CN114336660A - 一种基于功角的upqc直接电流预测控制方法 - Google Patents

一种基于功角的upqc直接电流预测控制方法 Download PDF

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CN114336660A CN202111610881.5A CN202111610881A CN114336660A CN 114336660 A CN114336660 A CN 114336660A CN 202111610881 A CN202111610881 A CN 202111610881A CN 114336660 A CN114336660 A CN 114336660A
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Abstract

本发明涉及一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，在UPQC基础上，基于功角控制策略和有限集模型预测控制(FCS‑MPC)原理，提出了一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法。在本发明所提控制策略下，分别将串、并联APF受控为正弦电流源和正弦电压源，解决网侧电流和负载侧电压质量问题；设计了UPQC在dq坐标系下基于功角的电流预测控制模型，采用FCS‑MPC控制器代替传统直接控制中电流环及PWM调制环节，通过控制串联APF注入电压使电源电压和负载电压相位相差功角δ，进而控制串联APF承担部分负载无功功率需求。本发明所提控制策略避免了串、并联APF变换复杂的电流环PI调节器参数整定及PWM调制环节，简化控制过程，提高串联APF的利用率，减轻并联APF的无功功率负担。

Description

一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法
技术领域
本发明涉及电力设备控制技术领域，具体是涉及一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法。
背景技术
近年来，随着电力电子器件和电力装置的广泛应用和分布式电源接入电网，电力***中的非线性负荷不断增加，大量谐波畸变产生，电能质量问题日益突出。一些常用的电压电流补偿设备和装置在电能质量治理方面功能都较为单一，不能满足多种电能质量协调治理的需求。统一电能质量调节器(UPQC)作为兼具与电源侧相关的电流电能质量问题的控制功能和与负载侧相关的电压电能质量问题治理功能的综合电能质量控制器，受到了广泛关注。针对传统线性算法下UPQC解耦后的***中仍存在dq两轴量间的交叉量，控制环节存在多个PI控制器，控制参数较多，控制过程复杂的问题，串联侧长时间闲置、并联侧长期重载运行的问题。本发明提出一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法。
发明内容
发明目的：本发明目的是公开一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，相比较传统线性算法解耦控制策略，本发明提供的控制策略减少控制环节存在的多个PI控制器，减少控制参数，减低控制的复杂程度，提高串联有源电力滤波器的利用率，减轻并联有源电力滤波器无功功率负担。
统一电能质量调节装置,包括串联有源电力滤波器VSC1、并联有源电力滤波器VSC2,串联变压器T、直流母线、直流储能电容C、串联有源电力滤波器低通滤波电抗L1和并联有源电力滤波器低通滤波电抗L2、串联有源电力滤波器滤波电容C1和并联有源电力滤波器滤波电容C2。
技术方案：为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，该方法如下：
(1)对负载电压进行补偿，在保证补偿后负载电压幅值不变、串联有源电力滤波器电压不超过额定值的前提下，根据补偿后的负载电压，网侧电压，串联补偿电压计算出功角控制策略的功角值；
(2)通过对UPQC***数据采集，获得k时刻的负载三相电流、负载三相电压、网侧三相电压、串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流、串联变压器二次侧电压、并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流、并联有源电力滤波器最终流向负载的电流、直流侧母线电压及当前时刻的锁相角；
(3)根据(2)中获得的电压电流量计算出串联有源电力滤波器预测电流的参考电流，并通过延时补偿得到k+1时刻对应的参考电流；
(4)根据(2)中获得的电压电流量计算出并联有源电力滤波器预测电流的参考电流，并通过延时补偿得到k+1时刻对应的参考电流；
(5)根据(2)中获得的电压电流量和预测模型计算出k+1时刻的串联有源电力滤波器输出电流和并联有源电力滤波器输出电流；
(6)将步骤(3)k+1时刻参考电流和步骤(5)串联有源电力滤波器输出电流代入代价函数选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于串联有源电力滤波器；将步骤(4)k+1时刻参考电流和步骤(5)并联有源电力滤波器输出电流代入代价函数选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于并联有源电力滤波器。
进一步，步骤(1)的方法具体如下：考虑到电压暂升暂降和负载突变造成串联有源电力滤波器侧电压的变化，设定串联补偿电压维持为串联有源电力滤波器APF额定电压的2/3，保证串联有源电力滤波器不会越限。将补偿后负载电压U′L、网侧电压Us和串联补偿电压Use代入余弦定理，可求得功角δ。
公式如下：
Figure BDA0003434754210000021
进一步的，步骤(2)的方法具体如下：
