电阻Rsns在0~7R范围内的电阻变化，由此消除充电控制芯片制造中引入的电阻误差ΔR；

第三步：寄存器registor通过向误差放大器EA中的两个修调电路输出范围在000->111的修调码，实现电阻R1和电阻R2的阻值在0~7R范围内的电阻变化，由此在基准电压vref_dac和电压CSA_OUT之间差生一个固定压差来消除电压失配vos1和vos2；其中，vos1表示采样管Sense FET1与主功率管Main FET之间的电压失配vos1a或采样管Sense FET2与主功率管Main FET之间的电压失配vos1b；vos2表示误差放大器EA的输入电压失配。

一般来说，电流ibat有多个工作区，那么所述寄存器registor中的修调码可以根据电流ibat的工作区设定，由此实现根据不同的电流ibat选择不同的修调码。其中，所述电流ibat的工作区如下：

当vbat大于阈值电压时，电流ibat的工作区分为：

第一个工作区为1mA~8mA

第二个工作区为8mA~64mA；

当vbat小于阈值电压时，电流ibat的工作区分为：

第一个工作区为1mA~8mA

第二个工作区为8mA~64mA；

第三个工作区为64mA~500mA。

由上，电流ibat一共有5个工作区，各个工作区内电压失配Vos1、电压失配Vos2和电阻误差ΔR对电流ibat的精度影响不同。基于此，本实施例的寄存器registor存储这五个工作区对应的修调码，在不同工作区下选择相应的修调码输出给修调电路，可保证在任何充电阶段、不同的充电设置下的电流ibat精度，通过这种方式对采样电阻Rsns和误差放大器EA进行复用，大大减小芯片的面积。本方案可推广到更大电流范围ibat充电***，仅需***分配更多的工作区，并增加对应的修调码存入寄存器调用，此方法不仅能实现高精度充电电流，而且对芯片成本和设计灵活性的贡献更大。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构，其特征在于，包括寄存器registor、***电压Vsys、主功率管Main FET、采样管Sense FET1，采样管Sense FET2、电流采样电路Current Sense和恒定电流管理电路CCRegulation；所述电流采样电路CurrentSense包括：电流采样运放CSA、采样电阻Rsns、采样电阻Rsns1、采样电阻Rsns2、NMOS管Mn1、NMOS管Mn2、PMOS管Mp1、PMOS管Mp2和采样选择电路CSA_output_sel；所述恒定电流管理电路CCRegulation包括误差放大器EA和驱动器driver；所述误差放大器EA内部以及采样电阻Rsns的一端均设置有修调电路；所述修调电路受控于寄存器registor输出的修调码；

2.根据权利要求1所述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构，其特征在于，所述误差放大器EA包括PMOS管M1、PMOS管M2、电阻R1、电阻R2和比较器U1；

PMOS管M1的源极和PMOS管M2的源极连接电源；PMOS管M1的栅极连接基准电压vref_dac；PMOS管M2的栅极连接采样选择电路CSA_output_sel的固定端；PMOS管M1的漏极一方面依次经电阻R1和一个修调电路接地，另一方面连接比较器U1的正输入端；PMOS管M2的漏极一方面依次经电阻R2和一个修调电路接地，另一方面连接比较器U1的负输入端；电阻R1与电阻R2的阻值相等。

3.根据权利要求2所述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构，其特征在于，所述修调电路包括串联的开关sw1、开关sw2和开关sw3以及串联的第一电阻、第二电阻和第三电阻；第一电阻阻值为R、第二电阻阻值为2R、第三电阻阻值为4R；开关sw1和开关sw2之间的连接点与第一电阻和第二电阻之间的连接点连接；开关sw2和开关sw3之间的连接点与第二电阻和第三电阻之间的连接点连接。

4.一种充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调方法，其特征在于，所述修调方法采用如权利要求1-3任一项所述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调结构实现；

所述修调方法包括如下步骤：

当vbat大于阈值电压时，使采样选择电路CSA_output_sel的固定端与第一活动端连接；电流采样电路Current Sense将采样管Sense FET1的漏极电压钳位到主功率管MainFET的漏极电压，即电流采样运放CSA的第一正输入端inp1的电压与电流采样运放CSA的第一负输入端inn1的电压相等；然后采样管Sense FET1的电流isns1通过NMOS管Mn1流到采样电阻Rsns产生电压CSA_OUT输入误差放大器EA，此时采样管Sense FET1的电流isns1和主功率管Main FET的电流ibat比值为1:K，K表示采样比例，电流采样完成；接下来恒定电流管理电路CCRegulation中的误差放大器EA采样电压CSA_OUT和基准电压vref_dac，然后通过驱动器driver调节采样管Sense FET1和主功率管Main FET的栅极电压，直至CSA_OUT=vref_dac，主功率管Main FET的电流ibat达到设置的采样精度要求；此过程中，由寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素；

5.根据权利要求4所述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调方法，其特征在于，所述寄存器registor输出修调码控制修调电路来消除电流精度影响因素的方法为：

寄存器registor通过向误差放大器EA中的两个修调电路输出范围在000->111的修调码，实现电阻R1和电阻R2在0~7R范围内的电阻变化，由此在基准电压vref_dac和电压CSA_OUT之间差生一个固定压差来消除电压失配vos1和vos2；其中，vos1表示采样管Sense FET1与主功率管Main FET之间的电压失配vos1a或采样管Sense FET2与主功率管Main FET之间的电压失配vos1b；vos2表示误差放大器EA的输入电压失配；所述电压失配是指器件之间阈值电压的差值。

6.根据权利要求5所述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调方法，其特征在于，所述寄存器registor中的修调码根据电流ibat的工作区设定。

7.根据权利要求6所述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调方法，其特征在于，所述阈值电压为2V。

8.根据权利要求7所述的充电控制芯片中电流高精度采样***复用修调方法，其特征在于，所述电流ibat的工作区如下：

当vbat大于阈值电压时，电流ibat的工作区分为：

第一个工作区为1mA~8mA

第二个工作区为8mA~64mA；

当vbat小于阈值电压时，电流ibat的工作区分为：

第一个工作区为1mA~8mA

第二个工作区为8mA~64mA；

第三个工作区为64mA~500mA。