CN1144579A - 用于残留边带已调制信号的载波无关定时恢复*** - Google Patents

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Abstract

一种电视信号接收机，用于处理以残留边带(VSB)格式发送的HDTV信号，包括由定时恢复网络(30)和载波恢复网络(50)共用的输入复数滤波器。该滤波器网络包括在VSB信号的高和低频带边缘呈镜象的一对上和下频带边缘滤波器(20、22)(图2)，用于产生抑制副载波的AM输出信号。该定时恢复网络包括相位检测(28、38)并响应从两个滤波器(经26)来的AM信号，用以同步***时钟(CLK)。载波恢复网络(50)也包括相位检测器(54、60、62、64)并响应来自滤波器之一或二者的输出，用于产生表示VSB信号相位/频率偏移的输出误差信号(Δ)。该误差信号用于减少或消除偏移以产生恢复的基带或近基带信号。随后的均衡器消除在已恢复信号中的任何残余的相位偏移。

Description

用于残留边带已调制信号的 载波无关定时恢复***
本发明涉及数字信号处理***。尤其涉及例如可由高清晰度电视(HDTV)信息调制的残留边带(VSB)信号的接收机所使用的定时恢复***。
接收机从VSB或QAM(正交调幅)信号恢复数据要求能实现三个功能：字符同步用的定时恢复、载波恢复(频率解调)及均衡。定时恢复是使接收机时钟(时基)同步于发射机时钟的过程。这使得所收信号在时间最优点处取样，以减少与所收符号值的判定处理相关的削波误差(slicing error)出现的机会。载波恢复是在频率移到较低的中频带宽后把所收的RF信号移到基带，以实现调制基带信息的恢复的处理过程。均衡是对于已收信号补偿其发送信道扰动效应的处理过程。更详细地说，均衡去除了由于发送信道的扰动所引发的符号间干扰(ISI)。ISI使得给定符号之值受其前位的及后随的符号值的畸变。
对于QAM信号，定时恢复通常是接收机中实施的第一功能。该定时是从中频带宽信号或近基带信号中恢复的，近基带信号即具有载波偏移的基带信号其载波偏移由一载波恢复网络所校正。在任何一种情形中，定时可在先于基带解调之前而被建立。
传送数字信息的QAM信号是由实轴和虚轴定义的二维数据符号矢量端点图(constellation)表达的。与之相对应，VSB信号是由一维数据矢量端点图所表达，其中只由单一轴来包括所要在接收机中恢复的量化数据。基带VSB信号的定时恢复是利用周期的同步(Sync)符号或成分来实现的。该项技术是由HDTV***大联盟最近提出用于美国的陆地广播。这种技术的显著缺陷是其对于同步符号的使用降低了数据发送信道的有效负载容量。
大联盟HDTV***用残留边带(VSB)数字传送格式，用于发送打包的数据流。这种HDTV***是由美国联邦通信委员会通过其高级电视业务咨询委员会(ACATS)提出的考虑在美国使用的发送标准。该***中的数据被排列成数据场序列。每场(field)包括313个段(segments)：一个场无同步段(它不含有效负载数据)及随后的312个数据段。一个同步成分与每一个数据段相关联。于1994个2月22日提交给ACATS技术分组的大联盟HDTV***的描述(草案)可见于94年3月20-24日的全国广播工作者协会的94年会刊、第48期广播工程会议会刊(48th Annual Broadcast Engineering ConferenceProcceedings)。
