CN113748593A - Dc/dc转换器以及电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

控制电路(30)在从第1直流电源(PS1)向第2直流电源(PS2)传输电力的第1电力传输中，在第1桥接电路(41)及第2桥接电路(42)中，对正极侧的开关元件(Q4A、Q3A)及负极侧的开关元件(Q4B、Q3B)进行接通/断开驱动控制，并且在第3桥接电路(43)中停止正极侧的开关元件(Q1A)及负极侧的开关元件(Q1B)的接通/断开驱动。控制电路(30)针对第4桥接电路(44)的正极侧的开关元件(Q2A)及负极侧的开关元件(Q2B)，在基于第1电力传输的第1电力传输量大于预先决定的第1基准值时进行接通/断开驱动控制，而在第1电力传输量小于第1基准值时停止接通/断开驱动。

Description

DC/DC转换器以及电力变换装置
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器以及电力变换装置。
背景技术
国际公开第2018/016106号(专利文献1)等记载了在两个直流电源之间进行双向电力传输的DC/DC转换器。在专利文献1所记载的DC/DC转换器中，隔着变压器，在第1直流电源侧设置有全桥电路的第1转换器，在第2直流电源侧设置有全桥电路的第2转换器。进而，在变压器的第1绕组与第1转换器之间设置有第1电抗器，在变压器的第2绕组与第2转换器之间设置有第2电抗器。
在专利文献1中，在第1直流电源或第2直流电源的电压高于变压器的第1绕组或第2绕组中产生的电压时、即需要进行升压工作的情况下，使用第1电抗器或第2电抗器进行升压工作。另一方面，在第1直流电源或第2直流电源的电压低于变压器的第1绕组或第2绕组中产生的电压时、即需要进行降压工作的情况下，不执行升压工作。
在专利文献1所记载的DC/DC转换器中，在从第1直流电源向第2直流电源传输电力的第1电力传输(第2直流电源的充电)中进行升压工作的工作模式(升压充电)以及进行降压工作的工作模式(降压充电)和在从第2直流电源向第1直流电源传输电力的第2电力传输(第2直流电源的放电)中进行升压工作的工作模式(升压放电)以及进行降压工作的工作模式(降压放电)这合计4个工作模式能够根据表示电力传输的能率比来切换。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2018/016106号
发明内容
发明所要解决的技术课题
然而，在专利文献1所记载的DC/DC转换器中，如在后详细说明的那样，在将受电侧的一个桥接电路设为上下支路(arm)均为断开状态来进行降压工作的工作模式下，有可能形成不经由第1直流电源及第2直流电源的任意直流电源而包括变压器的循环电流路径。
据此，在第1桥接电路及第2桥接电路这两者输出零电压的期间中，由通过变压器、直流电抗器及半导体元件的电流产生导通损耗。另外，同时在降压工作模式下在受电侧的另一个桥接电路中切换上下支路的接通/断开时产生开关损耗。
尤其是，在降压充电及降压放电的工作模式下，与升压充电及升压放电的工作模式相比，电力传输量小，因此担心上述循环电流路径中的导通损耗和受电侧的开关损耗的影响变大，电力变换效率降低。
本发明是为了解决这样的问题而做出的，本发明的目的在于，在执行第1及第2直流电源之间的双向电力传输的DC/DC转换器中，在能够进行升压工作及降压工作的同时提高电力传输量小的降压工作中的电力变换效率。
用于解决技术课题的技术方案
在本发明的一个方面为在第1直流电源及第2直流电源之间进行双向电力传输的DC/DC转换器，具备变压器、第1转换器、第2转换器和控制电路。变压器具有磁耦合的第1绕组及第2绕组。第1转换器连接于第1直流电源及第1绕组之间。第2转换器连接于第2直流电源及第2绕组之间。第1转换器包括相互并联连接于第1直流电源的第1桥接电路及第2桥接电路。第1桥接电路及第2桥接电路各自具有在第1直流电源的正极及负极之间串联连接的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件。第1绕组连接于第1桥接电路的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件的连接点与第2桥接电路的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件的连接点之间。第2转换器包括相互并联连接于第2直流电源的第3桥接电路及第4桥接电路。第3桥接电路及第4桥接电路各自具有在第2直流电源的正极及负极之间串联连接的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件。第2绕组连接于第3桥接电路的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件的连接点与第4桥接电路的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件的连接点之间。控制电路对第1转换器及第2转换器的各正极侧的开关元件及各负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制。在从第1直流电源向第2直流电源传输电力的第1电力传输的情况下，在第1转换器中，控制电路对第1桥接电路及第2桥接电路的各桥接电路中的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制，由此执行直流/交流电力变换。在该第1电力传输的情况下，在第2转换器中，在第1电力传输的第1电力传输量大于预先决定的第1基准值时，控制电路在第3桥接电路中停止正极侧的开关元件及负极侧的开关元件的接通/断开驱动，并且在第4桥接电路中对正极侧的开关元件及负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制，而在第1电力传输量小于第1基准值时，在第3桥接电路及第4桥接电路这两者中停止正极侧的开关元件及负极侧的开关元件的接通/断开驱动，由此执行交流/直流电力变换。
发明效果
根据本发明，在执行第1及第2直流电源之间的双向电力传输的DC/DC转换器中，在能够进行升压工作及降压工作的同时通过在降压工作时将受电侧的转换器的各开关元件维持为断开状态，能够防止第1及第2转换器之间的循环电流的产生。其结果是能够改善电力传输量小的降压工作中的电力变换效率。
附图说明
图1为本实施方式1的DC/DC转换器的概略电路结构图。
图2为表示实施方式1的DC/DC转换器的降压充电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图3为表示作为比较例而示出的专利文献1中的降压充电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图4为表示实施方式1的DC/DC转换器的升压充电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图5为说明基于图4的升压充电工作中的电流路径的第1电路图。
图6为说明基于图4的升压充电工作中的电流路径的第2电路图。
图7为说明基于图2的降压充电工作中的电流路径的第1电路图。
图8为说明基于图2的降压充电工作中的电流路径的第2电路图。
图9为说明基于图2的降压充电工作中的电流路径的第3电路图。
图10为说明基于图2的降压充电工作中的电流路径的第4电路图。
图11为表示实施方式1的DC/DC转换器的降压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图12为表示作为比较例而示出的专利文献1中的降压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图13为表示实施方式1的DC/DC转换器的升压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图14为说明实施方式1的DC/DC转换器中的基于电力传输量的相移量的控制的曲线图。
图15为说明在根据图3进行降压充电时在零电压期间可能产生的循环电流路径的第1电路图。
图16为说明在根据图3进行降压充电时在零电压期间可能产生的循环电流路径的第2电路图。
图17为说明实施方式1的DC/DC转换器进行的降压放电时的电流路径的第1电路图。
图18为说明实施方式1的DC/DC转换器进行的降压放电时的电流路径的第2电路图。
图19为表示实施方式1的DC/DC转换器进行的升压充电时的第1相移量及第2相移量的相位差小时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图20为表示实施方式1的DC/DC转换器进行的升压充电时的第1相移量及第2相移量的相位差大时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图21为表示实施方式1的DC/DC转换器进行的降压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图22为表示实施方式1的DC/DC转换器进行的升压放电时的第1相移量及第2相移量的相位差小时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图23为表示实施方式1的DC/DC转换器进行的升压放电时的第1相移量及第2相移量的相位差大时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图24为说明实施方式2的DC/DC转换器中的基于电力传输量的相移量的控制的曲线图。
图25为说明控制电路进行的输出占空比的运算的第1变形例的框图。
图26为说明控制电路进行的输出占空比的运算的第2变形例的框图。
图27为说明实施方式3的电力变换装置的第1结构例的框图。
图28为说明实施方式3的电力变换装置的第2结构例的框图。
图29为说明实施方式3的电力变换装置的第3结构例的框图。
附图标记
3：变压器；3a：第1绕组；3b：第2绕组；10：第1转换器；11：第1正极电线；12：第1负极电线；13：第1平滑电容器；14：第1电抗器；20：第2转换器；21：第2正极电线；22：第2负极电线；23：第2平滑电容器；24：第2电抗器；25：电抗器(电流检测)；30：控制电路；31、33、35：减法部；31a、31b：驱动信号；32、34、36：控制运算部；41：第1桥接电路；42：第2桥接电路；43：第3桥接电路；44：第4桥接电路；51：反并联二极管；52：并联电容器；100～102：DC/DC转换器；110、120、130：电力变换装置；Dr1：第1基准值(输出占空比)；Dr2：第2基准值(输出占空比)；N11、N11a、N11b、N12、N12a、N12b、N21、N22：电源端子；P1：第1电力传输量；P2：第2电力传输量；PS1：第1直流电源；PS2：第2直流电源(电池)；Pr1：第1基准值(电力传输量)；Pr2：第2基准值(电力传输量)；Pr3：第3基准值(电力传输量)；Pr4：第4基准值(电力传输量)；Pref：电力传输指令值；Q1A～Q4A、Q1B～Q4A：半导体开关元件；QB1：第1基准元件；QB2：第2基准元件；QO1：第1对角元件；QO2：第2对角元件；Tsw：开关周期；t1a、t1：第1对角接通时间；t2、t2a：第2虚拟对角接通时间；t3a、t3：第3对角接通时间；t4、t4a：第4虚拟对角接通时间；td：短路防止时间。
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。此外，以下对图中的相同或相当部分附加相同附图标记，原则上不重复其说明。
实施方式1.
