JP5158491B2

JP5158491B2 - 無停電電源装置の制御方法

Info

Publication number: JP5158491B2
Application number: JP2008060430A
Authority: JP
Inventors: 和之依田; 和義倉島; 幹介藤井
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2008-03-11
Filing date: 2008-03-11
Publication date: 2013-03-06
Anticipated expiration: 2028-03-11
Also published as: JP2009219252A

Description

本発明は、いわゆる常時商用給電方式無停電電源装置の制御方法に関し、詳しくは、前記無停電電源装置における蓄電素子の充電制御方法の改良に関するものである。

図６は、常時商用給電方式無停電電源装置の回路構成を示している。
図６において、１は商用電源としての３相交流電源、２はスイッチ、３は負荷（図示せず）が接続される出力端子、４はコンデンサ、５はリアクトル、６〜１１は半導体スイッチ、１２〜１７は環流ダイオード、１８はコンデンサ、１９はバッテリ等の蓄電素子、２０は半導体電力変換器、３０はリアクトル５のＵ相電流、Ｕ，Ｖ，Ｗは３相交流の各相を示している。

３相交流電源１の健全時（通常運転時）はスイッチ２をオンすることにより、３相交流電源１の交流電力をそのまま出力端子３から負荷に供給する。同時に、電力変換器２０の半導体スイッチ６〜１１を高周波数でオンオフすることにより、３相交流電源１の交流電力を直流電力に変換して蓄電素子１９を充電する。
また、３相交流電源１に停電等の異常が発生して商用給電が不可能になった場合には、スイッチ２をオフすると共に、電力変換器２０をインバータとして動作させ、蓄電素子１９の直流電力を交流電力に変換して出力端子３から負荷に供給している。

図７は、図６における３相交流電源１のＵ相電圧１０１、Ｕ相の半導体スイッチ６，７のゲート信号１０２，１０３、及びリアクトル５のＵ相電流波形１０４を示している。
３相交流電源１のＵ相電圧１０１が正の時に、半導体スイッチ７のゲート信号１０３をオンすると、リアクトル５のＵ相に３相交流電源１から半導体スイッチ７に向かう方向に電流が流れ、リアクトル５にエネルギーが蓄えられる。この時の電流の通流経路は、図８にその一部を示すとおりであり、具体的には、３相交流電源１→リアクトル５のＵ相→半導体スイッチ７→環流ダイオード１５，１７→リアクトル５のＶ，Ｗ相→３相交流電源１となる。

半導体スイッチ７のゲート信号１０３をオフすると、リアクトル５のＵ相に蓄えられたエネルギーは、上アームの環流ダイオード１２を通ってコンデンサ１８に供給され、蓄電素子１９が充電される。この時の電流の通流経路は、図９にその一部を示すとおりであり、具体的には、リアクトル５のＵ相→環流ダイオード１２→コンデンサ１８及び蓄電素子１９→環流ダイオード１５，１７→リアクトル５のＶ，Ｗ相→３相交流電源１→リアクトル５のＵ相となる。
なお、上記の充電モードを、便宜的に高周波充電モードというものとする。

また、半導体スイッチ６のゲート信号１０２をオンすると、上述した図９のモード終了後のコンデンサ１８及び蓄電素子１９から３相交流電源１に向かう方向に電流が流れ、蓄電素子１９が放電される。この時の電流の通流経路は、図１０にその一部を示すとおりであり、具体的には、コンデンサ１８及び蓄電素子１９→半導体スイッチ６→リアクトル５のＵ相→３相交流電源１→リアクトル５のＶ相またはＷ相→オン状態にある半導体スイッチ９または１１→コンデンサ１８及び蓄電素子１９となる。

従来では、半導体スイッチ６のゲート信号１０２及び半導体スイッチ７のゲート信号１０３の各パルス幅を調整することで、蓄電素子１９を充電する方向に多くの電流が流れるように、半導体スイッチ６，７を数ｋＨｚの高周波数でオンオフ制御しており、この動作は、他のＶ相、Ｗ相についても基本的に同様である。
このため、蓄電素子１９の充放電電流が３相交流電源１、コンデンサ４、リアクトル５、半導体スイッチ６〜１１、環流ダイオード１２〜１７、コンデンサ１８、蓄電素子１９に高周波数で流れることになる。

なお、図６に示したような常時商用給電方式無停電電源装置は、非特許文献１，特許文献１等に記載されている。

電気学会技術報告第５９６号「無停電電源システム（ＵＰＳ）の動向」，ＮＯ．ＩＳＳＮ０９１９−９１９５，第１３頁３．３．１「パラレルプロセッシング方式」，１９９６年４月発行特開２００６−１８７０８８号公報（段落［０００３］，図５等）