本发明所公开的适于VSB信号的定时恢复***有利地实现了定时恢复而不依赖同步成分。这是利用了频带边沿实现关于已收VSB信号的定时恢复，以便生成由之提取定时信息的双边带调幅信号。在所给出的实施例中，一个频带边缘滤波器网络滤出VSB信号的高与低频带边缘。该公开的***以符号速率有利地进行操作，它不依赖于包含有限带宽同步成分的已收信号，以利于定时恢复，并当载波偏移出现时，能够实现定时的同步化而与载波的偏移无关。
在公开的实施例中，滤波器网络是一个复数数字滤波器网络，在由该网络所滤波的频带边缘处，其响应对于所收VSB信号的频谱有互补性。
根据本发发明的特征，用于将所收VSB信号向基带频移的载波恢复网络也共用该滤波器网络。
图1是包括根据本发明原理的定时恢复***的例如象HDTV接收机的一个先进电视接收机的一部分框图。
图2-6示出了与图1***工作相关的信号幅度与频率的响应关系。
图1中，由输入网络14对经天线10接收的VSB调制的广播HDTV模拟信号作处理。该网络14包括例如RF调谐电路、用于产生适于转换成数字形式的中频通带的双转换调谐器及相应的增益控制电路。根据大联盟HDTV的规定，示出的所收的VSB信号是一个8-VSB信号，具有大致为10.76M符号/秒的符号速率并占据传统的6MHZ的频谱。具体而言，本例中所收VSB信号是具有一维数据矢量端点图的8-VSB信号，由下列8个数据符号所定义：
-7-5-3-1，1，3，5，7该***的尼奎斯特带宽标称值是例如5.38MHZ，在每个边缘处有0.31MHZ的标称额外带宽。公开的***也可用于例如16-VSB信号。
模-数转换器16以2样本/字符的取样速率操作，把从输入处理器14输出的信号从模拟型转换成数字型。所接收的VSB信号可包括导频成分并已由单元所解调，以使6MHZ带宽的中心被标称地置于5.38MHZ。在ADC16输入处信号的频谱占有的范围是从2.38MHZ到8.38MHZ。当建立起定时同步时，该ADC单元16以21.52MHZ对该信号取样，这一频率是符号速率的两倍。表示原始基带脉冲调幅(PAM)信号的DC点的导频成分的标称值是2.69MHZ(尼奎斯特频率)，它是1/8fsr。在下面的讨论中：
fc是所发送信号的载波频率(标称值为5.38MHZ)，
fst是所发送的符号频率(10.76M符号/秒，即四倍的尼奎斯特频率)，以及
fsr是接收机取样频率(21.52MHZ)。
在定时锁定时，fsr＝2fst。当解调成基带信号时，载波被锁定，fc＝1/4fsr。
来自ADC单元16的数字信号加到两个复数频带边缘滤波器20和22，它们是围绕尼奎斯特频率的镜象滤波器。每个滤波器展示出其实部和虚部函数，以使得从这些滤波器输出的信号包括实部和虚部成分。图1中，字母“C”表示传送具有实部和虚部成分的复数信号的信号通路。其它的信号通路只传送实部成分。滤波器20和22产生没有镜象成分的输出信号，即输出信号或是正、或是负的频谱成分，但不同时有二者。这样结果的优点是不会产生随后难于消除的寄生成分。如将在图2中所见到的那样，该***中的滤波器20和22的设计具有负频谱成分的复数解析输出信号。该负频率是任意选择的；也可以采用正频谱。
图2描述了由加到滤波器20和22的输入的所接收的VSB信号的带宽和由该两个滤波器的带通响应所构成的负频谱。输入的实部信号具有正和负频谱。正频谱由公知的技术所消除，留下负频谱。滤波器20提取的是VSB信号负频谱的上带缘，而滤波器22则提取的是VSB信号负频谱的下带缘。不论是正频谱还是负频谱，该上带缘包括最高频率成分，而下带缘包括最低的频率成分。滤波器20和22的带缘响应和VSB信号在本例中相交于尼奎斯特点处。在图2及以后的附图中，以符号“△”表示例如可能与近基带信号相关的载波频率偏移，即一个不完全被频移到基带的信号。将结合载波恢复(基带解调)网络详述这种偏移。