第一步：通过对UPQC***采样，获得k时刻的负载三相电流iLa(k)、iLb(k)、iLc(k)，负载侧三相电压uLa(k)、uLb(k)、uLc(k)，网侧三相电压usa(k)、usb(k)、usc(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流ica1(k)、icb1(k)、icc1(k)，串联变压器二次侧电压uca(k)、ucb(k)、ucc(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流ica2(k)、icb2(k)、icc2(k)，并联有源电力滤波器最终流向负载的电流ia2(k)、ib2(k)、ic2(k)和直流侧母线电压udc(k)；
第二步：依据第一步采集获得的网侧三相电压usa(k)、usb(k)、usc(k)，利用MATLAB/SIMULINK库中自带的锁相环计算得到锁相角θ，结合Clark、Park变换把第一步中采集的负载三相电流iLa(k)、iLb(k)、iLc(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流ica1(k)、icb1(k)、icc1(k)，串联变压器二次侧电压uca(k)、ucb(k)、ucc(k)，变换到同步旋转坐标系中，获得负载电流的d轴电流iLd(k)、q轴电流iLq(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流的d轴电流icd1(k)、q轴电流icq1(k)，串联变压器二次侧电压的d轴电压ucd(k)、q轴电压ucq(k)；将步骤(1)所求得功角δ与锁相角θ相加得到旋转变换角度ω，通过同步旋转变换把负载侧三相电压uLa(k)、uLb(k)、uLc(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流ica2(k)、icb2(k)、icc2(k)和并联有源电力滤波器最终流向负载的电流ia2(k)、ib2(k)、ic2(k)变换到同步旋转坐标系中，获得负载电压的d轴电压uLd(k)、q轴电压uLq(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流的d轴分量icd2(k)、q轴分量icg2(k)和并联有源电力滤波器最终流向负载的电流d轴分量id2(k)、q轴分量iq2(k)。
其中旋转变换角度ω＝δ+θ，同步旋转变换通用公式为：
Figure BDA0003434754210000031
进一步的，步骤(3)的方法具体如下：
第一步：负载电流的d轴分量iLd(k)经过低通滤波器作用后，得到负载电流的基波有功分量
Figure BDA0003434754210000032
第二步：将直流侧母线电压udc(k)与给定值
Figure BDA0003434754210000033
相减后，输入到PI调节器，得到直流母线电流的偏差量iDC(k)；
第三步：将第二步得到的iDC(k)与第一步得到的负载电流的基波有功分量
Figure BDA0003434754210000034
叠加得到d轴参考电流值
Figure BDA0003434754210000035
令q轴参考电流
Figure BDA0003434754210000036
为0，
Figure BDA0003434754210000037
和
Figure BDA0003434754210000038
经过延时补偿后得到串联有源电力滤波器的电流参考矢量为
Figure BDA0003434754210000039
和
Figure BDA00034347542100000310
其中串联有源电力滤波器参考电流的延时补偿公式如下：
Figure BDA00034347542100000311
式中
Figure BDA0003434754210000041
分别为参考电流
Figure BDA0003434754210000042
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA0003434754210000043
分别为参考电流
Figure BDA0003434754210000044
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA0003434754210000045
分别为参考电流
Figure BDA0003434754210000046
在k+1时刻参考电流。
进一步的，步骤(4)的方法具体如下：
第一步：将负载电压的d轴分量uLd(k)和q轴分量uLq(k)分别与给定d轴电压
Figure BDA0003434754210000047
和q轴给定电压
Figure BDA0003434754210000048
相减后，输入PI调节器，输出值等效为并联有源电力滤波器滤波电容C2产生电流的d轴电流
Figure BDA0003434754210000049
与q轴电流
Figure BDA00034347542100000410
第二步：将第一步得到的电流值
Figure BDA00034347542100000411
与id2(k)、iq2(k)、电压耦合量uLd(k)、uLq(k)代入并联有源电力滤波器的KCL方程，到的参考电流
Figure BDA00034347542100000412
和
Figure BDA00034347542100000413
并经过延时补偿后得到并联变换器的电流参考矢量为
Figure BDA00034347542100000414
和
Figure BDA00034347542100000415
其中，并联有源电力滤波器的KCL方程为：
Figure BDA00034347542100000416
式中，ω为电源角频率，C2为并联有源电力滤波器的滤波电容；
其中并联有源电力滤波器参考电流的延时补偿公式如下：
Figure BDA00034347542100000417