(电路结构)
图1为本实施方式1的DC/DC转换器100的概略电路结构图。DC/DC转换器100进行第1直流电源PS1与第2直流电源PS2之间的双向电力传输。
在本实施方式中，设为第2直流电源PS2由电池构成来进行说明。即，DC/DC转换器100作为进行该电池的充电及放电的电池充放电装置而工作。以下将第1直流电源PS1简称为直流电源PS1，将第2直流电源PS2也简称为电池PS2。如以下说明的那样，本实施方式的DC/DC转换器100的结构与专利文献1所记载的DC/DC转换器是同样的。
DC/DC转换器100具备变压器3、第1转换器10、第2转换器20、第1电抗器14、第2电抗器24以及控制电路30。变压器3具有缠绕于未图示的铁芯的第1绕组3a及第2绕组3b。利用磁耦合的第1绕组3a及第2绕组3b之间的电磁感应，连接于直流电源PS1的第1绕组3a侧的电路与连接于电池PS2的第2绕组3b侧的电路能够在电绝缘的状态下双向地进行电力传输。
第1转换器10由包括第1桥接电路41及第2桥接电路42的全桥电路构成。第1桥接电路41具有在第1正极电线11及第1负极电线12之间串联连接的半导体开关元件(以下简称为开关元件)Q4A及Q4B。第2桥接电路42具有在第1正极电线11及第1负极电线12之间串联连接的开关元件Q3A、Q3B。
即，第1桥接电路41为正极侧的第1开关元件Q4A与负极侧的第1开关元件Q4B的串联连接电路。第2桥接电路42为正极侧的第2开关元件Q3A与负极侧的第2开关元件Q3B的串联连接电路。
第1正极电线11及第1负极电线12与直流电源PS1的正极及负极电连接。第1桥接电路41的中间点及第2桥接电路42的中间点与第1绕组3a的两个端子分别电连接。此外，在各桥接电路中，中间点与正极侧的开关元件及负极侧的开关端子的连接点相当。第1转换器10利用开关元件Q3A、Q3B、Q4A、Q4B的接通/断开控制，在直流电源PS1及变压器3的第1绕组3a之间执行直流/交流的双向电力变换。
同样地，第2转换器20由包括第3桥接电路43及第4桥接电路44的全桥电路构成。第3桥接电路43具有在第2正极电线21及第2负极电线22之间串联连接的开关元件Q1A、Q1B。第4桥接电路44具有在第2正极电线21及第2负极电线22之间串联连接的开关元件Q2A、Q2B。第3桥接电路43为正极侧的第3开关元件Q1A与负极侧的第3开关元件Q1B的串联连接电路。第4桥接电路44为正极侧的第4开关元件Q2A与负极侧的第4开关元件Q2B的串联连接电路。
此外，在第1桥接电路41、第2桥接电路42、第3桥接电路43及第4桥接电路44的各桥接电路中，能够在正极侧及负极侧的各侧配置多个开关元件。另外，作为各开关元件Q1A～Q4A、Q1B～Q4B，能够应用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等能够根据来自控制电路30的控制信号而进行接通/断开控制的任意开关元件。
另外，对各开关元件Q1A～Q4A、Q1B～Q4B反并联连接有二极管51(以下也称为反并联二极管51)。对于各开关元件Q1A～Q4A、Q1B～Q4B的接通/断开，优选为应用使进行开关时的开关元件的两端电压几乎为零的零电压开关。根据需要对各开关元件Q1A～Q4A、Q1B～Q4B并联连接电容器52(以下也称为并联电容器52)。
第2正极电线21及第2负极电线22与电池PS2的正极及负极电连接。第3桥接电路43的中间点及第4桥接电路44的中间点与第2绕组3b的两个端子分别电连接。第2转换器20利用开关元件Q1A、Q1B、Q2A、Q2B的接通/断开控制，在电池PS2及变压器3的第2绕组3b之间执行直流/交流的双向电力变换。
在第1转换器10侧，第1电抗器14在第1转换器10及第1绕组3a的连接路径中串联连接。在本实施方式中，第1电抗器14在第1桥接电路41的中间点与第1绕组3a的第1端子之间的连接路径中串联连接。进而，第1转换器10还包括在第1正极电线11与第1负极电线12之间与直流电源PS1并联连接的第1平滑电容器13。
在第2转换器20侧，第2电抗器24在第2转换器20及第2绕组3b的连接路径中串联连接。在本实施方式中，第2电抗器24在第3桥接电路43的中间点与第2绕组3b的第1端子之间的连接路径中串联连接。进而，第2转换器20包括在第2正极电线21与第2负极电线22之间与电池PS2并联连接的第2平滑电容器23。利用第1电抗器14及第2电抗器24，在DC/DC转换器100中，能够在包括第1转换器10及第1绕组3a的路径上以及包括第2转换器20及第2绕组3b的路径上设置用于后述的励磁的电感元件。此外，第1电抗器14及第2电抗器24的配置不是必需的，也能够利用第1绕组3a及第2绕组3b的漏电感来构成该电感元件。
然而，当仅利用漏电感来构成电抗器元件时，难以调节电感值。进而也担心为了调节该电感值而使漏电感增加，从而变压器3中的变换效率降低。因此，通过根据需要而配置外接的第1电抗器14及第2电抗器24，能够不使漏电感过度增加而适当地确保电感元件的电感值，因此能够谋求提高控制稳定性及效率。或者，也可以形成为仅在变压器3的初级侧或次级侧设置外接电抗器的结构，即仅配置第1电抗器14及第2电抗器24中的一方的结构。
另外，对第2平滑电容器23与电池PS2之间的第2正极电线21串联连接有电抗器25。为了检测电池PS2的充放电电流i(以下简记为“电流i”)，对电抗器25设置有未图示的电流传感器。此外，该电流传感器可以配置于比第2平滑电容器23更靠第2转换器20侧。电流i以图1中的箭头方向为正。因此，在电池PS2放电时，电流i为正(i＞0)，反之，在电池PS2充电时电流i为负(i＜0)。
进而，为了检测从第1转换器10输出至直流电源PS1的输出电压v，设置检测第1平滑电容器13的两端电压的电压传感器(未图示)。该电流传感器及电压传感器的输出信号被输入至控制电路30。控制电路30能够基于电流传感器及电压传感器的输出信号来检测电池PS2的电流i及第1转换器10的输出电压v。
控制电路30构成为包括进行各开关元件的接通/断开驱动控制的处理电路。该处理电路可以由运算处理装置及存储装置等数字电子电路构成，也可以由比较器、运算放大器、差动放大电路等模拟电子电路构成，也可以由数字电子电路及模拟电子电路这两者构成。
控制电路30基于直流电源PS1与电池PS2之间的电力传输量，生成对第1转换器10的各开关元件Q3A、Q3B、Q4A、Q4B进行接通/断开驱动控制的驱动信号31a和对第2转换器20的各开关元件Q1A、Q1B、Q2A、Q2B进行接通/断开驱动控制的驱动信号31b。
在控制电路30中，与专利文献1同样地，能够使用输出占空比作为表示传输电力量的中间变量。详情将在后说明，控制电路30基于电力传输量的指令值运算输出占空比，并且基于运算出的输出占空比生成对第1转换器10及第2转换器20的各开关元件进行接通/断开驱动控制的驱动信号31a、31b。此时，控制电路30通过后述的反馈控制使作为中间变量的上述输出占空比变化，以使实际的传输电力量接近指令值。
(DC/DC转换器中的基准元件及对角元件)
在第1桥接电路41中，控制电路30将正极侧或负极侧中的任意一方的开关元件规定为第1基准元件QB1并将第2桥接电路42中的与第1基准元件为相反极的一侧的开关元件规定为第1对角元件QO1以控制第1转换器10。在本实施方式中，第1桥接电路41的正极侧的第1开关元件Q4A被规定为第1基准元件QB1，并且在第2桥接电路42中，位于与第1基准元件QB1(正极侧)为相反极的负极侧的第2开关元件Q3B被规定为第1对角元件QO1。
或者相反地，也可以将设定有第1基准元件QB1的第1转换器10的桥接电路定义为第1桥接电路41，将设定有第1对角元件QO1的第1转换器10的桥接电路定义为第2桥接电路42。即，也能够将开关元件Q3A、Q3B的一方规定为第1基准元件QB1，将开关元件Q4A、Q4B的一方(与第1基准元件相反极的一侧)规定为第1对角元件QO1。
同样地，在第3桥接电路43中，控制电路30将正极侧或负极侧中的任意一方的开关元件规定为第2基准元件QB2并将第4桥接电路44中的与第2基准元件为相反极的一侧的开关元件规定为第2对角元件QO2以控制第2转换器20。在本实施方式中，在第3桥接电路43中，与第1桥接电路41相同的正极侧的第3开关元件Q1A被规定为第2基准元件QB2。另外，在第4桥接电路44中，位于与被设为正极侧的第2基准元件QB2为相反极的负极侧的第4开关元件Q2B被规定为第2对角元件QO2。
或者，在第2转换器20中，也可以是设定有第2基准元件QB2的第2转换器20的桥接电路被定义为第3桥接电路43，设定有第2对角元件QO2的第2转换器20的桥接电路被定义为第4桥接电路44。即，也能够将开关元件Q2A、Q2B的一方规定为第2基准元件QB2，并将开关元件Q1A、Q1B的一方(与第2基准元件相反极的一侧)规定为第2对角元件QO2。
(第1电力传输的基本控制动作)
在DC/DC转换器100中，选择性地执行从直流电源PS1向电池PS2传输电力、即对电池PS2进行充电的第1电力传输和从电池PS2向直流电源PS1传输电力、即使电池PS2放电的第2电力传输。首先，对第1电力传输的电路工作进行说明。
第1电力传输中包含不带有第2电抗器24的升压工作的电池PS2的充电(以下也称为降压充电)和带有第2电抗器24的升压工作的电池PS2的充电(也称为升压充电)。
图2中示出表示实施方式1的DC/DC转换器100的降压充电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。与此相对，图3中为表示作为比较例而示出的专利文献1中的降压充电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。另外，图4中示出表示实施方式1的DC/DC转换器100的升压充电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
此外，图2～图4中示出用于说明降压充电及升压充电的原理的波形例，与后述的图14等中说明的第1相移量θ1及第2相移量θ2的控制并非严格一致。即，在图2～图4中，为了简化说明，将第1桥接电路41的开关周期Tsw分割为期间A～J这10个期间，在各期间A～J中，设定作为各开关元件Q1A～Q4A、Q1B～Q4B的接通或断开驱动信号的组合图案的栅极图案(gate patterns)。
参照图2，在不带有升压工作的第1电力传输即降压充电工作中，控制电路30将第1桥接电路41及第2桥接电路42各自中的正极侧及负极侧的开关元件Q3A、Q3B、Q4A、Q4B在预先设定的开关周期Tsw中交替等间隔地逐一接通。另一方面，在降压充电工作中，控制电路30将第3桥接电路43的正极侧及负极侧的第3开关元件Q1A、Q1B和第4桥接电路44的正极侧及负极侧的第4开关元件Q2A、Q2B维持为断开状态。以下也将在第3桥接电路43及第4桥接电路44这两者中将正极侧及负极侧的开关元件设为断开状态的上述工作称为“二分支断开工作”。
此外，在本实施方式中，控制电路30构成为将正极侧及负极侧的开关元件隔着短路防止时间td而交替等间隔地接通。即，当除去短路防止时间td后，分别以50％的接通时间比率来控制正极侧及负极侧的开关元件。短路防止时间td是为了防止正极侧及负极侧的开关元件同时接通而设定的时间(所谓的死区时间)，在短路防止时间td期间，正极侧及负极侧的开关元件这两者均被设为断开状态。
