CN114765422A - 隔离型变换器的控制方法和控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种隔离型变换器的控制装置，包括：比较模块，其接收所述隔离型变换器的负载量，将所述负载量与第一预设阈值和第二预设阈值进行比较，并输出比较结果；和调节模块，其接收所述比较结果并基于所述比较结果调节所述隔离型变换器的开关管的开关频率，其中，当所述负载量不大于所述第一预设阈值时，所述开关频率被设置为第一频率值以防止所述隔离型变换器的变压器磁饱和，当所述负载量大于所述第二预设阈值并处于稳定状态时，所述开关频率被设置为第二频率值以使得所述隔离型变换器的温度不超过允许的最高温度，其中，所述第一预设阈值小于或等于所述第二预设阈值，所述第一频率值大于所述第二频率值。

Description

隔离型变换器的控制方法和控制装置
技术领域
本发明属于电力电子领域，尤其涉及一种隔离型变换器的控制方法和控制装置。
背景技术
高频变压器隔离型变换器在电源领域有着广泛的应用，特别是电池电压升压变换环节，其中以推挽型和全桥型DC-DC变换器最为典型。
图1为典型的推挽型变换器拓扑，其中，直流电源VDC的输出电压通过变压器T1、由二极管D1-D4构成的整流桥和电感L1给负载R供电，电容C1并联至负载R，两个开关管S1和S2交替导通。在空载时，开关管S1和S2的占空比很小，当突然施加重载时，开关管S1和S2的占空比迅速增大。参见图2所示的开关管S1和S2的驱动波形，实线和虚线分别对应S1和S2的驱动波形，在t1时刻变换器从空载突加重载，由于t1时刻以前变压器T1的励磁很小，在此忽略近似为0，t1时刻以后过大的占空比形成如图3中曲线0所示的过大的单向励磁变化，很容易造成变压器T1磁饱和，图3中的曲线1是正常工作时的励磁曲线。
为了解决这一问题，常规做法是将S1和S2的开关频率提高，驱动波形如图4所示，实线和虚线分别对应S1和S2的驱动波形，t1时刻从空载突加重载，占空比迅速增大，但是由于开关周期减小，导通时间也会小于图2的导通时间，进而避免了变压器磁饱和。但是提高开关频率会使得开关损耗显著上升，继而衍生出温升等其他问题。
总之，高频变压器隔离型变换器在输出负载从空载到满载突变时，变压器原边侧开关管驱动脉冲宽度会从很小的占空比突变到很大的占空比，由于初始阶段变压器励磁很小，过大的单向励磁变化很容易造成变压器磁感应强度超过允许运行的最大值，进而造成变压器磁饱和。为了防止变压器磁饱和，常规的做法是提高变压器原边侧开关管的开关频率，这样又造成了开关损耗显著上升，增加了变换器的散热成本。
发明内容
因此，本发明的目的在于克服上述现有技术的缺陷，提供一种隔离型变换器的控制装置，包括：
比较模块，其接收所述隔离型变换器的负载量，将所述负载量与第一预设阈值和第二预设阈值进行比较，并输出比较结果；和
调节模块，其接收所述比较结果并基于所述比较结果调节所述隔离型变换器的开关管的开关频率，其中，当所述负载量不大于所述第一预设阈值时，所述开关频率被设置为第一频率值以防止所述隔离型变换器的变压器磁饱和，当所述负载量大于所述第二预设阈值并处于稳定状态时，所述开关频率被设置为第二频率值以使得所述隔离型变换器的温度不超过允许的最高温度，其中，所述第一预设阈值小于或等于所述第二预设阈值，所述第一频率值大于所述第二频率值。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，还包括检测模块，其用于检测并输出所述隔离型变换器的负载量。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，当所述负载量不大于所述第一预设阈值时，如果所述开关频率小于所述第一频率值，那么将所述开关频率直接增加至所述第一频率值；当所述负载量大于所述第二预设阈值并处于稳定状态时，如果所述开关频率大于所述第二频率值，那么将所述开关频率逐步降低至所述第二频率值，优选地，所述开关频率以特定的间隔逐步降低至所述第二频率值或者以RC电路的充放电曲线逐步降低至所述第二频率值。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，包括微控制器、延时电路、三极管、第一电阻和第二电阻、第一电容和脉宽调制芯片，其中，