式中
Figure BDA00034347542100000418
是参考电流
Figure BDA00034347542100000419
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA00034347542100000420
是参考电流
Figure BDA00034347542100000421
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA00034347542100000422
分别为参考电流
Figure BDA00034347542100000423
在k+1时刻参考电流。
进一步的，步骤(5)的方法具体如下：将获得的负载电压、串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流、串联变压器二次侧电压、并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流d轴和q轴分量代入串并联侧预测模型得到对应的k+1时刻的预测电流矢量；
其中串并联侧预测模型如下所示：
Figure BDA0003434754210000051
式中，icd1(k)、icq1(k)分别为串联有源电力滤波器VSC1侧k时刻发出电流的d轴分量和q轴分量，ucd(k)、ucq(k)分别为串联变压器二次侧k时刻电压的d轴分量和q轴分量，icd2(k)、icq2(k)分别为并联有源电力滤波器VSC2侧k时刻发出电流的d轴分量和q轴分量，uLd(k)、uLq(k)分别为负载侧k时刻三相电压的d轴分量和q轴分量，Sd1、Sq1、Sd2、Sq2分别为串并联侧S1、S2开关函数d轴分量和q轴分量，Ts是***的控制周期，
Figure BDA0003434754210000052
分别为串并联侧k+1时刻的预测电流矢量，L1、L2分别是串联侧和并联侧滤波电感，uDC(k)是k时刻的直流母线电压。
进一步的，步骤(6)的方法具体如下：
将步骤(2)中k+1时刻的参考电流
Figure BDA0003434754210000053
和步骤(4)k+1时刻串联有源电力滤波器输出电流
Figure BDA0003434754210000054
代入代价函数g1选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于串联有源电力滤波器；将步骤(3)k+1时刻的参考电流
Figure BDA0003434754210000055
和步骤(4)k+1时刻并联有源电力滤波器输出电流
Figure BDA0003434754210000056
代入代价函数g2选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于并联有源电力滤波器；
其中串联侧代价函数g1和并联侧代价函数g2如下所示：
Figure BDA0003434754210000057
有益效果：与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益效果：
(1)直接控制策略消除了谐波检测算法，并分别将串联有源电力滤波器作为正弦电流源和并联有源电力滤波器作为正弦电压源进行控制，可以有效地简化控制器结构，提高***的动态性能，
(2)与传统线性控制算法相比，电流预测控制不需要脉宽调制技术。
(3)相比较传统线性算法解耦控制策略，本发明提供的控制策略减少控制环节存在多个PI控制器，减少控制参数，减低控制的复杂程度，提高串联侧容量利用率，减轻并联侧无功功率负担。
附图说明
图1是本发明原理框图；
图2是dq坐标系下传统线性算法的UPQC串联有源电力滤波器VSC1控制框图；
图3是dq坐标系下传统线性算法的UPQC并联有源电力滤波器VSC2控制框图；
图4是本发明UPQC串联有源电力滤波器VSC1控制框图；
图5是本发明UPQC并联有源电力滤波器VSC2控制框图；
图6是功角控制策略的相量图；
图7基于功角的UPQC直接电流预测控制策略***负载A相电压波形对比；
图8基于功角的UPQC直接电流预测控制策略***网侧A相电流波形对比；
图9网侧存在谐波时补偿前后网侧电流THD和负载电压THD对比；
(a)网侧存在谐波时补偿前网侧电流THD，(b)网侧存在谐波时补偿后网侧电流THD；
(c)网侧存在谐波时补偿前负载电压THD，(d)网侧存在谐波时补偿后负载电压THD。
图10传统控制策略和本发明提出的策略控制下***无功功率波形图；
(a)传统控制策略UPQC***无功功率波形图，
(b)基于功角的UPQC直接电流预测控制策略UPQC***无功功率波形图。
图11电网电压和电流相位。
具体实施方式：
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步解释说明。
图1所示，基于功角的UPQC直接电流预测控制策略的UPQC***，该***是现有的***，包括串联有源电力滤波器VSC1、并联有源电力滤波器VSC2、串联变压器T、直流母线、直流储能电容C、串联有源电力滤波器低通滤波电抗L1和并联有源电力滤波器低通滤波电抗L2、串联有源电力滤波器滤波电容C1和并联有源电力滤波器滤波电容C2。
如图2-图3，在传统线性算法下UPQC解耦后的***中仍存在dq两轴量间的交叉量，控制环节存在多个PI控制器，控制参数较多，控制过程复杂。
如图1，本发明的基于功角的UPQC直接电流预测控制策略,由串联有源电力滤波器VSC1和并联有源电力滤波器VSC2控制策略组成：本发明提出一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，该方法如下：
(1)对负载电压进行补偿，在保证补偿后负载电压幅值不变、串联有源电力滤波器电压不超过额定值的前提下，根据补偿后的负载电压，网侧电压，串联补偿电压计算出功角控制策略的功角值；