具体而言，针对第1桥接电路41，控制电路30与正极侧的第1开关元件Q4A的接通期间对应地使驱动信号接通，并且在从第1开关元件Q4A断开起经过了短路防止时间td后，使负极侧的第1开关元件Q4B的驱动信号接通。该驱动信号与第1开关元件Q4B的接通期间对应地被接通。在从第1开关元件Q4B断开起经过了短路防止时间td后，正极侧的第1开关元件Q4A的驱动信号被再次接通。
与当接通第1转换器10的各开关元件时各开关元件的并联电容器52的电压增加至第1平滑电容器13的电压所需的时间或并联电容器52的电压降低至零电压附近所需的时间对应地预先设定短路防止时间td。其结果是，当使用开关周期Tsw及短路防止时间td时，各开关元件的接通时间Ton用Ton＝(Tsw－2×td)/2来表示。
在图2的降压充电工作的情况下，控制电路30将第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)的接通/断开驱动信号相对于第1基准元件QB1(正极侧的第1开关元件Q4A)的接通/断开驱动信号的相移量控制为第1相移量θ1。控制电路30基于传输电力量(在本例中为输出占空比)使第1相移量θ1变化。
另一方面，如上所述，在降压充电中应用了二分支断开工作。因此，不设定作为第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)的接通/断开驱动信号相对于第1基准元件QB1(正极侧的第1开关元件Q4A)的接通/断开驱动信号的相移量的第2相移量θ2。
与此相对，如图3所示，根据需要，能够依照第2相移量θ2来控制第2转换器20，该第2相移量θ2被虚拟地设定为进行与第1相移量θ1相同量的变化。此外，第1相移量θ1及第2相移量θ2被设为提前方向的相移量。在专利文献1的降压放电中，在与图1同样的DC/DC转换器中，根据图3的栅极图案控制各开关元件Q1A～Q4A、Q1B～Q4B的接通/断开。
参照图3，在专利文献1的降压充电工作中，对于与图2同样地被接通/断开的第1转换器10的开关元件Q3A、Q3B、Q4A、Q4B，在第2转换器20中，第4桥接电路44的第4开关元件Q2A、Q2B根据虚拟地设定的第2相移量θ2(θ2＝θ1)，与第1转换器10的第2开关元件Q3A、Q3B同步地被接通/断开。
另一方面，在第2转换器20中，第3桥接电路43的第3开关元件Q1A、Q1B与图2同样地被维持为断开。以下也将仅在第3桥接电路43及第4桥接电路44的一方中将正极侧及负极侧的开关元件设为断开状态的上述工作称为“一分支断开工作”。
像这样，在本实施方式1和专利文献1中，降压放电中的第2转换器20的开关元件(更加具体而言为第4开关元件Q2A、Q2B)的控制不同。
在图4的升压充电工作中，控制电路30将第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)的接通/断开驱动信号相对于第1基准元件QB1(正极侧的第1开关元件Q4A)的接通/断开驱动信号的相移量设为第1相移量θ1，将第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)的接通/断开驱动信号相对于第1基准元件QB1的接通/断开驱动信号的相移量设为第2相移量θ2来进行控制。
控制电路30基于传输电力量(在本例中为输出占空比)使第1相移量θ1及第2相移量θ2变化。在图4中第1相移量θ1及第2相移量θ2也被设为提前方向的相移量。在图4的升压充电工作的情况下，第2相移量θ2为大于第1相移量θ1的值。
在此，使用图2及图4对电池PS2充电时的工作进行详细说明。
当将在降压充电(图2)及升压充电(图4)中第1基准元件QB1(正极侧的第1开关元件Q4A)和第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)同时为接通的期间定义为第1对角接通时间t1时，第1对角接通时间t1根据第1相移量θ1而变化。另外，负极侧的第1开关元件Q4B和正极侧的第2开关元件Q3A同时接通的期间(也称为第1对角接通时间t1a)与第1对角接通时间t1相等。
此外，在图2的降压放电中，也能够将在图2中被维持为断开状态的开关元件Q1A、Q1B(第3桥接电路43)及开关元件Q2A、Q2B(第4桥接电路44)虚拟地接通/断开。此外，在本实施方式中，“虚拟的接通/断开”的意思是，在控制电路30的内部生成实际上未被接通/断开的开关元件(断开状态)的接通/断开驱动信号，但实际上未对开关元件的栅极输出的状态。
具体而言，根据需要，能够将第1桥接电路41的开关元件Q4A、Q4B的接通/断开驱动信号设定为第3桥接电路43的开关元件Q1A、Q1B的虚拟接通/断开驱动信号。同样地，根据需要，能够将第2桥接电路42的开关元件Q3A、Q3B的接通/断开驱动信号设定为第4桥接电路44的开关元件Q2A、Q2B的虚拟接通/断开驱动信号。
在该情况下，当将第2基准元件QB2(正极侧的第3开关元件Q1A)的虚拟接通/断开驱动信号和第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)的虚拟接通/断开驱动信号同时接通的期间设为第2虚拟对角接通时间t2时，第2虚拟对角接通时间t2根据虚拟地设定的第2相移量θ2而变化。另外，负极侧的第3开关元件Q1B的虚拟接通/断开驱动信号和正极侧的第4开关元件Q2A的虚拟接通/断开驱动信号同时接通的第2虚拟对角接通时间t2a也与第2虚拟对角接通时间t2相等。
进而，在图4的升压充电中，能够将第1桥接电路41的第1开关元件Q4A、Q4B的接通/断开驱动信号设定为第3桥接电路43的第3开关元件Q1A、Q1B的虚拟接通/断开驱动信号。
然后，当将第2基准元件QB2(正极侧的第3开关元件Q1A)的虚拟接通/断开驱动信号和第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)的接通/断开驱动信号同时接通的期间设为第2虚拟对角接通时间t2时，第2虚拟对角接通时间t2根据第2相移量θ2而变化。另外，负极侧的第3开关元件Q1B的虚拟接通/断开驱动信号和正极侧的第4开关元件Q2A的接通/断开驱动信号同时接通的第2虚拟对角接通时间t2a也与第2虚拟对角接通时间t2相等。
此外，升压充电时的DC/DC转换器(电池充放电装置)100的电路工作与专利文献1是同样的，与图4所示的各栅极图案对应的电流路径在上述专利文献1中也说明过。在此，通过说明图4的期间B及期间C中的电流路径来说明带有第2电抗器24的升压工作的电池PS2的充电(升压充电)被执行的情形。
图5示出与图4的期间B的栅极图案对应的电流路径。
参照图5，在图4的期间B中，在第1转换器10中正极侧的第1开关元件Q4A(第1基准元件QB1)和负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)同时为接通，对角的两个元件导通。因此，利用经由正极侧的第1开关元件Q4A和负极侧的第2开关元件Q3B的电流，能量从直流电源PS1侧被传输至第1电抗器14，从而第1电抗器14被励磁。
另外，在期间B中，在第2转换器20中，正极侧的第4开关元件Q2A被接通。因此，电流经由正极侧的第4开关元件Q2A和正极侧的第3开关元件Q1A的反并联二极管51而回流至第2电抗器24。利用该电流，第2电抗器24被励磁。其结果是，在期间B中，第1电抗器14及第2电抗器24被励磁。在本实施方式中，将该励磁工作称为升压。
图6中示出与图4的期间C的栅极图案对应的电流路径。
参照图6，在图4的期间C中，与期间B同样地，在第1转换器10中正极侧的第1开关元件Q4A(第1基准元件QB1)和负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)被同时接通，从而第1电抗器14被励磁。
另一方面，在期间C中，在第2转换器20中，正极侧的第4开关元件Q2A为断开，电流经由正极侧的第3开关元件Q1A的反并联二极管51和负极侧的第4开关元件Q2B的反并联二极管51而流到电池PS2侧。
因此，在期间C中，第1电抗器14及第2电抗器24的励磁能量被传输到电池PS2侧。据此实现了带有第2电抗器24的升压工作的电池PS2的充电(升压充电)。
接下来将进一步详细说明降压充电的电路工作。
图7中示出与图2的期间C的栅极图案对应的电流路径。
参照图7，在图2的期间C中，在第1转换器10中，正极侧的第1开关元件Q4A(第1基准元件QB1)和负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)被同时接通，因此能量从直流电源PS1侧被传输至第1电抗器14，从而第1电抗器14被励磁。
另一方面，在期间C中，在应用了二分支断开工作的第2转换器20中，对电池PS2进行充电的电流路径是经由正极侧的第3开关元件Q1A(断开)的反并联二极管51和负极侧的第4开关元件Q2B(断开)的反并联二极管51而形成的。在图7中虽然形成与图6同样的电流路径，但是如后所述，在这之前的期间中第2电抗器24未被励磁。
在图2的期间D中应用与期间C同样的栅极图案，因此也与图6同样地形成电流路径。
接下来，在图2的期间E中，在第1转换器10中，正极侧的第1开关元件Q4A被断开。
图8中示出与图2的期间E的栅极图案对应的电流路径。
参照图8，由于开关元件Q4A断开，第1转换器10中的电流不经由直流电源PS1而流过经由负极侧的第1开关元件Q4B的反并联二极管51和负极侧的第2开关元件Q3B的电流路径。此时，对变压器3的第1绕组3a未施加直流电源PS1的输出电压。另一方面，在应用了二分支断开工作的第2转换器20中，形成经由断开状态的开关元件Q1A及开关元件Q2B的反并联二极管的电流路径。其结果是，被励磁的第1电抗器14的能量经由变压器3被传输至电池PS2侧。
当图8的电路状态持续时，第2转换器20中的、通过包括开关元件Q1A(断开)及开关元件Q2B(断开)的反并联二极管51的电流路径流向电池PS2侧的电流逐渐减少。
然后，如图9所示，第2转换器20达到电流消失的状态。在直到第1转换器10的对角的两个元件(在此为开关元件Q3A及开关元件Q4B)再次为接通的期间H为止的期间F及G中维持图9的电路状态。
图10中示出与图2的期间H的栅极图案对应的电流路径。
参照图10，在期间H中，正极侧的第2开关元件Q3A被接通，因此利用包括正极侧的第2开关元件Q3A及负极侧的第1开关元件Q4B的路径的电流，第1电抗器14再次被励磁。在期间H以后，在第1转换器10及第2转换器20中，重复电流方向与期间C～G为反转的工作，因此省略详细的电路工作的说明。
像这样，可以理解在图2的降压充电工作中，在不带有第2电抗器24的升压工作的情况下电池PS2被充电。
(第2电力传输的基本控制动作)
接下来，对从电池PS2向直流电源PS1传输电力、即使电池PS2放电的第2电力传输的电路工作进行说明。第2电力传输中也包含不带有第1电抗器14的升压工作的电池PS2的放电(以下也称为降压放电)和带有第1电抗器14的升压工作的电池PS2的充电(也称为升压放电)。