所述微控制器基于所述隔离型变换器的负载量与预设阈值的比较结果改变其输出电压；
所述微控制器的输出端经由所述延时电路连接至所述三极管的基极，所述三极管的发射极接地、集电极通过所述第一电阻连接至所述脉宽调制芯片的第一引脚，所述第一引脚与所述第一电阻之间的节点通过所述第二电阻接地，所述脉宽调制芯片的第二引脚通过所述第一电容接地；
所述脉宽调制芯片的输出端连接至所述隔离型变换器的开关以调节所述开关管的开关频率，
其中，所述延时电路用于实现所述脉宽调制芯片的输出频率的直接增加和逐步降低。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，所述延时电路包括第三电阻、第四电阻、第五电阻、二极管和第二电容，所述第三电阻和所述第四电阻构成的串联支路与所述二极管和所述第五电阻构成的串联支路并联，所述第三电阻和所述二极管之间的节点连接至所述微控制器的数字信号模块的输出端，所述第四电阻和所述第五电阻之间的节点连接至所述三极管的基极，所述第三电阻和所述第四电阻之间的节点通过所述第二电容接地。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，所述延时电路包括模拟信号模块、软件控制单元以及第三电阻，所述模拟信号模块连接至所述微控制器的输出端，所述软件控制单元用于控制所述模拟信号模块的输出模拟信号，所述模拟信号端连接至所述第三电阻的一端，所述第三电阻的另一端连接至所述三极管的基极。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，所述脉宽调制芯片的输出端通过驱动放大电路连接至所述隔离型变换器的开关管。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，所述比较模块包含在所述微控制器中。
根据本发明的隔离型变换器的控制装置，优选地，包括连接至所述隔离型变换器的开关管的MCU，其基于所述隔离型变换器的负载量与预设阈值的比较结果改变其生成PWM生成模块的周期寄存器值，从而改变所述开关管的开关频率。
本发明还提供了一种隔离型变换器的控制方法，其包括如下步骤：
比较步骤，将所述隔离型变换器的负载量与第一预设阈值和第二预设阈值进行比较；和
调节步骤，基于所述比较步骤的比较结果调节所述隔离型变换器的开关管的开关频率，其中，当所述负载量不大于所述第一预设阈值时，所述开关频率被设置为第一频率值以防止所述隔离型变换器的变压器磁饱和，当所述负载量大于所述第二预设阈值并处于稳定状态时，所述开关频率被设置为第二频率值以使得所述隔离型变换器的温度不超过允许的最高温度，其中，所述第一预设阈值小于或等于所述第二预设阈值，所述第一频率值大于所述第二频率值。
与现有技术相比，本发明通过侦测负载量来调整开关频率，既解决了变换器满载稳定运行时变换器存在的温升问题，又有效地规避了变换器从空载突然加载时变压器的磁饱和问题。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1为典型的推挽型变换器拓扑；
图2示出图1的变换器拓扑中开关管S1和S2的驱动波形；
图3示出基于图2所示的驱动波形，图1的变换器拓扑中的变压器的励磁曲线；
图4示出图1的变换器拓扑中开关管S1和S2的另一个驱动波形；
图5示出根据本发明第一实施例的隔离型变换器的开关频率调节方法的流程图；
图6和图7分别示出开关频率增加和降低时变压器励磁曲线的变化；
图8示出根据本发明第二实施例的隔离型变换器的开关频率调节装置；
图9示出本发明的开关频率调节装置的第一示例的电路结构示意图；