(2)通过对UPQC***数据采集，获得k时刻的负载三相电流、负载三相电压、网侧三相电压、串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流、串联变压器二次侧电压、并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流、并联有源电力滤波器最终流向负载的电流、直流侧母线电压及当前时刻的锁相角；
(3)根据(2)中获得的电压电流量计算出串联有源电力滤波器预测电流的参考电流，并通过延时补偿得到k+1时刻对应的参考电流；
(4)根据(2)中获得的电压电流量计算出并联有源电力滤波器预测电流的参考电流，并通过延时补偿得到k+1时刻对应的参考电流；
(5)根据(2)中获得的电压电流量和预测模型计算出k+1时刻的串联有源电力滤波器输出电流和并联有源电力滤波器输出电流；
(6)将步骤(3)k+1时刻参考电流和步骤(5)串联有源电力滤波器输出电流代入代价函数选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于串联有源电力滤波器；将步骤(4)k+1时刻参考电流和步骤(5)并联有源电力滤波器输出电流代入代价函数选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于并联有源电力滤波器。
进一步的，步骤(1)的方法具体如下：考虑到电压暂升暂降和负载突变造成串联有源电力滤波器侧电压的变化，设定串联补偿电压维持为串联有源电力滤波器APF额定电压的2/3，保证串联有源电力滤波器不会越限。将补偿后负载电压U'L、网侧电压Us和串联补偿电压Use代入余弦定理，可求得功角δ。
公式如下：
Figure BDA0003434754210000071
进一步的，步骤(2)的方法具体如下：
第一步：通过对UPQC***采样，获得k时刻的负载三相电流iLa(k)、iLb(k)、iLc(k)，负载侧三相电压uLa(k)、uLb(k)、uLc(k)，网侧三相电压usa(k)、usb(k)、usc(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流ica1(k)、icb1(k)、icc1(k)，串联变压器二次侧电压uca(k)、ucb(k)、ucc(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流ica2(k)、icb2(k)、icc2(k)，并联有源电力滤波器最终流向负载的电流ia2(k)、ib2(k)、ic2(k)和直流侧母线电压udc(k)；
第二步：依据第一步采集获得的网侧三相电压usa(k)、usb(k)、usc(k)，利用MATLAB/SIMULINK库中自带的锁相环计算得到锁相角θ，结合Clark、Park变换把第一步中采集的负载三相电流iLa(k)、iLb(k)、iLc(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流ica1(k)、icb1(k)、icc1(k)，串联变压器二次侧电压uca(k)、ucb(k)、ucc(k)，变换到同步旋转坐标系中，获得负载电流的d轴电流iLd(k)、q轴电流iLq(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流的d轴电流icd1(k)、q轴电流icq1(k)，串联变压器二次侧电压的d轴电压ucd(k)、q轴电压ucq(k)；将步骤(1)所求得功角δ与锁相角θ相加得到旋转变换角度ω，通过同步旋转变换把负载侧三相电压uLa(k)、uLb(k)、uLc(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流ica2(k)、icb2(k)、icc2(k)和并联有源电力滤波器最终流向负载的电流ia2(k)、ib2(k)、ic2(k)变换到同步旋转坐标系中，获得负载电压的d轴电压uLd(k)、q轴电压uLq(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流的d轴分量icd2(k)、q轴分量icq2(k)和并联有源电力滤波器最终流向负载的电流d轴分量id2(k)、q轴分量iq2(k)。
其中旋转变换角度ω＝δ+θ，同步旋转变换通用公式为：
Figure BDA0003434754210000081
进一步的，步骤(3)的方法具体如下：
第一步：负载电流的d轴分量iLd(k)经过低通滤波器作用后，得到负载电流的基波有功分量
Figure BDA0003434754210000082
第二步：将直流侧母线电压udc(k)与给定值
Figure BDA0003434754210000083
相减后，输入到PI调节器，得到直流母线电流的偏差量iDC(k)；
第三步：将第二步得到的iDC(k)与第一步得到的负载电流的基波有功分量
Figure BDA0003434754210000084
叠加得到d轴参考电流值
Figure BDA0003434754210000091
令q轴参考电流
Figure BDA0003434754210000092
为0，
Figure BDA0003434754210000093
和
Figure BDA0003434754210000094
经过延时补偿后得到串联有源电力滤波器的电流参考矢量为
Figure BDA0003434754210000095
和
Figure BDA0003434754210000096
其中串联有源电力滤波器参考电流的延时补偿公式如下：
Figure BDA0003434754210000097
式中
Figure BDA0003434754210000098
分别为参考电流
Figure BDA0003434754210000099
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA00034347542100000910