图11中示出表示实施方式1的DC/DC转换器100的降压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。与此相对，图12中示出表示作为比较例的专利文献1的降压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。另外，图13中示出表示实施方式1的DC/DC转换器100的升压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
此外，图11～图13也是示出用于说明降压充电及升压充电的原理的波形例，与后述的第3相移量θ3及第4相移量θ4的控制并非严格一致。即，在图11～图13中，为了简化说明，也将第3桥接电路43的开关周期Tsw分割为期间A～J这10个期间，在各期间A～J设置作为各开关元件的接通或断开驱动信号的组合图案的栅极图案。
参照图11，在作为不带有升压工作的第2电力传输的降压放电工作中，控制电路30在预先设定的开关周期Tsw中将第3桥接电路43及第4桥接电路44各自中的正极及负极侧的开关元件Q1A、Q1B、Q1A、Q1B交替等间隔地逐一接通。另一方面，控制电路30在降压放电工作中，将第1桥接电路41的正极侧及负极侧的第1开关元件Q4A、Q4B以及第2桥接电路42的正极侧及负极侧的第2开关元件Q3A、Q3B维持为断开状态。即，在第1转换器10中应用了二分支断开工作。
此外，在第2电力传输中，也与第1电力传输(图2～图4)的情况同样地应用短路防止时间td，在各桥接电路41～44中正极侧及负极侧的开关元件被交替等间隔地接通。
在图11的降压放电工作的情况下，控制电路30将第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)的接通/断开驱动信号相对于第2基准元件QB2(正极侧的第3开关元件Q1A)的接通/断开驱动信号的相移量设为第3相移量θ3来进行控制。控制电路30基于传输电力量(在本例中为输出占空比)使第3相移量θ3变化。
当应用了二分支断开工作时，作为第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)的接通/断开驱动信号相对于第2基准元件QB2(正极侧的第3开关元件Q1A)的接通/断开驱动信号的相移量的第4相移量θ2未被设定。
参照图12，在专利文献1的降压放电工作中，与图3中说明过的同样地设定虚拟移位量。据此，对于与图11同样地被接通/断开的第2转换器20的开关元件Q1A、Q1B、Q2A、Q2B，在第1转换器10中，第2桥接电路42的第2开关元件Q3A、Q3B根据虚拟地设定的第4相移量θ4(θ4＝θ3)而与第2转换器20的第4开关元件Q2A、Q2B同步地被接通/断开。
在第2转换器20中，第1桥接电路41的开关元件Q4A、Q4B与图11同样地被维持为断开。即，第2转换器20与图3中的第1转换器10同样地被应用一分支断开工作。
参照图13，在升压放电工作中，控制电路30将第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)的接通/断开驱动信号相对于第2基准元件QB2(正极侧的第3开关元件Q1A)的接通/断开驱动信号的相移量控制为第3相移量θ3，将第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)的接通/断开驱动信号相对于第2基准元件QB2的接通/断开驱动信号的相移量控制为第4相移量θ4。
然后，控制电路30基于传输电力量(在本例中为输出占空比)使第3相移量θ3及第4相移量θ4变化。在图13中，第3相移量θ3及第4相移量θ4也被设为提前方向的相移量。另外，在图13的升压放电的情况下，第4相移量θ4为大于第3相移量θ3的值。
在此，使用图11及图13对电池PS2的放电时的工作进行详细说明。此外，图11所示的降压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号为对图2所示的降压充电时的第1开关元件Q4A、Q4B的接通/断开驱动信号与第3开关元件Q1A、Q1B的接通/断开驱动信号进行调换并且对第2开关元件Q3A、Q3B的接通/断开驱动信号与第4开关元件Q2A、Q2B的接通/断开驱动信号进行调换而得到的接通/断开驱动信号。
同样地，图13所示的升压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号为对图4所示的升压充电时的第1开关元件Q4A、Q4B的接通/断开驱动信号与第3开关元件Q1A、Q1B的接通/断开驱动信号进行调换并且对第2开关元件Q3A、Q3B的接通/断开驱动信号与第4开关元件Q2A、Q2B的接通/断开驱动信号进行调换而得到的接通/断开驱动信号。
如图11及图13所示，当将第2基准元件QB2(正极侧的第3开关元件Q1A)和第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)同时接通的期间定义为第3对角接通时间t3时，第3对角接通时间t3根据第3相移量θ3而变化。另外，负极侧的第3开关元件Q1B和正极侧的第4开关元件Q2A同时接通的期间(也称为第3对角接通时间t3a)与第3对角接通时间t3相等。
此外，在图11的降压放电中，根据需要，也能够将在图11中被维持为断开状态的开关元件Q4A、Q4B(第1桥接电路41)及开关元件Q3A、Q3B(第2桥接电路42)虚拟地接通/断开。具体而言，根据需要，能够将第3桥接电路43的第3开关元件Q1A、Q1B的接通/断开驱动信号设定为第1桥接电路41的第1开关元件Q4A、Q4B的虚拟接通/断开驱动信号。同样地，根据需要，能够将第4桥接电路44的开关元件Q2A、Q2B的接通/断开驱动信号设定为第2桥接电路42的开关元件Q3A、Q3B的虚拟接通/断开驱动信号。
在该情况下，当将第1基准元件QB1(正极侧的第1开关元件Q4A)的虚拟接通/断开驱动信号和第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)的虚拟接通/断开驱动信号同时接通的期间设为第4虚拟对角接通时间t4时，第4虚拟对角接通时间t4根据虚拟地设定的第4相移量θ4而变化。另外，负极侧的第1开关元件Q4B的虚拟接通/断开驱动信号和正极侧的第2开关元件Q3A的虚拟接通/断开驱动信号同时接通的第4虚拟对角接通时间t4a也与第4虚拟对角接通时间t4相等。
进而，在图13的升压放电中，能够将第3桥接电路43的第3开关元件Q1A、Q1B的接通/断开驱动信号设定为第1桥接电路41的第1开关元件Q4A、Q4B的虚拟接通/断开驱动信号。
然后，当将第1基准元件QB1(正极侧的第1开关元件Q4A)的虚拟接通/断开驱动信号和第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)的接通/断开驱动信号同时接通的期间设为第4虚拟对角接通时间t4时，第4虚拟对角接通时间t4根据第4相移量θ4而变化。另外，负极侧的第1开关元件Q4B的虚拟接通/断开驱动信号和正极侧的第2开关元件Q3A的接通/断开驱动信号同时接通的第4虚拟对角接通时间t4a也与第4虚拟对角接通时间t4相等。
在应用了图12及图14所示的栅极图案的升压放电及降压放电中，对于图5～图10中说明的升压充电及降压充电，第1转换器10及第2转换器20的电路工作被调换。因此，对升压放电及降压放电中的电路工作的详情省略说明。
(基于电力传输量的相移量的控制)
图14为说明实施方式1的DC/DC转换器100的基于电力传输量的相移量的控制的曲线图。在图14的3层的曲线图的横轴上共同地示出从第1直流电源PS1向第2直流电源(电池)PS2的电力传输量P1[W]以及从第2直流电源(电池)PS2向第1直流电源PS1的电力传输量P2[W]。在图14的横轴上，越向右侧则电力传输量P1越增加，越向左侧则电力传输量P2越增加。
例如，如图14的上部的曲线图所示，控制电路30基于电力传输指令值Pref运算输出占空比。在图14中，在进行第1电力传输(电池PS2的充电)的情况下，设定为Pref＝P1(指令值)。与此相对，在进行第2电力传输(电池PS2的放电)的情况下，设定为Pref＝－P2(指令值)。以这种方式，控制电路30能够以与电力传输指令值Pref成比例关系的方式运算输出占空比。
(第1电力传输中的相移量的变化)
首先，对第1电力传输(电池PS2的充电)的情况进行详细说明。如图14的中部的曲线图的右半边所示，在电力传输量P1处于0～第1基准值Pr1(Pr1＞0)之间的情况下，换言之，在输出占空比处于0～第1基准值Dr1(Dr1＞0)之间的情况下，控制电路30执行降压充电工作。
在降压充电工作中，随着电力传输量P1、即输出占空比增加，控制电路30使第1相移量θ1减少。进而，根据需要，能够以进行与第1相移量θ1相同量的变化的方式虚拟地设定第2相移量θ2。
在电力传输量P1大于第1基准值Pr1的情况下、即输出占空比大于第1基准值Dr1的情况下，控制电路30执行升压充电工作。此外，在Pref＝Pr1(输出占空比＝Dr1)、即降压充电及升压充电的切换点，第1相移量θ1及第2相移量θ2等同。以下也将P1＝Pr1的切换点处的第1相移量θ1及第2相移量θ2称为基准相移量θr。
在升压充电工作中，随着电力传输量P1、即输出占空比从该切换点起增加，控制电路30使第1相移量θ1进一步减少。即，在Pref＞0的区域整体中，随着电力传输量P1(输出占空比)的增加，第1相移量θ1连续地减少。
另一方面，在升压充电工作中，随着电力传输量P1(输出占空比)从该切换点起增加，控制电路30使第2相移量θ2增加。像这样，在升压充电中，随着电力传输量P1(输出占空比)增加，使第1相移量θ1减少，而使第2相移量θ2增加。
例如，能够与第1相移量θ1及第2相移量θ2为开关周期Tsw的25％的电力传输量P1(输出占空比)对应地预先设定基准相移量θr。
在电力传输量P1为0≤P1≤Pr1的范围的情况下，控制电路30使第1相移量θ1以恒定斜率从最大值减少至基准相移量θr(与Tsw×0.25的时间长度相当的相移量)。最大值被预先设定为开关周期Tsw的50％以下且大于基准相移量θr(与Tsw×0.25的时间长度相当的相移量)的值(例如与Tsw×0.45的时间长度相当的相移量)。此外，严格说来，相移量的单位为[rad]，但以下有时也同样地使用与开关周期Tsw的倍数相当的时间长度来记载相移量。
另一方面，在电力传输量P1为Pr1≤P1≤2×Pr1的范围的情况下，控制电路30使第1相移量θ1以与上述相同的斜率从基准相移量θr(Tsw的25％)减少至最小值(例如为Tsw×0.05)。进而，第2相移量θ2以相同的第1斜率从基准相移量θr(Tsw×0.25)增加至最大值(例如为Tsw×0.45)。
在图14的下部的曲线图的右半边，示出相对于这样的第1相移量θ1及第2相移量θ2的变化的、第1对角接通时间t1、t1a及第2虚拟对角接通时间t2、t2a的变化。
如上所述，第1对角接通时间t1、t1a为从第1基准元件QB1的接通期间中减去第1相移量θ1得到的值。同样地，第2虚拟对角接通时间t2、t2a为从第1基准元件QB1的接通期间中减去第2相移量θ2得到的值。因此，在图14中，第1对角接通时间t1、t1a及第2虚拟对角接通时间t2、t2a的动作相对于第1相移量θ1及第2相移量θ2的动作，曲线图波形的上下反转。