如图2所示，滤波器20和22的响应对于该两滤波器正在提取的带缘处的输入信号的频谱是互补的。当没有导频成分出现在所接收的VSB信号(图3)中时，它具有产生抑制了载波的双边带幅度调制(AM)信号的效应，而当有导频信号出现在该带缘中时，则产生双边带残留载波AM信号。滤波器20对频率f1左侧的响应是不严格要求的，而滤波器22对于频率f2右侧的响应是不严格要求的。
在建立定时和载波锁定之前，这些AM信号包含可被用于定时和载波恢复的频率(和相位)偏移。具体而言，从上带缘滤波器20的输出获得的AM信号的中心处于-fc-1/4fst。如果导频存在(例如大联盟HDTV***中的情况)，它将以这一频率出现。如果该信号作为VSB信号处理，则频率1/4fst是符号频率的四分这一。相类似地，从下带缘滤波器22的输出获得的AM信号的中心处在-fc+1/4fst(尼奎斯特频率)。当ADC单元16的取样时钟输入(CLK)的频率是四倍于这两个高和低抑制载波频带边缘的AM信号的载波之间的频率差(图3)时，就实现定时同步。
定时恢复***的操作如下。滤波器22的输出信号由单元22作共轭，把滤波器22输出信号的频谱从负向转成正向，如图4所示。单元25执行的共轭是一种人们熟知的过程，首先利用熟知的方法把信号分离成实部和虚部成分。通过以负单位因子乘以该虚部而使其反向。反向的虚部成分和原来的实部成分被重新组合。在乘法器26中，重新组合的低带缘AM信号与来自滤波1020的高带缘AM信号相乘。在乘法器26的输出产生的一个AM信号将载波频率成分fc去除，如图5所示。fc成分的去除是由于上带缘成分的负性载波消除了来自下带缘的共轭AM信号的正性载波。由于被乘AM信号都是双边带信号，在1/2fst的抑制载波中心频率处的AM信号被保持。频域中的这些信号在基带表示为偶函数(即只有实部成分)，其卷积在基带也表示为偶值函数。
由于卷积处理，从乘法器26输出的AM信号带宽已被加倍(时间域的乘法产生频率域的卷积)。通过把相隔的取样驱使为零，接收机取样时钟CLK的频率能被同步于输入VSB信号的符号频率，而与任何载波偏移(△)无关。它是以下述方式在定时恢复网络30中由相位检测器28所实现的。
从乘法器26(图5)来的双边带AM输出信号的虚部成分指示了信号失去定时(mis-timing)的幅度。而实部成分表示了失去定时的方向(AM抑制载波信号具有将要被克服的180度的二义性)。如果该AM信号被完好地定时，就没有虚部成分。通过借助相位检测器28中的单元32，利用公知的分离技术将出自乘法器26的双边带AM信号分成它构成的实部和虚部成分。利用公知的技术，变换单元34确定实部成分(方向信息)的符号，并以该符号与分离的虚部成分的取样值相乘。乘法器36的输出代表了一个误差信号，当定时实现锁定时，该误差信号由定时控制环路的作用而被驱使为零值。
由于双边带信号的载波频率按照标称值处于1/2fsr处，所以出自乘法器36的输出信号的虚部的锁定值将是零。以实部的符号乘以虚部成分使得检测器28具有区别正与负频率偏移的功能。
从相位检测器28输出的信号由低通环路滤波器38所滤波，如已知那样，该低通环路滤波器包括积分通路和比例通路，其时钟频率为1/2fsr。由于该环路的目的是每隔一取样值将一个虚部成分驱使为零，所以每隔输入信号的一个取样值给环路滤波器38送一次时钟。滤波器38的输出是加到压控振荡器(VCO)40的一个DC电压。振荡器40提供给用于ADC单元16的接收机取样时钟CLK是DC电压的函数。当由包括网络30的所描述的定时恢复***所提供的ADC取样时钟是从滤波器20和从(图3)的两个AM输出信号之间的差频的四倍时，即实现了定时同步。滤流器38的比例的和积分的控制部分按公知方式分别用K1和K2增益控制标量加以调节。这些标量被设置成大数值，以有利于在搜索模式中的信号搜索，并可以在跟踪模式中降低其数值，以增加其抗噪性能。为实现定时锁定所需的时间是作为例如信号中存在的噪声量和多路径失真、控制环路带宽以及控制环路时间常数的函数而改变的。