分别为参考电流
Figure BDA00034347542100000911
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA00034347542100000912
分别为参考电流
Figure BDA00034347542100000913
在k+1时刻参考电流。
进一步的，步骤(4)的方法具体如下：
第一步：将负载电压的d轴分量uLd(k)和q轴分量uLq(k)分别与给定d轴电压
Figure BDA00034347542100000914
和q轴给定电压
Figure BDA00034347542100000915
相减后，输入PI调节器，输出值等效为并联有源电力滤波器滤波电容C2产生电流的d轴电流
Figure BDA00034347542100000916
与q轴电流
Figure BDA00034347542100000917
第二步：将第一步得到的电流值
Figure BDA00034347542100000918
与id2(k)、iq2(k)、电压耦合量uLd(k)、uLq(k)代入并联有源电力滤波器的KCL方程，到的参考电流
Figure BDA00034347542100000919
和
Figure BDA00034347542100000920
并经过延时补偿后得到并联变换器的电流参考矢量为
Figure BDA00034347542100000921
和
Figure BDA00034347542100000922
其中，并联有源电力滤波器的KCL方程为：
Figure BDA00034347542100000923
式中，ω为电源角频率，C2为并联有源电力滤波器的滤波电容；
其中并联有源电力滤波器参考电流的延时补偿公式如下：
Figure BDA00034347542100000924
式中
Figure BDA00034347542100000925
是参考电流
Figure BDA00034347542100000926
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA00034347542100000927
是参考电流
Figure BDA00034347542100000928
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure BDA00034347542100000929
分别为参考电流
Figure BDA00034347542100000930
在k+1时刻参考电流。
进一步的，步骤(5)的方法具体如下：将获得的负载电压、串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流、串联变压器二次侧电压、并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流d轴和q轴分量代入串并联侧预测模型得到对应的k+1时刻的预测电流矢量；
其中串并联侧预测模型如下所示：
Figure BDA0003434754210000101
式中，icd1(k)、icq1(k)分别为串联有源电力滤波器VSC1侧k时刻发出电流的d轴分量和q轴分量，ucd(k)、ucq(k)分别为串联变压器二次侧k时刻电压的d轴分量和q轴分量，icd2(k)、icq2(k)分别为并联有源电力滤波器VSC2侧k时刻发出电流的d轴分量和q轴分量，uLd(k)、uLq(k)分别为负载侧k时刻三相电压的d轴分量和q轴分量，Sd1、Sq1、Sd2、Sq2分别为串并联侧S1、S2开关函数d轴分量和q轴分量，Ts是***的控制周期，
Figure BDA0003434754210000102
分别为串并联侧k+1时刻的预测电流矢量，L1、L2分别是串联侧和并联侧滤波电感，uDC(k)是k时刻的直流母线电压。
进一步的，步骤(6)的方法具体如下：
将步骤(2)中k+1时刻的参考电流
Figure BDA0003434754210000103
和步骤(4)k+1时刻串联有源电力滤波器输出电流
Figure BDA0003434754210000104
代入代价函数g1选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于串联有源电力滤波器；将步骤(3)k+1时刻的参考电流
Figure BDA0003434754210000105
和步骤(4)k+1时刻并联有源电力滤波器输出电流
Figure BDA0003434754210000106
代入代价函数g2选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于并联有源电力滤波器；
其中串联侧代价函数g1和并联侧代价函数g2如下所示：
Figure BDA0003434754210000107
如图4所示的串联有源电力滤波器控制原理图。串联有源电力滤波器作为正弦波电流源与电源电压同相控制，缓解了电流质量问题。idc是通过PI控制器调整直流母线参考电压
Figure BDA0003434754210000108
和实际电压uDC之间的差值获得的。idc用于补偿滤波器和IGBT模块对***造成的损耗，维持直流母线电压的稳定，平衡***功率。q轴电流
Figure BDA0003434754210000109
设置为零，用于补偿电流谐波和无功功率。
Figure BDA0003434754210000111
是负载电流经坐标变换经滤波器滤除谐波后与idc相加得到。
Figure BDA0003434754210000112
和
Figure BDA0003434754210000113
经过延时补偿后，得到串联有源电力滤波器的电流参考矢量为
Figure BDA0003434754210000114
和
Figure BDA0003434754210000115