在此，在第1电力传输(电池PS2的充电)中，直流电源PS1的输出电压施加于变压器3的第1绕组3a，由于从第1绕组3a向第2绕组3b进行电力传输而产生在第2绕组3b产生电压的期间。该期间为第1基准元件QB1(正极侧的第1开关元件Q4A)和第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)同时接通的第1对角接通时间t1以及负极侧的第1开关元件Q4B和正极侧的第2开关元件Q3A同时接通的第1对角接通时间t1a这两者。
在降压充电时，通过调节第1转换器10的第1相移量θ1以调节第1对角接通时间t1、t1a，从而控制了电力传输量。进而，通过将第3桥接电路43及第4桥接电路44设为正极侧及负极侧均为断开状态的二分支断开工作，第2转换器20作为二极管桥而工作以执行整流工作。该降压充电时的第1相移量θ1的变化范围为从最大值至基准相移量θr(Tsw的25％)的范围。
另一方面，在专利文献1的降压充电中，如图3所示，以使第2相移量θ2为与第1相移量θ1相同量的方式产生虚拟移位量，执行一分支断开工作。据此，利用开关元件Q2A、Q2B的接通/断开，第2转换器20使第2虚拟对角接通时间t2、t2a与第1对角接通时间t1、t1a一致，执行同步整流工作。
据此，在专利文献1的降压充电中，在实际上未产生电力传输的、第1转换器10及第2转换器20均输出零电压的期间中执行一分支断开工作的第2转换器20中，担心会产生如以下说明的循环电流路径。
此外，关于上述“输出零电压的期间”，以下在第1转换器10中，将形成了包括开关元件Q3A或其反并联二极管51和开关元件Q4A或其反并联二极管51这两者的电流路径的期间以及形成了包括开关元件Q3B或其反并联二极管51和开关元件Q4B或其反并联二极管51这两者的电流路径的期间的各期间也称为第1转换器10的零电压期间。
同样地，在第2转换器20中，将形成了包括开关元件Q1A或其反并联二极管51和开关Q2A或其反并联二极管51这两者的电流路径的期间以及形成了包括开关元件Q1B或其反并联二极管51和开关Q2B或其反并联二极管51这两者的电流路径的期间的各期间也称为第2转换器20的零电压期间。
图15及图16中示出在依照图3的降压充电(即专利文献1中的降压充电)的零电压期间中可能产生的循环电流路径。
参照图15，在图3的期间A中，在第1转换器10中，开关元件Q4A为接通状态，而开关元件Q3B为断开状态，因此形成了包括开关元件Q4A和开关元件Q3A的反并联二极管51的电流路径CP1(即零电压期间)。进而，在第2转换器20中，也由于开关元件Q2A被设为接通状态，因此形成了包括开关元件Q2A和开关元件Q1A的反并联二极管51的电流路径CP2(即零电压期间)。
其结果是，在实际上未产生电力传输的期间中，有可能通过电流路径CP1及CP2，经由变压器3而产生包括第1转换器10及第2转换器20的循环电流路径。
同样地，参照图16，在图3的期间F中，在第1转换器10中，开关元件Q4B为接通状态，而开关元件Q3A为断开状态，因此形成了包括开关元件Q4B和开关元件Q3B的反并联二极管51的电流路径CP1(即零电压期间)。进而，在第2转换器20中，也由于开关元件Q2B被设为接通状态，因此形成了包括开关元件Q2B和开关元件Q1B的反并联二极管51的电流路径CP2(即零电压期间)。
其结果是，在图16中，也在实际上未产生电力传输的期间中，有可能通过电流路径CP1及CP2，经由变压器3而产生包括第1转换器10及第2转换器20的循环电流路径。
与此相对，在实施方式1的DC/DC转换器100的降压充电中，如上所述，随着输出占空比的增加而使第1相移量θ1逐渐减少，从而使第1转换器10中的第1对角接通时间t1、t1a渐次增加，另一方面，通过二分支断开工作，第2转换器20作为二极管桥而执行整流工作。即，在第2转换器20中，第3桥接电路43的第3开关元件Q1A、Q1B及第4桥接电路44的第4开关元件Q2A、Q2全部为断开状态。
图17及图18中示出了实施方式1的DC/DC转换器100的降压充电时的在第1转换器的零电压期间的电流路径。
图17中示出了图2的期间A的电流路径。在第1转换器10中，形成了与图15同样的电流路径CP1，而在第2转换器20中，由于二分支断开工作而开关元件Q2A为断开状态，因此未形成图15中的电流路径CP2。其结果是，在DC/DC转换器100中，能够避免产生如图15那样的循环电流路径。
同样地，图18中示出了图2的期间F的电流路径。在第1转换器10中，形成了与图16同样的电流路径CP1，而在第2转换器20中，由于二分支断开工作而开关元件Q2B为断开状态，因此未形成图16中的电流路径CP2。其结果是，在DC/DC转换器100中，能够避免产生如图16那样的循环电流路径。
像这样，在实施方式1的DC/DC转换器100的降压充电中，能够避免产生如专利文献1那样的由第1转换器10及第2转换器20之间的循环电流导致的导通损耗。
进而，在图3的栅极图案下，在第2转换器20中产生由第4桥接电路44的正极侧及负极侧的开关元件Q2A、Q2B的接通/断开引起的开关损耗。另一方面，在实施方式1的DC/DC转换器100中，通过第2转换器20的二分支断开工作，开关元件Q3A、Q3、Q4A、Q4B全部被维持为断开状态。因此不产生第2转换器20中的开关损耗。
像这样，在实施方式1的DC/DC转换器100的降压充电中，与专利文献1中的降压充电相比较，能够削减导通损耗及开关损耗。据此，在电力传输量小的降压充电中，能够提高电力变换效率。
进而，在实施方式1的DC/DC转换器100中，如以下说明的那样，能够在降压充电及升压充电的切换时快速调节电力。
再次参照图2，在降压充电的期间C中，在第1转换器10的负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)刚接通之后，正极侧的第1开关元件Q4A(第1基准元件QB1)和负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)同时为接通，对角的两个元件导通。因此，如图7中说明过的那样，能量经由正极侧的第1开关元件Q4A和负极侧的第2开关元件Q3B，从直流电源PS1侧被传输至第1电抗器14，第1电抗器14被励磁。
另一方面，在图2的期间C中，第2转换器20的开关元件Q1A、Q1B、Q2A、Q2B为断开状态。因此，如图7中说明过的那样，从第1绕组3a向第2绕组3b进行电力传输，在第2绕组3b中产生电压，从而通过包括第2转换器20的正极侧的第3开关元件Q1A的反并联二极管51和负极侧的第4开关元件Q2B的反并联二极管51的电流路径，电力从直流电源PS1被传输到电池PS2。此时，第2电抗器24未被励磁，不产生升压工作。
图19为表示实施方式1的DC/DC转换器100中的第1相移量θ1及第2相移量的相位差小时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。例如，在从降压充电向升压充电切换时产生图19的栅极图案。
图19中示出在图14的曲线图中，在电力传输量P1＞Pr1而应用了升压充电的区域中，第1相移量θ1从基准相移量θr(θr＝Tsw×0.25)减少了Tsw×0.05、相反地第2相移量θ2从基准相移量θr增加了Tsw×0.05时的栅极图案。
于是，如图19所示，由此第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差为开关周期Tsw的10％，与短路防止时间td相等。
参照图19，在期间C中，在第1转换器10的负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)刚接通之后，正极侧的第1开关元件Q4A(第1基准元件QB1)和负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)同时为接通，对角的两个元件导通。据此，能量经由正极侧的第1开关元件Q4A和负极侧的第2开关元件Q3B，从直流电源PS1侧被传输至第1电抗器14，第1电抗器14被励磁。
另一方面，在图19中，第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差与短路防止时间td相等，因此在第2转换器20中，期间C被设为第4开关元件Q2A、Q2B的短路防止时间td，正极侧的第4开关元件Q2A未接通。
因此，在图19的期间C中，与图7中说明过的降压工作时同样地，形成了包括正极侧的第3开关元件Q1A的反并联二极管51和负极侧的第4开关元件Q2B的反并联二极管51的电流路径，因此在不带有第2电抗器24的励磁的情况下，电力从直流电源PS1被传输到电池PS2。
像这样，即使由于电力传输量P1大于第1基准值Pr1而应用了升压充电，在第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差Δθ为短路防止时间td以下的情况下，实际上也不产生升压工作。根据图14的中部的曲线图，在从降压充电向升压充电切换时，相位差Δθ小，应用图19的栅极图案。
图20中为表示第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差大于短路防止时间td时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
图20中示出电力传输量P1大于图19的情况、第1相移量θ1从基准相移量θr(θr＝Tsw×0.25)减少了Tsw×0.15、相反地第2相移量θ2从基准相移量θr增加了Tsw×0.15时的栅极图案。因此，第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差Δθ为开关周期Tsw的30％，为短路防止时间td的3倍。
在图20的期间B中，第1转换器10的正极侧的第1开关元件Q4A(第1基准元件QB1)和负极侧的第2开关元件Q3B(第1对角元件QO1)同时为接通，对角的两个元件导通。据此，与图5中说明过的同样地，能量从直流电源PS1侧被传输至第1电抗器14，第1电抗器14被励磁。
当相位差Δθ大时，在该期间B中，第2转换器20的正极侧的第4开关元件Q2A为接通。因此，与图5中说明过的同样地，包括正极侧的第4开关元件Q2A和正极侧的第3开关元件Q1A的反并联二极管51的路径的电流回流至第2电抗器24，从而第2电抗器24被励磁。因此，在期间B中，第1电抗器14及第2电抗器24被励磁，从而产生第2电抗器24的升压工作。
图20的期间C为与期间B相同的状态，因此第1电抗器14及第2电抗器24的励磁被持续进行。在期间D中，第1转换器10为与期间B及C相同的状态，因此第1电抗器14的励磁被持续进行。
另一方面，在期间D中，在第2转换器20中，由于位于短路防止时间td，因此正极侧的第4开关元件Q2A为断开。据此，与图5中说明过的同样地，电流经由正极侧的第3开关元件Q1A的反并联二极管51和负极侧的第4开关元件Q2B的反并联二极管51流到电池PS2侧。
其结果是，在期间D中，第1电抗器14及第2电抗器24的励磁能量被传输到电池PS2侧。因而，在图20所示的栅极图案下，实际上执行带有第2电抗器24的升压工作的电池PS2的充电、即升压充电。