在图1的***中，载波可用两种不同的方法来恢复。一种方法是利用从滤波器20和22输出的两个带缘AM信号，与上述的用于定时恢复的方式类似。第二种方法是共用一个已收信号的带缘。第二方法情况下，通常所用的带缘是可以包括导频信号的那一个。与导频成分相关的附加能量增强了在低的信噪比条件下载波恢复环路的性能。然而应予注意，这两种方法都最好不要求导频成分的存在。
两个频带边缘都采用的载波恢复方法把滤波器20和22的输出在乘法器45中乘在一起，而没有象已有的定时恢复那样对信号进行共轭。这种相乘在乘法器45的输出产生出具有-2fc载波频率的一个已抑制载波的AM信号。符号速率成分fst已被从该AM信号完全去除。如果载波偏移(△)存在，则如图6所示，该载波频率是在-2fc-2△处。到此为止，载波恢复过程与接收机解调器取样时钟频率fsr无关。
在数字信号处理的应用中，通常希望设计出能够方便地产生出与数字信号处理器时钟频率谐波相关的信号的压控振荡器(VCO)或频谱移位器。基于此种考虑，注意到复合双边带AM信号在乘法器45(图6)的输出端是将其中心处于-2fc的频率(略去任何载波的偏移)，或是在-2fc-2△(包括偏移)。这意味着该AM信号是跨在折叠重合区的。更具体而言，实际中的图6示出的AM信号左边带部分是被“环绕”到正性频谱中。由于该AM信号是复数信号，其中第一负性重复频带的相邻正性频率成分已经去除，因而并不产生折叠。
为简化载波恢复网络的设计，相关的相位检测器54实际上与使用在定时恢复网络30中的相位检测器28相同。为实现这一点，输入到相位检测器54的AM信号的载波必须被驱动为1/4fsr。输入到相位检测器54的AM信号的载波由工作在+1/4fsr的复数频谱移位器标称地移动到1/4fsr频率。该频谱移位器包括复数乘法器52和64。乘法器64响应1/4fsr取样信号以将VCO62的输出信号移位+1/4fsr。VCO62的响应特性与在定时控制环路中的VCO40的特性相似，并响应与在定时恢复环路中的滤波器38相似的低通环路滤波器60所产生的DC电压。从乘法器64输出的其中包括由环路产生的频率偏移加上固定的1/4fsr的产生的复数输出信号被送到复数乘法器52的输入端。乘法器52的另一输入端接收从复数乘法器45输出的、中心定在-2fc的AM信号。
相位检测器54的操作与定时恢复环路中的相位检测器28相同。相位检测器54包括实部/虚部成分的分离器55、符号函数变换网络56、和输出乘法器57。相位检测器54的操作是将乘法器52的输出信号的虚部成或与实部成分的符号相乘。这使得虚部成分的相隔取样值被驱使为零。由于相位检测器54与相位检测器28一样是对同一套取样值(即奇数的或偶数的但不同时有这二者)施以操作，所以环路滤波器60(和滤波器38相同)被要求以符号速率而不是以两倍的符号速率提供输出样本。较之以每个符号需要2个样本的假定实施方案所需的操作量相比，这就显著降低了环路滤波器的复杂性。
在载波恢复网络50的输入处，乘法器45的输出是中心定在-2fc-2△频率处的复数双边带抑制载波的AM信号。载波环路中的VCO62的输出是大约为2△的信号。为产生在VCO62输出处的这一信号，经过乘法器64把信号1/4fsr加到载波环路，以消除2fc成分。利用2分频器70，在VCO62输出的复数信号2△被变换成载波恢复网络50的输出信号△。输出信号△是表示载波的相位/频率偏移的一个单纯频率(tone)(无频谱)。