将串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流的d轴分量icd1(k)、q轴分量icq1(k)和串联变压器二次侧电压d轴分量ucd(k)、q轴分量ucq(k)输入到下式电流预测模型中得到给定电压矢量下预测电流矢量
Figure BDA0003434754210000116
和
Figure BDA0003434754210000117
将预测电流矢量
Figure BDA0003434754210000118
和串联有源电力滤波器的电流参考矢量为
Figure BDA0003434754210000119
Figure BDA00034347542100001110
代入代价函数g1，选取使g1最小的电压矢量作为串联有源电力滤波器VSC1的最优矢量，在下一周期输出。
其中预测模型和代价函数如下
Figure BDA00034347542100001111
Figure BDA00034347542100001112
如图5所示的并联有源电力滤波器控制原理图。并联有源电力滤波器作为正弦波电压源与公用电压同相控制，缓解了电压质量问题。在dq轴上，d轴电压
Figure BDA00034347542100001113
被设置为
Figure BDA00034347542100001114
以提供负载电压。q轴电压
Figure BDA00034347542100001115
被设置为零，以抑制电压谐波并确保负载电压为正弦电压。在此基础上，
Figure BDA00034347542100001116
和
Figure BDA00034347542100001117
与负载电压uLd(k)和uLq(k)比较后经过PI调节器，输出值等效为并联有源电力滤波器的滤波电容C2产生电流的d轴电流
Figure BDA00034347542100001118
与q轴电流
Figure BDA00034347542100001119
将电流
Figure BDA00034347542100001120
id2(k)、iq2(k)和电压耦合量uLd(k)、uLq(k)代入并联有源电力滤波器的KCL方程中得到的参考电流
Figure BDA00034347542100001121
和
Figure BDA00034347542100001122
并经过延时补偿后得到并联有源电力滤波器的电流参考矢量为
Figure BDA00034347542100001123
和
Figure BDA00034347542100001124
将负载电压的d轴分量uLd(k)、q轴分量uLq(k)和并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流的d轴分量id2(k)、q轴分量iq2(k)输入下式电流预测模型中得到给定电压矢量下预测电流矢量
Figure BDA00034347542100001125
和
Figure BDA00034347542100001126
将
Figure BDA00034347542100001127
和
Figure BDA00034347542100001128
带入代价函数g2，选取使g2最小的电压矢量作为并联有源电力滤波器VSC2的最优矢量，在下一周期输出。
其中预测模型和代价函数如下：
Figure BDA00034347542100001129
Figure BDA0003434754210000121
如图6所示的功角控制策略的相量图。通过控制串联有源电力滤波器注入的电压使得电源电压和补偿后负载电压相位之间相差一个功率角δ，其控制前提是保证负载电压所需幅值为负载所需的额定电压值，进而确定串联有源电力滤波器和并联有源电力滤波器电压及电流的补偿量，在不增加电源额外的有功功率负担的前提下，通过计算的功角δ，控制串联有源电力滤波器也能够承担一部分负载无功功率需求，提高串联有源电力滤波器的利用率，减轻并联有源电力滤波器的无功功率负担。
对上述UPQC控制策略进行仿真，将仿真时间设定为0.6s,以A相截取一个周期进行仿真分析，仿真结果参见图7-图11，其中0.1s-0.2s处于电网电压暂升工况、0.2s-0.3s处于电网电压暂降工况、0.3s-0.4s处于电网存在谐波工况、0.5s-0.6s处于负载突变工况，其他时间为稳定运行状态。图7为基于功角的UPQC直接电流预测控制的UPQC***负载A相电压波形对比。图8为基于功角的UPQC直接电流预测控制的UPQC***网侧A相电流波形对比。图9为网侧存在谐波时补偿前后网侧电流THD和负载电压THD对比。图10为传统控制策略和本发明提出的策略控制下***无功功率波形图。图11为电网电流和电压波形。
由图7可得，无论电网电压暂升、暂降、存在谐波或者负载突变，经过UPQC补偿后负载侧电压被补偿为幅值恒定的正弦波。
由图8可得，无论电网电压暂升、暂降、存在谐波或者负载突变，经过UPQC补偿后电网侧电流被补偿为正弦波。
由图9可得，此时电源电流的总谐波畸变率为3.13％，相较于使用谐波抑制技术前的30.24％，很好地抑制了电流谐波。同时负载电压的总谐波畸变率为1.41％，相较于使用谐波抑制技术前的11.31％，总负载电压谐波畸变率有很大程度地下降。
由图10可得，基于功角的UPQC直接电流预测控制策略可协调负载所需的无功功率，串联有源电力滤波器承担了部分无功功率，并联有源电力滤波器的无功功率相比传统控制策略明显降低。
由图11可得，电网的电压和电流同相位，功率因数为1。
经过仿真验证，统一电能质量调节器(UPQC)具有综合的电能质量调节能力，研究UPQC的运行原理和控制策略对配电***电能质量的改善具有重大意义。基于本发明的控制策略的UPQC***既可以进行电流电压质量的治理，维持***功率因数为1，又避免传统控制策略中串、并联APF变换复杂的电流环PI调节器参数整定及PWM调制环节，简化控制过程，提高串联APF的利用率，减轻并联APF的无功功率负担。

Claims (7)

1.一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，其特征在于，该控制方法包括如下步骤：