さて、バッテリ等の蓄電素子１９は、通常運転時の大部分の時間は満充電状態であるため、充電電流もほとんど必要としない。
それにもかかわらず、前述したように従来では半導体スイッチ６〜１１を常に高周波数でスイッチングしているので、３相交流電源１からコンデンサ４、リアクトル５、半導体スイッチ６〜１１、環流ダイオード１２〜１７、コンデンサ１８、蓄電素子１９に電流が常時流れている。

このため、スイッチング損失や各回路素子における損失が大きくなり、装置効率を低下させると共に、その損失を処理するためにファン等により冷却する場合、ファンの駆動電力が更に必要になるという問題があった。
また、ファンを駆動することは、効率を低下させるだけでなく、騒音が増大したり、ファンのメンテナンスが必要になる等の不都合を生じていた。更に、装置が屋内に設置される場合は、屋内の冷却にもエアコン等が必要となり、その消費電力やメンテナンスのためにランニングコストが一層高くなるという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、常時商用給電方式無停電電源装置の損失を減少させて、冷却等に要する設備の消費電力やランニングコストを低減した無停電電源装置の制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電源の健全時には前記交流電源から負荷に電力を供給すると共にリアクトル及び電力変換器を介して蓄電素子を充電し、前記交流電源の異常時には前記蓄電素子の直流電力を前記電力変換器により交流電力に変換して前記リアクトルを介し前記負荷に供給する常時商用給電方式の無停電電源装置において、
前記電力変換器の上下アームの半導体スイッチを高周波スイッチングする高周波充電モードにより前記蓄電素子が満充電になった後は、前記電力変換器の下アームまたは上アームの半導体スイッチを低周波数でスイッチングし、当該半導体スイッチのオフ時に、当該半導体スイッチとは逆アームに設けられてオフ状態にある半導体スイッチに逆並列接続された環流ダイオードを介して流れる充電電流により前記蓄電素子を充電する低周波充電モードに移行するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、前記交流電源の周波数で下アームまたは上アームの半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項３に係る発明は、請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、前記交流電源の相電圧のピーク値付近で半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項４に係る発明は、請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、前記交流電源の周波数のｎ（ｎは整数）倍の周波数で上アームの何れかの半導体スイッチと下アームの何れかの半導体スイッチとを交互にスイッチングするものである。

請求項５に係る発明は、請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、上アームのすべての半導体スイッチと下アームのすべての半導体スイッチとを交互にスイッチングするものである。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記蓄電素子の充電電流が一定値以下である状態が一定時間経過したときに、前記高周波充電モードから前記低周波充電モードに移行するものである。

請求項７に係る発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記蓄電素子の電圧が所定値以上になったときに、前記高周波充電モードから前記低周波充電モードに移行するものである。

請求項８に係る発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記蓄電素子の電圧が一定値以下になった場合（例えば、停電によるバックアップ運転を一定期間行ってその後に復電した時や、何らかの原因で蓄電素子の電圧が一定値以下になった場合等）に、前記低周波充電モードから前記高周波充電モードに移行するものである。

請求項９に係る発明は、請求項１〜８の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードにおける半導体スイッチのオンパルス幅を、前記蓄電素子の電圧に応じて選択可能にしたものである。

請求項１０に係る発明は、請求項９に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードにおける半導体スイッチのオンパルス幅が所定値を超える場合には、前記オンパルス幅に含まれる複数のパルスからなるパルス列により半導体スイッチをオンさせるものである。

請求項１１に係る発明は、前記蓄電素子の電圧が第１の所定値以上になった場合に、請求項４または請求項５または請求項１０の何れかによる低周波充電モードのスイッチング動作に移行し、その後、前記蓄電素子の電圧が前記第１の所定値よりも高い第２の所定値以上になった場合に、請求項２による低周波充電モードのスイッチング動作に移行するものである。

本発明によれば、蓄電素子の満充電状態では高周波充電モードから低周波充電モードに移行させることにより、スイッチング損失等を低減し、ファンやエアコン等の冷却装置の負担を少なくして設備費用やランニングコストを減少させることができる。
また、低周波充電モードにおけるスイッチングに伴うリプル電流のほとんどはコンデンサに流れるので、蓄電素子の寿命を低下させる心配もない。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態が適用される常時商用給電方式無停電電源装置の回路構成は、図６と同一である。
図１は、本発明の実施形態の動作を示すタイムチャートである。このタイムチャートは、蓄電素子１９が満充電後のものであり、満充電になるまでは大きな充電電力を必要とするため、従来と同様の高周波充電モードにより、半導体スイッチ６〜１１が高周波スイッチングを行ってリアクトル５に蓄積されたエネルギーにより蓄電素子１９を充電する。