像这样，实际上在从第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差Δθ中减去短路防止时间td而得到的期间中执行第2电抗器24的升压工作。即，在图19的栅极图案下，虽然由于电力传输量P1大于第1基准值Pr1而应用了升压充电，但第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差Δθ未增加至超过短路防止时间td，因此实际上未产生升压工作。因此，图19中的电力传输量与图2的降压充电中的电力传输量相等。
在该情况下，能够通过根据图14设定的第1相移量θ1与第2相移量θ2的相位差Δθ和短路防止时间td的比较来判定是否带有升压工作。像这样，在由于Δθ≤td而不带有升压工作的情况下，通过操作第1相移量θ1来使第2转换器20进行二分支断开工作。在第2转换器20转移至带有升压工作的一分支断开工作时，能够设定第1相移量θ1及第2相移量θ2，以使得在P1＝Pr1的切换点使相位差Δθ与短路防止时间td相等并且随着电力传输量P1增加而相位差Δθ增大。例如，能够将第2相移量θ2设定为与在该切换点的第1相移量θ1(即基准相移量θr)的相位差Δθ与短路防止时间td等同(与图17相当)。进而，能够使第1相移量θ1及第2相移量θ2从该切换点处的各自的值减少及增加，以使得随着电力传输量P1从该切换点起增加而相位差Δθ增大。
假设在不是从二分支断开工作转移到一分支断开工作，而是从二分支断开工作的模式转移到使全部分支进行开关工作的模式的情况下，在切换的瞬间，需要用由控制电路30进行的主动的开关工作来模拟二分支断开工作时的反并联二极管51的整流功能，因此容易产生传输电力量的差异。与此相对，如实施方式1的DC/DC转换器100那样，在第2转换器20从二分支断开工作转移至一分支断开工作时，能够原样使用反并联二极管51的整流功能。因此，如图3的栅极图案所示，能够通过在升压充电中使第2转换器20进行一分支断开工作来实现从降压充电向升压充电的平滑的切换工作，也容易控制传输电力量。
然而，基于图2(降压充电)的电路工作和基于图19(升压充电)的电路工作在是否产生回流电流路径这方面不同，因此实际上存在如下可能性：由于励磁电流、电路的寄生电容的影响而产生的回流电流影响电力传输量，从而电力传输量在两者之间产生差异。
(第2电力传输中的相移量的变化)
接下来，对第2电力传输(电池PS2的放电)的情况进行详细说明。如图1所示，DC/DC转换器100的电路结构为隔着变压器3而左右对称。由于该电路对称性，在图14中，DC/DC转换器100的控制工作在第1电力传输与第2电力传输之间为左右对称。
如图14的上部的曲线图的左半边所示，在第2电力传输的情况下，随着电力传输量P2增加，输出占空比在负向上增加。即，电力传输量P2和输出占空比的正负相反。
在电力传输量P2处于0～第2基准值Pr2(Pr2＞0)的范围内的情况下，换言之，在输出占空比处于0～第2基准值Dr2(Dr2＜0)的范围内的情况下，控制电路30执行降压放电工作。
在降压放电工作中，随着电力传输量P2增加、即输出占空比在负向上增加，控制电路30使第3相移量θ3减少。进而，根据需要，能够以进行与第3相移量θ3相同量的变化的方式虚拟地设定第4相移量θ4。
在电力传输量P2大于第2基准值Pr2的情况下、即输出占空比在负向上大于第2基准值Dr2的情况下，控制电路30执行升压放电工作。此外，在Pref＝－P2(输出占空比＝Dr2)、即降压充电及升压充电的切换点，第1相移量θ1及第2相移量θ2等同。
在升压放电工作中，随着电力传输量P2从该切换点起增加、即输出占空比在负向上增加，控制电路30使第3相移量θ3进一步减少。即，在Pref＜0的区域整体中，随着电力传输量P2的增加(输出占空比向负向的增加)，第3相移量θ3连续地减少。
另一方面，在升压放电工作中，随着电力传输量P2从该切换点起的增加(输出占空比向负向的增加)，控制电路30使第4相移量θ4增加。像这样，在升压放电中，随着电力传输量P2增加(输出占空比在负向上增加，使第3相移量θ3减少，而使第4相移量θ4增加。
例如，与第1电力传输同样地，能够与第1相移量θ1及第2相移量θ2为开关周期Tsw的25％的电力传输量P1(输出占空比)对应地预先设定与第2基准值Pr2对应的基准相移量θr。
在电力传输量P2为0≤P2≤Pr2的范围的情况下，控制电路30使第1相移量θ1以与第1电力传输共同的恒定斜率从最大值减少至基准相移量θr(Tsw×0.25)。另一方面，在电力传输量P2为Pr2≤P2≤2×Pr2的范围的情况下，控制电路30使第3相移量θ1以上述斜率从基准相移量θr(Tsw的25％)减少至最小值，并且使第2相移量θ2以相同斜率从基准相移量θr(Tsw×0.25)增加至最大值。此外，与第1电力传输共同地设定最大值及最小值。
在图14的下部的曲线图的左半边，示出相对于这样的第3相移量θ3及第4相移量θ4的变化的、第3对角接通时间t3、t3a及第4虚拟对角接通时间t4、t4a的变化。
如上所述，第3对角接通时间t3、t3a为从第2基准元件QB2的接通期间中减去第3相移量θ3得到的值。同样地，第4虚拟对角接通时间t4、t4a为从第2基准元件QB2的接通期间中减去第4相移量θ4得到的值。因此，在图14中，第3对角接通时间t3、t3a及第4虚拟对角接通时间t4、t4a的动作相对于第3相移量θ3及第4相移量θ4的动作，曲线图波形上下反转。
此外，在图14中，充电时的第1相移量θ1和放电时的第4相移量θ4均与第1对角元件QO1(负极侧的第2开关元件Q3B)的相移量相当，因此用同样的实线绘制。
另外，充电时的第2相移量θ2和放电时的第3相移量θ3均与第2对角元件QO2(负极侧的第4开关元件Q2B)的相移量相当，因此用同样的虚线绘制。同样地，用同样的实线绘制第1对角接通时间t1和第4虚拟对角接通时间t4，用同样的虚线绘制第2虚拟对角接通时间t2和第3对角接通时间t3。
图21为表示实施方式1的DC/DC转换器100的降压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号的波形的时序图。
参照图21，在降压放电工作中，与降压充电(图2)相反，第2转换器20为输电侧，第1转换器10为受电侧。因此，第2转换器20的第3开关元件Q1A、Q1B与图2(降压放电)中的第1转换器10的第1开关元件Q4A、Q4B同样地被接通/断开。同样地，第2转换器20的第4开关元件Q2A、Q2B与图2(降压放电)中的第1转换器10的第2开关元件Q3A、Q3B同样地被接通/断开。
进而，受电侧的第1转换器10与图2(降压放电)中的第1转换器10同样地进行二分支断开工作。即，第1桥接电路41的第1开关元件Q4A、Q4B及第2桥接电路42的第2开关元件Q3A、Q3B被维持为断开状态。
据此，在降压放电时，也与图17及图18中的第2转换器20同样地，能够避免受电侧的第1转换器10中产生电流路径。据此，在实施方式1的DC/DC转换器100的降压充电中，也能够抑制如专利文献1那样的经由变压器3的第1转换器10及第2转换器20之间的循环电流路径的产生。其结果是，能够削减由循环电流导致的导通损耗及第1转换器10中的开关损耗，因此能够提高电力传输量小的降压放电时的电力变换效率。
接下来，对实施方式1的DC/DC转换器100中的降压放电及升压放电的切换进行说明。
图22为表示与升压充电时的图19对应的、升压放电时的各开关元件的驱动信号的波形的时序图。
图22中示出在电力传输量P2＞Pr2而应用了升压放电的区域中，第3相移量θ3从基准相移量θr(θr＝Tsw×0.25)减少了Tsw×0.05、相反地第4相移量θ4从基准相移量θr增加了Tsw×0.05时的栅极图案。其结果是，第3相移量θ3与第4相移量θ4的相位差为开关周期Tsw的10％，与短路防止时间td相等。
图22所示的升压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号为对图19所示的升压充电时的第1开关元件Q4A、Q4B的接通/断开驱动信号与第3开关元件Q1A、Q1B的接通/断开驱动信号进行调换并且对第2开关元件Q3A、Q3B的接通/断开驱动信号与第4开关元件Q2A、Q2B的接通/断开驱动信号进行调换而得到的接通/断开驱动信号。
因此，图22的栅极图案下的电路工作与图19的栅极图案下的电路工作是同样的并且电力传输方向反转。即，图22为电力传输量P2大于第2基准值Pr2的升压放电下的栅极图案，但由于第3相移量θ3与第4相移量θ4的相位差Δθ为短路防止时间td以下，因此实际上不产生第1电抗器14的升压工作。
图23为表示与升压充电时的图20对应的、升压放电时的各开关元件的驱动信号的波形的时序图。
图23中示出电力传输量P2大于图22的情况、第3相移量θ3从基准相移量θr(θr＝Tsw×0.25)减少了Tsw×0.15、相反地第4相移量θ4从基准相移量θr增加了Tsw×0.15时的栅极图案。此时，第3相移量θ3与第4相移量θ4的相位差Δθ为开关周期Tsw的30％，为短路防止时间td的3倍。
图23所示的升压放电时的各开关元件的接通/断开驱动信号相当于对图20所示的升压充电时的第1开关元件Q4A、Q4B的接通/断开驱动信号与第3开关元件Q1A、Q1B的接通/断开驱动信号进行调换并且对第2开关元件Q3A、Q3B的接通/断开驱动信号与第4开关元件Q2A、Q2B的接通/断开驱动信号进行调换而得到的接通/断开驱动信号。
因此，图23的栅极图案下的电路工作与图20的栅极图案下的电路工作是同样的并且电力传输方向反转。即，在图23中，第3相移量θ3与第4相移量θ4的相位差Δθ增加至超过短路防止时间td，产生第1电抗器14的升压工作。像这样，在升压放电中，实际上在从第3相移量θ3与第4相移量θ4的相位差Δθ中减去短路防止时间td而得到的期间执行第1电抗器14的升压工作。
因此，与上述降压充电同样地，将短路防止时间td考虑在内来设定第3相移量θ3和第4相移量θ4，从而能够平滑地从降压放电切换为升压放电，也容易控制传输电力量。
具体而言，在由于Δθ≤td而不带有升压工作的情况下，通过操作第3相移量θ3来使第1转换器10进行二分支断开工作，并且在第1转换器10转移至带有升压工作的一分支断开工作时，在P2＝Pr2的切换点使相位差Δθ与短路防止时间td相等。例如，能够将第4相移量θ4设定为与该切换点处的第3相移量θ3(即基准相移量θr)的相位差Δθ与短路防止时间td等同(与图20相当)。进而，能够使第3相移量θ3及第4相移量θ4从该切换点处的各自的值减少及增加，以使得随着电力传输量P2从该切换点起增加而相位差Δθ增大。像这样，通过在升压放电中使第1转换器10进行一分支断开工作，对从降压放电向升压放电也能够进行平滑的切换工作，也容易控制电力传输量。
如以上说明的那样，关于本实施方式1的DC/DC转换器100，在降压工作(降压充电及降压放电)中，通过使第1转换器10及第2转换器20的受电侧的转换器进行二分支断开工作，从而避免产生图15及图16中说明过的第1转换器10及第2转换器20的循环电流，并且由于抑制了该受电侧的转换器中的开关损耗，能够提高电力变换效率。另外，在升压工作(升压充电及升压放电)中，通过使第1转换器10及第2转换器20的受电侧的转换器进行一分支断开工作，能够使从降压工作向升压工作的切换平滑化。
实施方式2.