图10示出RC电路的充放电曲线的示例；以及
图11根据示出本发明的开关频率调节装置的第二示例的电路结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
第一实施例
本发明的实施例提供了一种隔离型变换器的开关频率调节方法，其根据负载来调节开关频率从而降低开关损耗，具体地调节方法参见图5所示的流程图，包括如下步骤：
步骤1：启动隔离型变换器，将初始开关频率设置为第一频率值(例如55kHz)；
步骤2：检测负载量并将负载量与预设阈值(例如50％的额定功率)进行比较，在本发明中，负载量优选地为负载功率；
步骤3：基于负载量与预设阈值的比较结果调节隔离型变换器的开关频率，其中，当负载量不大于预设阈值时，将开关频率增加至第一频率值，当负载量大于预设阈值并处于稳定状态时，将开关频率降低至第二频率值。在本发明中，稳定状态是指负载量在特定时间段(例如2s)内保持在恒定值或者基本上保持在恒定值(例如在恒定值的90％～110％之间浮动)，然而，对稳定状态的这种限定仅仅是示例性的而非限制性的。
具体地，判断负载量是否大于预设阈值。
如果否，则进一步判断当前的开关频率是否小于第一频率值，如果开关频率小于第一频率值，则增加开关频率至第一频率值，如果开关频率不小于第一频率值(通常为在第一频率值)，则不对开关频率进行调节，继续检测负载量，也即，如果负载量不大于预设阈值，保持较高的开关频率(第一频率值)以防止隔离型变换器的变压器磁饱和，也即保持在变压器允许工作的最大磁感应强度以内；
如果是，则进一步判断负载量是否处于稳定状态，如果负载量不稳定，则继续检测负载量；如果负载量处于稳定状态，则进一步判断当前的开关频率是否大于第二频率值(例如40kHz)，如果开关频率大于第二频率值，则减小开关频率至第二频率值，如果开关频率不大于第二频率值(通常为在第二频率值)，则不对开关频率进行调节，继续检测负载量，也即，如果负载量大于预设阈值并处于稳定状态时，则保持较低的开关频率(第二频率值)以使得隔离型变换器的温度不超过允许的最高温度，该最高温度为隔离型变换器的元器件所能承受的最高温度。
在本发明中，较高的第一频率值和较低的第二频率值根据具体的产品型号和应用场景来选择，优选地在1～500kHz范围内。
在该实施例中，为了避免输出负载刚好落在负载切换点(例如50％额定负载)，导致***反复调整开关频率的问题，可以通过加入负载切换的滞环来解决。比如，设置10％额定负载的滞环宽度：
当负载量小于45％时，采用较高开关频率。
当负载量45％-55％时，保持当前的开关频率不变。
当负载量大于55％时，逐步降低开关频率到较低的开关频率。
也就是说，将前述预设阈值设置为预设阈值范围，当负载量小于预设阈值范围的最小值时，采用较高的开关频率，当负载量大于预设阈值范围的最大值时，采用较低的开关频率，当负载量恰好在预设阈值范围内时，保持原来的开关频率不变，不对开关频率进行调节。
此外，参见图6所示的开关频率增加时变压器励磁曲线的变化以及图7所示的开关频率降低时变压器励磁曲线的变化。当开关频率增加时，变压器励磁曲线从图6中的曲线1变化到曲线2，励磁曲线收缩，不会造成变压器饱和，所以可以快速增加开关频率，例如从当前频率跳变至第一频率值(即，从当前频率直接变化至第一频率值)。当开关频率降低时，变压器励磁曲线从图7中的曲线1变化到曲线3，由于励磁曲线扩张，如果突变频率可能造成变压器饱和，所以优选地逐步地降低开关频率，例如以特定的间隔逐步地降低开关频率，使得励磁曲线平滑变化，避免变压器饱和。该特定的间隔可以是固定值，例如以1kHz为间隔逐步地降低开关频率至第二频率值，也可以是变化的值，例如随机地以1kHz、2kHz、3kHz逐步地降低开关频率至第二频率值。
第二实施例