(1)对负载电压进行补偿，在保证补偿后负载电压幅值不变、串联有源电力滤波器电压不超过额定值的前提下，根据补偿后的负载电压，网侧电压，串联补偿电压计算出功角控制策略的功角值；
(2)通过对UPQC***数据采集，获得k时刻的负载三相电流、负载三相电压、网侧三相电压、串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流、串联变压器二次侧电压、并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流、并联有源电力滤波器最终流向负载的电流、直流侧母线电压及当前时刻的锁相角；
(3)根据(2)中获得的电压电流量计算出串联有源电力滤波器预测电流的参考电流，并通过延时补偿得到k+1时刻对应的参考电流；
(4)根据(2)中获得的电压电流量计算出并联有源电力滤波器预测电流的参考电流，并通过延时补偿得到k+1时刻对应的参考电流；
(5)根据(2)中获得的电压电流量和预测模型计算出k+1时刻的串联有源电力滤波器输出电流和并联有源电力滤波器输出电流；
(6)将步骤(3)k+1时刻参考电流和步骤(5)串联有源电力滤波器输出电流代入代价函数选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于串联有源电力滤波器；将步骤(4)k+1时刻参考电流和步骤(5)并联有源电力滤波器输出电流代入代价函数选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于并联有源电力滤波器。
2.根据权利要求1所述的一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，其特征在于，步骤(1)的方法具体如下：考虑电压暂升暂降和负载突变造成串联有源电力滤波器侧电压的变化，设定串联补偿电压维持为串联有源电力滤波器APF额定电压的2/3，保证串联有源电力滤波器不越限，将补偿后负载电压U′L、网侧电压Us和串联补偿电压Use代入余弦定理，求得功角δ：
公式如下：
Figure FDA0003434754200000011
3.根据权利要求1所述的一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，其特征在于，步骤(2)的方法具体如下：
第一步：通过对UPQC***采样，获得k时刻的负载三相电流iLa(k)、iLb(k)、iLc(k)，负载侧三相电压uLa(k)、uLb(k)、uLc(k)，网侧三相电压usa(k)、usb(k)、usc(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流ica1(k)、icb1(k)、icc1(k)，串联变压器二次侧电压uca(k)、ucb(k)、ucc(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流ica2(k)、icb2(k)、icc2(k)，并联有源电力滤波器最终流向负载的电流ia2(k)、ib2(k)、ic2(k)和直流侧母线电压udc(k)；
第二步：依据第一步采集获得的网侧三相电压usa(k)、usb(k)、usc(k)，利用MATLAB/SIMULINK库中自带的锁相环计算得到锁相角θ，结合Clark、Park变换把第一步中采集的负载三相电流iLa(k)、iLb(k)、iLc(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流ica1(k)、icb1(k)、icc1(k)，串联变压器二次侧电压uca(k)、ucb(k)、ucc(k)，变换到同步旋转坐标系中，获得负载电流的d轴电流iLd(k)、q轴电流iLq(k)，串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流的d轴电流icd1(k)、q轴电流icq1(k)，串联变压器二次侧电压的d轴电压ucd(k)、q轴电压ucq(k)；将步骤(1)所求得功角δ与锁相角θ相加得到旋转变换角度ω，通过同步旋转变换把负载侧三相电压uLa(k)、uLb(k)、uLc(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流ica2(k)、icb2(k)、icc2(k)和并联有源电力滤波器最终流向负载的电流ia2(k)、ib2(k)、ic2(k)变换到同步旋转坐标系中，获得负载电压的d轴电压uLd(k)、q轴电压uLq(k)，并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流的d轴分量icd2(k)、q轴分量icq2(k)和并联有源电力滤波器最终流向负载的电流d轴分量id2(k)、q轴分量iq2(k)；
其中旋转变换角度ω＝δ+θ，同步旋转变换通用公式为：
Figure FDA0003434754200000021
4.根据权利要求2所述的一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，其特征在于，步骤(3)的方法具体如下：
第一步：负载电流的d轴分量iLd(k)经过低通滤波器作用后，得到负载电流的基波有功分量
Figure FDA0003434754200000031
第二步：将直流侧母线电压udc(k)与给定值
Figure FDA0003434754200000032
相减后，输入到PI调节器，得到直流母线电流的偏差量iDC(k)；
第三步：将第二步得到的iDC(k)与第一步得到的负载电流的基波有功分量
Figure FDA0003434754200000033
叠加得到d轴参考电流值
Figure FDA0003434754200000034
令q轴参考电流
Figure FDA0003434754200000035
为0，