在由单元72进行延时之后，VSB输出信号从ADC单元16加到乘法器74的输入，这就补偿了经过滤波器20和22的信号延时。延时单元72的输出是一个复数的近基带对称双边带VSB信号，如靠近框72处的频谱图所描绘的那样。该信号由乘法器74移位得更接近基带，该乘法器1/8fsr所控制，以在其输出产生接近基带的上VSB边带，如在乘法器74的输出处的频谱图所示。从乘法器74输出的近基带VSB信号加到复数乘法器71的一个输入端，而从载波恢复网络50输出的(表示偏移的)输出信号△加到乘法器71的另一个输入端。乘法器71的功能实际上是消除在VSB信号中的偏移△，以产生基带VSB信号。
出现在乘法器71的输出端的复数已解调VSB信号应是且时常是在基带处。但在实际中该信号可能包括不得不予补偿的残留相位偏移。这种补偿由均衡器75来实现，它的结构形式是公知的。均衡器75按公知方式补偿信道扰动并产生由单元76解码且由输出处理器78处理的已均衡的输出信号。如所公知，解码器76可包括例如格构解码器(trellis decoder)、去交错器(de-intecleaver)、里德(Reed)-索洛蒙(Solomon)错误校正及音频/视频解码器网络。输出处理器78可包括音频及视频处理器及音频和视频复制装置。
载波恢复也能通过下述方式利用输入信号的单一频带的边缘来完成。下带缘滤波器22产生具有载波频率为-fc+1/4fst的双边带AM输出信号。这通过把从滤波器20至乘法器45的输入设置成单位值来实现。能够通过在滤波器20的输出端和乘法器45的上输入端之间的信号通路内放置一个乘法器来作到这一点。乘法器的一个输入端接收来自滤波器20的输出信号，另一个输入端接收单位值信号。该单位值信号是响应加到该乘法器的一个控制输入端的控制信号而被传送到乘法器45的输入端的。当采用了单位值信号时，自上带缘滤波器20输出的信号从乘法器45脱离。在采用两个频带滤波器的***中，定时与载波锁定可在大约同时出现。在只采用一个带缘滤波器的***中，载波锁定可在定时锁定之后出现，这要根据诸如噪声、环路增益和环路带宽等多种因素而定。如果已由网络30建立了定时锁定，则fst＝1/4fsr，而且可以由一个-1/8fsr频谱位移器对滤波器22的AM输出信号进行位移而移除载波的fst成分。图1中频谱移动的完成是通过将输入到乘法器64的所示出的1/4fsr时钟变化成-1/8fsr来进行的。在此频谱位移之后，乘法器52输出的AM信号载波将处在频率-fc处(在前述双频带边缘方法情形中则是-2fc)。
在本实施例中，通过利用与用于双频带边缘载波恢复实例的单元54相似的相位检测器、以及将相隔样本的实部强置成零值，可以容易地将AM信号载波频率fc驱至-1/4fsr。相位检测器的输出由在一环路中驱动VCO的一个低通环路滤波器所积分，该环路用以将AM信号载波频率驱成-1/4fsr，其方式与结合双频带边缘载波恢复实例的上述讨论的方式相似。
在所讨论的实施例中，即使在有载波偏移的情况下也能实现定时恢复(锁定)，而且定时锁定不依赖于在VSB信号中用于此目的的同步成分。选择在尼奎斯特区中点处操作相位检测器28和54是一个可能的解决问题的方案。但是，相位检测器也可工作于基带而有同样结果。负性频谱的利用是任意的。通过采用所述电路的不同的实施方案，正性频谱也可能已被使用而有相似的结果。例如，采用共轭滤波器20和22且将-1/4fsr的信号输入到乘法器64。

Claims (11)

1、一个用于接收作为已调制残留边带(VSB)信号发射的高清晰度电视(HDTV)信号的***，其中该VSB信号被格式化为代表数字图象数据的符号的一维数据矢量端点图(constellation)并可表现出有载波偏移，在所述***中有定时恢复网络用于建立本地接收机符号时钟和发射机符号时钟之间的定时同步，所说定时恢复网络在有所说载波偏移出现在所说的已收信号中时。能够实现所说的同步而与所说载波的偏移无关，所说定时恢复网络包括：