该第二实施例提供了一种隔离型变换器的开关频率调节装置，参见图8，其包括检测模块1、比较模块2和调节模块3，其中，检测模块1用于检测负载量并将检测结果传输至比较模块2，该检测模块1可以是隔离型变换器内置的检测模块，也可以是外设的检测模块；比较模块2中预存储有预设阈值，并将接收到的负载量与预设阈值进行比较，并将比较结果传输至调节模块3；调节模块3基于接收到的比较结果调节开关管S1或S2的开关频率，同时开关S1或S2的开关频率能够反馈给调节模块3，当负载量不大于预设阈值时，将开关频率增加至第一频率值，当负载量大于预设阈值并处于稳定状态时，将开关频率降低至第二频率值。具体地，调节模块判断负载量是否大于预设阈值。
如果否，则进一步判断当前的开关频率是否小于第一频率值，如果开关频率小于第一频率值，则增加开关频率至第一频率值，如果开关频率不小于第一频率值(通常为在第一频率值)，则不对开关频率进行调节，继续检测负载量，也即，如果负载量不大于预设阈值，保持较高的开关频率(第一频率值)；
如果是，则进一步判断负载量是否处于稳定状态，如果负载量不稳定，则继续检测负载量；如果负载量处于稳定状态，则进一步判断当前的开关频率是否大于第二频率值(例如40kHz)，如果是，则减小开关频率至第二频率值，如果开关频率不大于第二频率值(通常为在第二频率值)，则不对开关频率进行调节，继续检测负载量，也即，如果负载量大于预设阈值并处于稳定状态，则保持较低的开关频率(第二频率值)。
优选地，比较模块2中预存储有预设阈值范围，当负载量小于预设阈值范围的最低值时，采用较高的开关频率，当负载量大于预设阈值范围的最高值时，采用较低的开关频率，当负载量恰好在预设阈值范围内时，保持原来的开关频率不变，不对开关频率进行调节。
优选地，调节模块3以特定的间隔逐步降低开关管S1或S2的开关频率。
下面给出隔离型变换器的开关频率调节装置的具体示例。
第一示例
参见图9所示的本发明的开关频率调节装置的第一示例的电路结构示意图。微控制器MCU接收负载量与预设阈值的比较结果并基于比较结果通过数字接口IO输出数字电压信号，该数字电压信号经过延时电路20控制三极管Q1的开关状态(包括导通状态、放大状态和截止状态)，继而调整脉宽调制芯片PWM IC振荡器外部的外接电阻R4和R5，继而调节PWMIC的振荡频率，该振荡频率对应PWM IC的输出频率，PWM IC优选地通过驱动电路连接至开关管S1和S2从而调节其开关频率，该开关频率与PWM IC的输出频率一致。具体地，延时电路20包括彼此串联的电阻R1和R2、彼此串联的二极管D1和电阻R3、以及电容C1，电阻R1和R2构成的支路与二极管D1和电阻R3构成的支路并联，电阻R1与二极管D1之间的节点连接至MCU的IO接口，电阻R1和R2之间的节点通过电容C1接地，电阻R2和R3之间的节点连接至三极管Q1的基极，三极管Q1的发射极接地，集电极通过电阻R4连接至PWM IC的RT引脚，PWMIC的CT引脚通过电容C6接地，电阻R4和RT引脚之间的节点通过电阻R5接地。
该示例的开关频率调节装置的详细控制过程如下：
(1)当MCU的IO输出信号从低电平变为高电平时，D1导通，通过D1给Q1的基极提供高电平电压，Q1饱和导通，R4和R5相当于并联。此时由于PWM IC的RT引脚电阻阻值较小，PWMIC输出频率较高。
同时，MCU输出的高电平通过R1给C1充电，C1电压从低电平逐渐上升至高电平，为MCU输出从高电平变为低电平做准备。
(2)当MCU的IO输出信号从高电平变为低电平时，C1的高电平通过R1放电，逐渐从高电平变为低电平，Q1从饱和导通经过放大区，再逐渐变为截止区。此时，由于PWM IC的RT引脚电阻阻值较大，其值为R5，PWM IC输出频率较低。
此过程中PWM IC输出频率从高逐渐变低的时间由C1经过R1放电的时间决定，也即，开关频率以RC电路的充放电曲线逐步地降低，例如图10所示的RC电路的充放电曲线的示例。
可以看出，在该示例中：
1)MCU的数字电压信号的电平变化时，PWM IC的输出频率也同步变化。