接下来，对实施方式2的DC/DC转换器进行说明。关于实施方式2的DC/DC转换器，电路结构以及基本的控制与实施方式1是同样的，而基于电力传输量的相移量的控制与实施方式1不同。在实施方式2中，对于与实施方式1同样的部分，基本上不重复说明。
图24为说明实施方式2的DC/DC转换器中的基于电力传输量的相移量的控制的曲线图。
参照图24，上部的曲线图与图14相同，而中部的曲线图与图14不同。
首先，对第1电力传输(电池PS2的充电)的情况进行详细说明。如图22的中部的曲线图的右半边所示，在电力传输量P1处于0～第1基准值Pr1(Pr1＞0)的范围内的情况下，换言之，在输出占空比处于0～第1基准值Dr1(Dr1＞0)的范围内的情况下，随着电力传输量P1(输出占空比)增加，控制电路30使第1相移量θ1减少。进而，根据需要，能够以进行与第1相移量θ1相同量的变化的方式虚拟地设定第2相移量θ2。另外，如上述那样，在P1＝Pr1的切换点，也能够在第1相移量θ1及第2相移量θ2之间设置与短路防止时间td等同的相位差。
在电力传输量P1(输出占空比)处于第1基准值Pr1至第3基准值Pr3(Pr3＞Pr1)之间的情况下，随着电力传输量P1(输出占空比)增加，相对于P1＝Pr1的情况下的第1相移量θ1及第2相移量θ2(基准相移量θr)，控制电路30使第1相移量θ1减少并且使第2相移量θ2增加。
在电力传输量P1(输出占空比)大于第3基准值Pr3(Pr3＞Pr1)的情况下，随着电力传输量P1(输出占空比)增加，相对于P1＝Pr3时的第2相移量θ2，控制电路30使第2相移量θ2增加。另一方面，在P1≥Pr3的范围中，控制电路30维持P1＝Pr3时的第1相移量θ1。
此外，在实施方式2的DC/DC转换器中，也与实施方式1同样地，电力传输量P1在0至第1基准值Pr1的范围为进行降压充电的区间，电力传输量P1大于第1基准值Pr1的范围为进行升压充电的区间。
在实施方式2中，与P1＝Pr1时的第1相移量θ1对应的基准相移量θr被预先设定为小于实施方式1的值(例如为开关周期Tsw的20％)。进而，第3基准值Pr3被预先设定为与第1相移量θ1为开关周期Tsw的5％时的电力传输量P1(输出占空比)相当。
在电力传输量P1(输出占空比)处于0至第1基准值Pr1之间的情况下，控制电路30使第1相移量θ1以恒定斜率从最大值(例如与实施方式1共同为Tsw×0.45)减少至基准相移量θr(例如为Tsw×0.2)。进而，根据需要，使虚拟地设定的第2相移量θ2以与第1相移量θ1相同量的状态减少。
在电力传输量P1(输出占空比)处于第1基准值Pr1至第3基准值Pr3之间的情况下，控制电路30使第1相移量θ1以与上述相同的恒定斜率从P1＝Pr1时的第1相移量θ1减少至最小值(例如与实施方式1共同为Tsw×0.05)。另一方面，使第2相移量θ2从P1＝Pr1时的第2相移量θ2以与上述相同的斜率而增加。在电力传输量P1(输出占空比)处于第3基准值Pr3至第1基准值Pr1的2倍的值之间的情况下，控制电路30将第1相移量θ1固定为最小值，并且使第2相移量θ2维持相同的斜率并持续增加至最大值。
如图24的下部的曲线图的右半边所示，第1对角接通时间t1、t1a及第2虚拟对角接通时间t2、t2a形成与第1相移量θ1及第2相移量θ2上下反转的形状。
接下来，对第2电力传输(电池PS2的放电)的情况进行详细说明。如图24的中部的曲线图的左半边所示，在电力传输量P2处于0至第2基准值Pr2(Pr2＞0)之间的情况下，换言之，在输出占空比处于0至第2基准值Dr2(Dr2＜0)之间的情况下，随着电力传输量P2增加(输出占空比在负向上增加)，控制电路30使第3相移量θ3减少。进而，根据需要，能够以进行与第3相移量θ3相同量的变化的方式虚拟地设定第4相移量θ4。另外，如上所述，在P2＝Pr2的切换点，也能够在第3相移量θ3及第4相移量θ4之间设置与短路防止时间td等同的相位差。
在电力传输量P2处于第2基准值Pr2至第4基准值Pr4(Pr4＞Pr2)之间的情况下，随着电力传输量P2增加(输出占空比在负向上增加)，相对于P2＝Pr2的情况下的第3相移量θ3及第4相移量θ4，控制电路30使第3相移量θ3减少并且使第4相移量θ4增加。
在电力传输量P2大于第4基准值Pr4(Pr4＞Pr2)的情况下、即在输出占空比在负向上大于第2基准值Dr2的情况下，随着电力传输量P2的增加(输出占空比的负向的增加)，相对于P2＝Pr4时的第4相移量θ4，控制电路30使第4相移量θ4增加。另一方面，在P2≥Pr4的范围中，控制电路30维持P2＝Pr4时的第3相移量θ3。
此外，在实施方式2的DC/DC转换器中，也与实施方式1同样地，电力传输量P2在0至第2基准值Pr2的范围为进行降压放电的范围，电力传输量P2大于第2基准值Pr2的范围为进行升压放电的范围。
在实施方式2中，与P2＝Pr2时的第3相移量θ3对应的基准相移量θr被预先设定为与充电工作共同的值。进而，第4基准值Pr4被预先设定为与第1相移量θ3为开关周期Tsw的5％时的电力传输量P2(输出占空比)相当。
在电力传输量P2处于0至第2基准值Pr2之间的情况下，控制电路30使第3相移量θ3以恒定斜率从最大值减少至基准相移量θr(例如为Tsw×0.2)。
在电力传输量P2处于第2基准值Pr2至第4基准值Pr4之间的情况下，控制电路30使第3相移量θ3以与上述相同的恒定斜率从基准相移量θr(Tsw×0.2)减少至最小值。另一方面，第4相移量θ4从P2＝Pr1时的第4相移量θ4以与上述相同的斜率而增加。在电力传输量P1(输出占空比)处于第4基准值Pr4至第2基准值Pr2的2倍的值之间的情况下，控制电路30将第3相移量θ3固定为最小值，并且使第4相移量θ4维持相同的斜率而持续增加至最大值。
如图24的下部的曲线图的左半边所示，第3对角接通时间t3、t3a及第4虚拟对角接通时间t4、t4a形成为与第3相移量θ3及第4相移量θ4上下反转的形态。
在实施方式2的DC/DC转换器中，与实施方式1相比较，降压充电或降压放电的范围(电力传输量P1、P2或输出占空比的范围)扩大。据此，能够提高实施方式1中说明过的降压工作时的电力变换效率提高的效果。
此外，在图14及图24中，说明了相对于电力传输量P1、P2的指令值按照比例关系设定输出占空比的简单的例子，但也能够与专利文献1同样地通过电流及电压的检测值的反馈控制来运算输出占空比。
图25为说明控制电路30进行的输出占空比的运算的第1变形例的框图。
参照图25，控制电路30具有减法部31和控制运算部32。减法部31从电池PS2的电流指令值i*中减去电池PS2的电流检测值i，计算电流偏差Δi。电流指令值i*能够基于第1直流电源PS1及第2直流电源PS2之间的电力传输量P1或P2来设定。在电池PS2充电时(第1电力传输)电流指令值i*被设定为负值(i*＜0)，而在放电时(第2电力传输)电流指令值i*被设定为正值(i*＞0)。
控制运算部32通过电流偏差Δi的PI(比例积分)控制运算来计算输出占空比。以这种方式，能够进行使输出占空比变化的反馈控制，以使电池PS2充电(第1电力传输)或放电(第2电力传输)时的充放电电流(电流i)接近电流指令值i*。
图26为说明控制电路30进行的输出占空比的运算的第2变形例的框图。
参照图26，控制电路30具有减法部33、35和控制运算部34、36。减法部33从直流电源PS1的电压指令值v*中减去直流电源PS1的电压检测值v以计算电压偏差Δv。电压指令值v*能够基于电力传输量P1或P2来设定。
控制运算部34通过电压偏差Δv的PI(比例积分)控制运算来计算电池PS2的电流指令值i*。进而，减法部35从来自控制运算部34的电流指令值i*中减去电池PS2的电流检测值i以计算电流偏差Δi。控制运算部36通过电流偏差Δi的PI(积分比例)控制运算来计算输出占空比。
据此，能够进行使输出占空比变化的反馈控制，以使直流电源PS1的输出电压v接近基于电力传输量P1、P2而设定的电压指令值v*。或者，也能够通过针对电压偏差Δv的PI(比例积分)控制运算来直接计算输出占空比。
在本实施方式中，只要是遵循控制基于第1电力传输或第2电力传输的电力传输量的目的，就能够用任意运算式来计算作为中间变量的输出占空比。
实施方式3.
在实施方式3中，说明使用多个实施方式1或实施方式2的DC/DC转换器构成的电力变换装置的结构例。
图27为说明实施方式3的电力变换装置的第1结构例的框图。
参照图27，实施方式3的第1例的电力变换装置110具备并联连接的DC/DC转换器101及102。在实施方式3中，DC/DC转换器101及102各自由实施方式1或2的DC/DC转换器100构成。
在电力变换装置110中，在并联连接的DC/DC转换器101、102的各个转换器中，第1正极电线11(图1)与电源端子N11共同连接，第1负极电线12(图1)与电源端子N12共同连接。电源端子N11与第1直流电源PS1的正极电连接，电源端子N12与第1直流电源PS1的负极电连接。
同样地，在并联连接的DC/DC转换器101、102的各个转换器中，第2正极电线21(图1)与电源端子N21共同连接，第2负极电线22(图1)与电源端子N22共同连接。电源端子N21与第2直流电源PS2的正极电连接，电源端子N22与第1直流电源PS2的负极电连接。
根据第1结构例的电力变换装置110，能够使用并联连接的DC/DC转换器101、102(100)在第1直流电源PS1及第2直流电源PS2之间双向地传输电力。据此，容易应用于大功率的传输。
图28为说明实施方式3的电力变换装置的第2结构例的框图。
参照图28，实施方式3的第2例的电力变换装置120具备串并联连接的DC/DC转换器101、102。电源端子N21与第2直流电源PS2的正极电连接，电源端子N22与第1直流电源PS2的负极电连接。
DC/DC转换器101、102各自的第1正极电线11(图1)与电源端子N11共同连接，第1负极电线12(图1)与电源端子N12共同连接。即，DC/DC转换器101、102在第1直流电源侧为并联连接。
另一方面，DC/DC转换器101的第2正极电线21和与第2直流电源PS2的正极电连接的电源端子N21连接。DC/DC转换器102的第2负极电线22和与第2直流电源PS2的正极电连接的电源端子N22连接。进而，DC/DC转换器102的第2正极电线21与DC/DC转换器102的第2负极电线22连接。即，DC/DC转换器101、102在第2直流电源侧为串联连接。
根据第2结构例的电力变换装置110，能够使用串并联连接的DC/DC转换器101、102(100)在第1直流电源PS1及第2直流电源PS2之间双向地传输电力。据此，容易应用于在电压不同的直流电源之间的电力传输。此外，在图28的结构中，也能够以在第1直流电源侧串联连接而在第2直流电源侧并联连接的方式来调换连接。
图29为说明实施方式3的电力变换装置的第3结构例的框图。
参照图29，实施方式3的第3例的电力变换装置130具备DC/DC转换器101及102。
在电力变换装置130中，在DC/DC转换器101中，第1正极电线11(图1)与电源端子N11a连接，第1负极电线12(图1)与电源端子N12a连接。另外，在DC/DC转换器101中，第1正极电线11(图1)与电源端子N11b连接，第1负极电线12(图1)与电源端子N12b连接。对电源端子N11a及N11b和电源端子N12a及N12b连接有单独的第1直流电源PS1。
另一方面，DC/DC转换器101及102的第2正极电线21(图1)和与第2直流电源PS2的正极电连接的电源端子N21连接。同样地，DC/DC转换器101及102的第2负极电线22(图1)和与第2直流电源PS2的负极电连接的电源端子N22连接。
根据第3结构例的电力变换装置110，能够在个数不同的第1直流电源PS1及第2直流电源PS2之间双向地传输电力。此外，在图29的结构中，进行电力传输的第1直流电源PS1及第2直流电源PS2的各自的个数能够任意设定。
在实施方式3中，关于DC/DC转换器101、102的控制电路30，可以使用1个控制器而共同地构成，也可以针对每个DC/DC转换器100配置独立的控制器，通过在控制器间进行通信来执行驱动控制。
在实施方式3的电力变换装置中，配置了多台实施方式1或2的DC/DC转换器100，与1个或多个第1直流电源PS1及第2直流电源PS2并联或串联地连接。尤其是，利用在DC/DC转换器100中在电力传输量小的区域中的电力变换效率提高这一特征，调节多台DC/DC转换器100之间的电力传输量的分担或者通过应用适当地使部分DC/DC转换器100的电力传输工作停止等控制，从而作为电力变换装置110～130整体，能够使稳态的电力变换效率提高。
其它实施方式.