用于接收所说VSB信号的输入网络(14、16)；
响应来自所说输入网络的输出信号的滤波器网络，包括具有分别与该VSB信号频谱的高及低频带边缘相关的频带边缘响应的第一频带边缘滤波器(20)和第二频带边缘滤波器(22)，用于在所说的第一和第二滤波器各自的输出端产生双边带调幅(AM)信号；
相位检测器网络(28、38)，用于处理来自所说滤波器网络的双边带AM输出信号，以产生代表定时误差的控制信号；以及
时钟信号产生器(40)，响应所说的控制信号，以产生所说的符号时钟。
2、根据权利要求1的***，其中，
所说的第一和第二滤波器是复数数字滤波器，其频率响应与所说两个滤波器所分别滤波的频带边缘处的VSB输入信号频谱是互补的。
3、根据权利要求1的***，其中，
所说的已收VSB信号分别在相对于中频带载波频率fc+/-△的频率为fc-1/4fst和fc+1/4fst处呈现出具有频带边缘响应的频谱；而且，
所说的第一滤波器在尼奎斯特频率fc-1/4fst处具有频带边缘响应，而第二滤波器在尼奎斯特频率fc+1/4fst处具有频带边缘响应，其中：
fc是所说发送的VSB信号的载波频率；
fst是发送的符号频率；以及
△是存在时的载波偏移。
4、根据权利要求1的***，其中，
所说的输入网络包括模拟/数字转换器(16)，用于把所接收信号转换成数字形式，所说的转换器响应于所说的符号时钟。
5、根据权利要求1的***，还包括：
乘法器(26)，它具有用于分别从所说滤波器接收输出信号的第一第二输入端，以及耦合到所说的相位检测器网络输入端的输出端。
6、根据权利要求5的***，还包括：
装置(25)，在所说第一和第二滤波器的输出信号被加到所说的乘法器之前，对这两个信号之一进行共轭操作。
7、根据权利要求5的***，其中，
所说乘法器的输出信号是中心在频率1/2fst处的一个已抑制载波的双边带AM信号，其中fst是发送的符号频率。
8、根据权利要求1的***，其中，
所说输入到所说相位检测器网络的信号是具有实部和虚部成分的复数信号；以及
所说相位检测器网络包括用于消除在所说相位检测网络的输出信号中的所说虚部成分的装置。
9、根据权利要求1的***，其中，
所说的VSB信号是具有一维数据符号矢量端点图的一个8-VSB信号，所述矢量端点图由下列8个数据符号定义：
-7，-5，-3，-1，1，3，5，7。
10、用于接收作为已调制残留边带(VSB)信号发射的高清晰度电视(HDTV)信号的***，该VSB信号被格式化为代表数字图象数据的符号的一维数据矢量端点图，该***的装置包括：
用于接收所说VSB信号的输入网络(14、16)；
响应来自所说输入网络的输出信号的一个滤波器网络，包括具有分别与该VSB信号频谱的高及低频带边缘相关的频带边缘响应的第一频带边缘滤波器(20)和第二频带边缘滤波器(22)，用于在所说的第一和第二滤波器各自的输出端产生双边带调幅(AM)信号；
响应分别从所说第一和第二滤波器输出的信号的定时恢复网络(30)，用于建立本地接收机的符号时钟和发射机的符号时钟之间的定时同步，以及
载波恢复网络(50)，响应从所说第一和第二滤波器输出的信号，用于将所说已接收的VSB信号向基带频率频移。
11、根据权利要求10的***，其中，
所说的第一和第二滤波器是数字滤波器，其频率响应对于在所说滤波器分别滤波的频带边缘处，所说输入VSB信号的频谱是互补的。
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