2)通过调整延时电路，特别是R1和C1的参数，可以改变C1电压变化的速度，进而改变三极管Q1的工作状态。如果把三极管集电极(C极)和发射极(E极)之间等效为一个电阻，则等效电阻的阻值随着C1电压变化而变化。从PWM IC角度来看，则PWM IC外接震荡电阻的并联电阻的阻值随着C1电压变化而变化，最终形成PWM IC输出频率随着C1电压变化而变化。所以通过调整R1和C1的参数，可以改变C1电压变化的速度，进而可以改变PWM IC输出频率变化的速度，实现PWM IC的输出频率的迅速增加和逐步降低。
3)通过调整R4的阻值，可以改变PWM IC外接RT引脚的电阻值，进而可以调整PWMIC输出频率变化范围。
本领域技术人员能够理解，在该示例中，比较模块可以包含在微控制器MCU中，其接收负载量信息并将负载量与预设阈值进行比较。
第二示例
参见图11所示的根据本发明的开关频率调节装置的第二示例的电路结构示意图。基于负载量与预设阈值的比较结果，MCU的输出经由模拟信号模块(DA模块)输出一个可变的模拟电压信号(DA输出)，优选地经过跟随器Op amp缓冲增强驱动能力，然后再通过电阻R1控制三极管Q1的开关状态(包括导通状态、放大状态和截止状态)，继而调整脉宽调制芯片PWM IC振荡器外部的外接电阻R4和R5，继而调节PWM IC的振荡频率，该振荡频率对应PWMIC的输出频率，PWM IC优选地通过驱动电路连接至开关管S1和S2从而调节其开关频率，该开关频率与PWM IC的输出频率一致。模拟信号模块可以包含在MCU内，也可以设置在MCU外部。具体地，在该示例中，模拟信号模块(DA模块)和控制模拟信号的软件控制单元、优选的跟随器以及电阻R1构成延时电路，通过软件控制单元控制DA模块输出信号的变化速度，实现PWMIC输出频率的迅速增加和逐步降低。另外，在该示例中，电阻R1后续的电路与第一示例一致，即，三极管Q1的发射极接地，集电极通过电阻R4连接至PWM IC的RT引脚，PWM IC的CT引脚通过电容C6接地，电阻R4和RT引脚之间的节点通过电阻R5接地。
该示例的开关频率调节装置的详细控制过程如下：
(1)当MCU的DA输出信号从低电平迅速变为高电平时，Q1饱和导通，R4和R5相当于并联。此时由于PWM IC的RT引脚电阻阻值较小，PWM IC输出频率较高。
(2)当MCU的DA输出信号从高电平逐步变为低电平时，Q1从饱和导通经过放大区，再逐渐变为截止区。此时，由于PWM IC的RT引脚电阻阻值较大，其值为R5，PWM IC输出频率较低。
此过程中PWM IC输出频率从高逐渐变低的速度取决于软件单元控制的DA信号的变化速度。
可以看出，在该示例中，
1)MCU的DA输出的电平变化时，PWM IC的输出频率也同步变化。
2)通过调整延时电路，实现PWM IC的输出频率的迅速增加和逐步降低。
3)通过调整R4的阻值，可以改变PWM IC外接RT引脚的电阻值，进而可以调整PWMIC输出频率变化范围。
本发明的延时电路不限于示例中的电路结构，还可以有其他的变形，只要能够实现PWM IC的振荡频率的迅速增加和逐步降低即可。
除了通过上述两个示例的硬件电路来实现开关频率的调节，还可以采用数字控制芯片通过软件实现S1和S2开关频率的调节，例如可以通过改变MCU内部PWM生成模块的周期寄存器值方便地实现。
1)当开关频率需要快速增加时，直接改变PWM生成模块的周期寄存器值到目标值。
2)当开关频率需要逐步减小时，通过循环指令，逐步改变PWM生成模块的周期寄存器值到目标值。通过改变周期寄存器目标值，可以改变开关频率变化范围。通过改变循环次数和周期寄存器值的变化量可以改变开关频率变化的速度。
为了体现本发明的效果，发明人针对伊顿的产品Callisto HV RT 3kVA进行了测试。采用现有技术的方法，为了防止变压器饱和现象将开关频率设为55kHz，满载电池放电温升，MOSFET的温度上升到超过140℃，且仍未稳定，只能关机终止测试，预测最高温度会达到155℃。采用本发明的方案后，再次测试，MOSFET的最高温度小于110℃，有效的解决了变压器的温升问题。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (10)