最后，对本发明的其它实施方式进行说明。此外，以下说明的各实施方式的结构不限于分别被单独应用，只要不产生矛盾，就还能够与其它实施方式的结构组合地应用。
(1)在上述各实施方式中，典型性地说明了如下例子：第1桥接电路41的正极侧的第1开关元件Q4A被设为“第1基准元件QB1”、第2桥接电路42的负极侧的第2开关元件Q3B被设为“第1对角元件QO1”、第3桥接电路43的正极侧的第3开关元件Q1A被设为“第2基准元件QB2”、第4桥接电路44的负极侧的第4开关元件Q2B被设为“第2对角元件QO2”。
然而，本发明的实施方式不限于此。例如，也可以是第1桥接电路41的负极侧的第1开关元件Q4B被设为“第1基准元件QB1”、第2桥接电路42的正极侧的第2开关元件Q3A被设为“第1对角元件QO1”，并且第3桥接电路43的负极侧的第3开关元件Q1B被设为“第2基准元件QB2”、第4桥接电路44的正极侧的第4开关元件Q2A被设为“第2对角元件QO2”。
(2)在上述各实施方式中，典型性地说明了如下例子：在图1的第1转换器10中，左侧的桥接电路被设为设定有第1基准元件QB1的第1桥接电路41，右侧的桥接电路被设为设定有第1对角元件QO1的第2桥接电路42，在图1的第2转换器20中，右侧的桥接电路被设为设定有第2基准元件QB2的第3桥接电路43，左侧的桥接电路被设为设定有第2对角元件QO2的第4桥接电路44。
但是，本发明的实施方式不限于此。例如，也可以是在图1的第1转换器10中，右侧的桥接电路被设为设定有第1基准元件QB1的第1桥接电路41，左侧的桥接电路被设为设定有第1对角元件QO1的第2桥接电路42，在图1的第2转换器20中，左侧的桥接电路被设为设定有第2基准元件QB2的第3桥接电路43，右侧的桥接电路被设为设定有第2对角元件QO2的第4桥接电路44。
(3)在上述各实施方式中，对第2直流电源PS2被设为电池的例子进行了说明，但本发明的实施方式不限于此。即，第1直流电源PS1及第2直流电源PS2能够分别由任意的直流电源构成。此外，直流电源能够由上述电池以及大容量电容器等蓄电元件、将来自商用***等交流电源的交流电力变换为直流电力的电源装置、兼有发电机及电动机的功能的旋转电机(DC马达)或该旋转电机(AC马达)与逆变器(AC/DC变换器)组合而成的单元等构成。
(4)在上述各实施方式中，在说明各开关元件的驱动信号的时间波形的图2等各图中，说明了如下例子：将开关周期Tsw分割为期间A～J这10个期间，在各期间A～J中设定作为各开关元件的接通或断开驱动信号的组合图案的栅极图案，典型性地说明了短路防止时间td与将开关周期10等分而得到的1个期间的量等同的例子。
然而，本实施方式不限于此，开关周期Tsw的分割数是任意的。或者，也能够不将开关周期Tsw分割为多个期间而使各相移量θ1～θ4连续地变化。另外，在能够避免正极侧开关元件及负极侧开关元件被同时设为接通状态的范围内，短路防止时间td能够设定为任意的时间长度。
(5)在实施方式1中，说明了如下例子：与第1相移量θ1及第2相移量θ2为开关周期Tsw的25％时的第1电力传输量P1对应地预先设定第1基准值Pr1，并且与第3相移量θ3及第4相移量θ4为开关周期Tsw的25％时的第2电力传输量P2对应地预先设定第2基准值Pr2。
另外，在上述实施方式2中，典型性地说明了如下例子：与第1相移量θ1及第2相移量θ2为小于开关周期Tsw的25％的预先设定的值时的第1电力传输量P1对应地预先设定第1基准值Pr1，并且与第3相移量θ3及第4相移量θ4为小于开关周期Tsw的25％的预先设定的值时的第2电力传输量P2对应地预先设定第2基准值Pr2。然而，本发明的实施方式不限于此。即，能够与第1相移量θ1及第2相移量θ2为开关周期Tsw的0％～50％之间的预先决定的任意的α(％)时的第1电力传输量P1对应地设定第1基准值Pr1。同样地，能够与第3相移量θ3及第4相移量θ4为开关周期Tsw的0％至50％之间的预先决定的任意的β(％)时的第2电力传输量P2对应地设定第2基准值Pr2。另外，关于第1基准值Pr1及第2基准值Pr2，上述α及β可以为相同的值，也可以为不同的值。
(6)在上述各实施方式中，典型性地说明了如下例子：相对于电力传输量(输出占空比)的增加或减少，第1～第4相移量θ1～θ4以相同的斜率增加或减少，但是本发明的实施方式不限于此。即，相对于电力传输量(输出占空比)的变化，第1～第4相移量θ1～θ4各自变化的斜率可以根据电力传输量(输出占空比)的范围而变化。另外，在升压充电中，第1相移量θ1及第2相移量θ2也可以以互不相同的斜率增加或减少。同样地，在升压放电中，第3相移量θ3及第4相移量θ4也可以以互不相同的斜率增加或减少。
明确记载如下方面：从提出申请时起预想关于以上说明的多个实施方式，包括说明书内未提及的组合在内，在不发生不匹配或矛盾的范围内，将各实施方式所说明的结构进行适当组合。
应该认为，本次公开的实施方式在所有方面都为举例而非限制性的。本发明的范围不是通过上述说明而是通过权利要求书来示出，意图包含与权利要求书等同的意义及范围内的所有变更。

Claims (10)

1.一种DC/DC转换器，在第1直流电源及第2直流电源之间进行双向电力传输，该DC/DC转换器具备：
变压器，具有磁耦合的第1绕组及第2绕组；
第1转换器，连接于所述第1直流电源及所述第1绕组之间；以及
第2转换器，连接于所述第2直流电源及所述第2绕组之间，
其中，所述第1转换器包括相互并联连接于所述第1直流电源的第1桥接电路及第2桥接电路，
所述第1桥接电路及所述第2桥接电路各自具有在所述第1直流电源的正极及负极之间串联连接的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件，
所述第1绕组连接于所述第1桥接电路的所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的连接点与所述第2桥接电路的所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的连接点之间，
所述第2转换器包括相互并联连接于所述第2直流电源的第3桥接电路及第4桥接电路，
所述第3桥接电路及所述第4桥接电路各自具有在所述第2直流电源的正极及负极之间串联连接的正极侧的开关元件及负极侧的开关元件，
所述第2绕组连接于所述第3桥接电路的所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的连接点与所述第4桥接电路的所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的连接点之间，
所述DC/DC转换器还具备控制电路，该控制电路对所述第1转换器及所述第2转换器的各所述正极侧的开关元件及各所述负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制，
所述控制电路在从所述第1直流电源向所述第2直流电源传输电力的第1电力传输的情况下，
在所述第1转换器中，对所述第1桥接电路及所述第2桥接电路的各桥接电路中的所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制，由此执行直流/交流电力变换，
在所述第2转换器中，在基于所述第1电力传输的第1电力传输量大于预先决定的第1基准值时，在所述第3桥接电路中停止所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的接通/断开驱动，并且在所述第4桥接电路中对所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制，而在所述第1电力传输量小于所述第1基准值时，在所述第3桥接电路及所述第4桥接电路这两者中停止所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的接通/断开驱动，由此执行直流/交流电力变换。
2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其中，
所述控制电路在从所述第2直流电源向所述第1直流电源传输电力的第2电力传输的情况下，
在所述第2转换器中，对所述第3桥接电路及所述第4桥接电路的各桥接电路中的所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制，由此执行直流/交流电力变换，
在所述第1转换器中，在基于所述第2电力传输的第2电力传输量大于预先决定的第2基准值时，在所述第1桥接电路中停止所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的接通/断开驱动，并且在所述第2桥接电路中对所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件进行接通/断开驱动控制，而在所述第2电力传输量小于所述第2基准值时，在所述第1桥接电路及所述第2桥接电路这两者中停止所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的接通/断开驱动，由此执行直流/交流电力变换。
3.根据权利要求1或2所述的DC/DC转换器，其中，
所述控制电路将第1对角元件的接通/断开驱动信号相对于第1基准元件的接通/断开驱动信号的相移量设为第1相移量，所述第1基准元件为所述第1桥接电路的所述正极侧及所述负极侧中的一方的开关元件，所述第1对角元件为所述第2桥接电路的所述正极侧及所述负极侧中的另一方的开关元件，
所述控制电路将第2对角元件的接通/断开驱动信号相对于所述第1基准元件的接通/断开驱动信号的相移量设为第2相移量，所述第2对角元件为所述第4桥接电路的所述正极侧及所述负极侧中的所述一方的开关元件，
在所述第1相移量及所述第2相移量的相位差大于在所述第1桥接电路至所述第4桥接电路的各桥接电路中所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件这两者被设为断开状态的短路防止期间时，所述控制电路判定为所述第1电力传输量大于所述第1基准值，在所述第3桥接电路中停止所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的接通/断开驱动，而在所述相位差小于所述短路防止期间时，所述控制电路判定为所述第1电力传输量小于所述第1基准值，在所述第3桥接电路及所述第4桥接电路这两者中停止所述正极侧的开关元件及所述负极侧的开关元件的接通/断开驱动。
4.根据权利要求3所述的DC/DC转换器，其中，
在所述第1电力传输的情况下，
在所述第1电力传输量小于所述第1基准值的范围内，所述控制电路随着所述第1电力传输量增加，使所述第1相移量从所述第1电力传输量为0时的最大值减少，并且虚拟地使所述第2相移量变化与所述第1相移量相同的量，
在所述第1电力传输量大于所述第1基准值的范围内，所述控制电路随着所述第1电力传输量增加，使所述第1相移量从基准相移量减少并且使所述第2相移量从所述基准相移量增加，所述基准相移量是所述第1电力传输量为所述第1基准值时的所述第1相移量及所述第2相移量。
5.根据权利要求3所述的DC/DC转换器，其中，
在所述第1电力传输的情况下，
在所述第1电力传输量小于所述第1基准值的范围内，所述控制电路随着所述第1电力传输量增加，使所述第1相移量从所述第1电力传输量为0时的最大值减少，并且虚拟地使所述第2相移量变化与所述第1相移量相同的量，
在所述第1电力传输量在所述第1基准值至被预先设定为大于所述第1基准值的值的第3基准值的范围内时，所述控制电路随着所述第1电力传输量增加，使所述第1相移量从基准相移量减少并且使所述第2相移量从所述基准相移量增加，所述基准相移量是所述第1电力传输量为所述第1基准值时的所述第1相移量及所述第2相移量，
在所述第1电力传输量大于所述第3基准值的范围内，所述控制电路随着所述第1电力传输量增加，使所述第2相移量从所述第1电力传输量为所述第3基准值时的值增加，并且将所述第1相移量维持于所述第1电力传输量为所述第3基准值时的值。
6.根据权利要求3～5中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
在所述第1电力传输量为所述第1基准值时，所述控制电路将所述第1相移量设定为基准移位量，而将所述第2相移量设定为相对于所述第1相移量的相位差与所述短路防止期间等同，在所述第1电力传输量大于所述第1基准值的范围内，所述控制电路随着所述第1电力传输量增加，使所述第2相移量从所述第1电力传输量为所述第1基准值时的所述第2相移量增加。
7.根据权利要求3～6中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
与所述第1相移量及所述第2相移量相对于对各所述开关元件进行1次接通/断开驱动的开关周期为预先决定的占比时的所述第1电力传输量相对应地预先设定所述第1基准值。
8.根据权利要求7所述的DC/DC转换器，其中，
所述预先决定的占比被预先设定为25％以下的值。
9.根据权利要求3～8中的任意一项所述的DC/DC转换器，其中，
所述控制电路基于所述第1直流电源及所述第2直流电源之间的电力传输量来运算输出占空比，基于运算出的所述输出占空比来使所述第1相移量及所述第2相移量变化。
10.一种电力变换装置，其中，
具备多台权利要求1～9中的任意一项所述的DC/DC转换器，
所述多台DC/DC转换器串联或并联连接于1个或多个所述第1直流电源及所述第2直流电源。
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