Figure FDA0003434754200000036
和
Figure FDA0003434754200000037
经过延时补偿后得到串联有源电力滤波器的电流参考矢量为
Figure FDA0003434754200000038
和
Figure FDA0003434754200000039
其中串联有源电力滤波器参考电流的延时补偿公式如下：
Figure FDA00034347542000000310
式中
Figure FDA00034347542000000311
分别为参考电流
Figure FDA00034347542000000312
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure FDA00034347542000000313
分别为参考电流
Figure FDA00034347542000000314
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure FDA00034347542000000315
分别为参考电流
Figure FDA00034347542000000316
在k+1时刻参考电流。
5.根据权利要求3所述的一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，其特征在于，步骤(4)的方法具体如下：
第一步：将负载电压的d轴分量uLd(k)和q轴分量uLq(k)分别与给定d轴电压
Figure FDA00034347542000000317
和q轴给定电压
Figure FDA00034347542000000318
相减后，输入PI调节器，输出值等效为并联有源电力滤波器滤波电容C2产生电流的d轴电流
Figure FDA00034347542000000319
与q轴电流
Figure FDA00034347542000000320
第二步：将第一步得到的电流值
Figure FDA00034347542000000321
与id2(k)、iq2(k)、电压耦合量uLd(k)、uLq(k)代入并联有源电力滤波器的KCL方程，到的参考电流
Figure FDA00034347542000000322
和
Figure FDA00034347542000000323
并经过延时补偿后得到并联变换器的电流参考矢量为
Figure FDA00034347542000000324
和
Figure FDA00034347542000000325
其中，并联有源电力滤波器的KCL方程为：
Figure FDA00034347542000000326
式中，ω为电源角频率，C2为并联有源电力滤波器的滤波电容；
其中并联有源电力滤波器参考电流的延时补偿公式如下：
Figure FDA00034347542000000327
式中
Figure FDA0003434754200000041
是参考电流
Figure FDA0003434754200000042
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure FDA0003434754200000043
是参考电流
Figure FDA0003434754200000044
对应k-2时刻、k-1时刻和k时刻的值，
Figure FDA0003434754200000045
分别为参考电流
Figure FDA0003434754200000046
在k+1时刻参考电流。
6.根据权利要求4所述的一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，其特征在于，步骤(5)的方法具体如下：将获得的负载电压、串联有源电力滤波器VSC1侧发出电流、串联变压器二次侧电压、并联有源电力滤波器VSC2侧发出电流d轴和q轴分量代入串并联侧预测模型得到对应的k+1时刻的预测电流矢量；
其中串并联侧预测模型如下所示：
Figure FDA0003434754200000047
式中，icd1(k)、icq1(k)分别为串联有源电力滤波器VSC1侧k时刻发出电流的d轴分量和q轴分量，ucd(k)、ucq(k)分别为串联变压器二次侧k时刻电压的d轴分量和q轴分量，icd2(k)、icq2(k)分别为并联有源电力滤波器VSC2侧k时刻发出电流的d轴分量和q轴分量，uLd(k)、uLq(k)分别为负载侧k时刻三相电压的d轴分量和q轴分量，Sd1、Sq1、Sd2、Sq2分别为串并联侧S1、S2开关函数d轴分量和q轴分量，Ts是***的控制周期，
Figure FDA0003434754200000048
分别为串并联侧k+1时刻的预测电流矢量，L1、L2分别是串联侧和并联侧滤波电感，uDC(k)是k时刻的直流母线电压。
7.根据权利要求5所述的一种基于功角的UPQC直接电流预测控制方法，其特征在于，步骤(6)的方法具体如下：
将步骤(2)中k+1时刻的参考电流
Figure FDA0003434754200000049
和步骤(4)k+1时刻串联有源电力滤波器输出电流
Figure FDA00034347542000000410
代入代价函数g1选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于串联有源电力滤波器；将步骤(3)k+1时刻的参考电流
Figure FDA00034347542000000411
和步骤(4)k+1时刻并联有源电力滤波器输出电流
Figure FDA00034347542000000412
代入代价函数g2选取具有最优电压跟随性的开关矢量作为最终优化开关矢量输出，并在下一控制周期作用于并联有源电力滤波器；
其中串联侧代价函数g1和并联侧代价函数g2如下所示：
Figure FDA0003434754200000051
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