1.一种隔离型变换器的控制装置，包括：
比较模块，其接收所述隔离型变换器的负载量，将所述负载量与第一预设阈值和第二预设阈值进行比较，并输出比较结果；和
调节模块，其接收所述比较结果并基于所述比较结果调节所述隔离型变换器的开关管的开关频率，其中，当所述负载量不大于所述第一预设阈值时，所述开关频率被设置为第一频率值以防止所述隔离型变换器的变压器磁饱和，当所述负载量大于所述第二预设阈值并处于稳定状态时，所述开关频率被设置为第二频率值以使得所述隔离型变换器的温度不超过允许的最高温度，其中，所述第一预设阈值小于或等于所述第二预设阈值，所述第一频率值大于所述第二频率值。
2.根据权利要求1所述的隔离型变换器的控制装置，还包括检测模块，其用于检测并输出所述隔离型变换器的负载量。
3.根据权利要求1所述的隔离型变换器的控制装置，其中，当所述负载量不大于所述第一预设阈值时，如果所述开关频率小于所述第一频率值，那么将所述开关频率直接增加至所述第一频率值；当所述负载量大于所述第二预设阈值并处于稳定状态时，如果所述开关频率大于所述第二频率值，那么将所述开关频率逐步降低至所述第二频率值。
4.根据权利要求3所述的隔离型变换器的控制装置，其包括微控制器、延时电路、三极管、第一电阻和第二电阻、第一电容和脉宽调制芯片，其中，
所述微控制器基于所述隔离型变换器的负载量与预设阈值的比较结果改变其输出电压；
所述微控制器的输出端经由所述延时电路连接至所述三极管的基极，所述三极管的发射极接地、集电极通过所述第一电阻连接至所述脉宽调制芯片的第一引脚，所述第一引脚与所述第一电阻之间的节点通过所述第二电阻接地，所述脉宽调制芯片的第二引脚通过所述第一电容接地；
所述脉宽调制芯片的输出端连接至所述隔离型变换器的开关管以调节所述开关管的开关频率，
其中，所述延时电路用于实现所述脉宽调制芯片的输出频率的直接增加和逐步降低。
5.根据权利要求4所述的隔离型变换器的控制装置，其中，所述延时电路包括第三电阻、第四电阻、第五电阻、二极管和第二电容，所述第三电阻和所述第四电阻构成的串联支路与所述二极管和所述第五电阻构成的串联支路并联，所述第三电阻和所述二极管之间的节点连接至所述微控制器的数字信号模块的输出端，所述第四电阻和所述第五电阻之间的节点连接至所述三极管的基极，所述第三电阻和所述第四电阻之间的节点通过所述第二电容接地。
6.根据权利要求4所述的隔离型变换器的控制装置，其中，所述延时电路包括模拟信号模块、软件控制单元以及第三电阻，所述模拟信号模块连接至所述微控制器的输出端，所述软件控制单元用于控制所述模拟信号模块的输出模拟信号，所述模拟信号端连接至所述第三电阻的一端，所述第三电阻的另一端连接至所述三极管的基极。
7.根据权利要求4-6中任一项所述的隔离型变换器的控制装置，其中，所述脉宽调制芯片的输出端通过驱动放大电路连接至所述隔离型变换器的开关管。
8.根据权利要求4-6中任一项所述的隔离型变换器的控制装置，其中，所述比较模块包含在所述微控制器中。
9.根据权利要求3所述的隔离型变换器的控制装置，其包括连接至所述隔离型变换器的开关管的脉宽调制芯片，其基于所述隔离型变换器的负载量与预设阈值的比较结果改变其生成模块的周期寄存器值，从而改变所述开关管的开关频率。
10.一种隔离型变换器的控制方法，其包括如下步骤：
比较步骤，将所述隔离型变换器的负载量与第一预设阈值和第二预设阈值进行比较；和
调节步骤，基于所述比较步骤的比较结果调节所述隔离型变换器的开关管的开关频率，其中，当所述负载量不大于所述第一预设阈值时，所述开关频率被设置为第一频率值以防止所述隔离型变换器的变压器磁饱和，当所述负载量大于所述第二预设阈值并处于稳定状态时，所述开关频率被设置为第二频率值以使得所述隔离型变换器的温度不超过允许的最高温度，其中，所述第一预设阈值小于或等于所述第二预设阈值，所述第一频率值大于所述第二频率值。
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