蓄電素子１９が満充電になった後は充電電力は小さくても良いので、図１に示す如く、電力変換器２０の１相、例えばＵ相の下アームの半導体スイッチ７をＵ相電圧の１周期に１回オンさせる。
すなわち、３相交流電源１のＵ相電圧１０１が正の時に、半導体スイッチ７のゲート信号１０３を１回オンすると、リアクトル５のＵ相に３相交流電源１から半導体スイッチ７に向かう方向に電流が流れ、リアクトル５にエネルギーが蓄えられる。この時の電流の通流経路は前述した図８の通りである。

半導体スイッチ７のゲート信号１０３をオフすると、リアクトル５のＵ相に蓄えられたエネルギーは、上アームの環流ダイオード１２を通ってコンデンサ１８に供給され、蓄電素子１９が充電される。この時の電流の通流経路は前述した図９の通りである。
この間、上アームの半導体スイッチ６のゲート信号１０２をオフしておくことにより、コンデンサ１８及び蓄電素子１９から３相交流電源１の方向に電流は流れず、蓄電素子１９が放電することはない。

なお、図示されていないが、３相交流電源１のＵ相電圧１０１が負の時に、上アームの半導体スイッチ６のゲート信号１０２を１回だけオンし、その間、下アームの半導体スイッチ７のゲート信号１０３をオフするように制御しても良い。
この場合には、図８とは逆方向に流れるＵ相電流３０によってリアクトル５にエネルギーが蓄積され、半導体スイッチ６のゲート信号１０２をオフした時に、リアクトル５の蓄積エネルギーが、リアクトル５のＵ相→３相交流電源１→リアクトル５のＶ，Ｗ相→環流ダイオード１４，１６→コンデンサ１８及び蓄電素子１９→環流ダイオード１３→リアクトル５のＵ相の経路で放出されることにより、蓄電素子１９が充電されることになる。

ここで、上記のように上アームまたは下アームの半導体スイッチを低周波数でスイッチングすることにより蓄電素子１９を充電する充電モードを、便宜的に低周波充電モードという。この低周波充電モードにおけるスイッチング周波数は、上記のように交流電源１の周波数と同一の場合だけでなく、原理的には、高周波充電モードにおけるスイッチング周波数（数ｋＨｚ）よりも十分に小さければ良い。

また、上記の説明ではＵ相電圧１０１の正負に応じてＵ相の半導体スイッチ６または７をオンオフさせる場合について説明したが、Ｖ相電圧の正負に応じてＶ相の半導体スイッチ８または９をオンオフさせる場合、Ｗ相電圧の正負に応じてＷ相の半導体スイッチ１０または１１をオンオフさせる場合についても基本的に同様である。
これにより、満充電時には無停電電源装置内の回路素子を充電電流が流れる回数が大幅に減少するので、従来のように高周波充電モードのみにより充電する場合に比べてスイッチング損失や回路素子における損失を低減することができ、ファンやエアコン等の冷却装置の負担を少なくして設備費用やランニングコストを減少させることができる。

更に、図１の例ではＵ相電圧１０１が正の時に半導体スイッチ７のゲート信号１０３だけを１回オンさせているが、これに加えて、Ｕ相電圧１０１が負の時に半導体スイッチ６のゲート信号１０２を１回オンさせても良い。すなわち、交流電源電圧の１周期に１回だけでなく、正の半周期に１回、負の半周期に１回（合計で１周期に２回）オンさせることも可能である。
あるいは、一般に、交流電源の周波数のｎ（ｎは整数）倍の周波数で上アームの何れかの半導体スイッチと下アームの何れかの半導体スイッチとを交互にスイッチングさせても良い。
また、１周期または半周期に１回オンさせる場合のタイミングは、相電圧のピーク値付近で行っても良い。ピーク値付近は電圧が高いため、ゲート信号をオンしたときにリアクトル５に多くのエネルギーを蓄えることができ、短いオン時間で効率よく蓄電素子１９を充電することができる。

なお、電力変換器２０の高周波スイッチングを間欠的に行って蓄電素子１９を充電することも可能であるが、その場合には、大きな充電電流が流れてリプル電流のピーク値が大きくなり、このリプル電流が蓄電素子１９に流れてその寿命を低下させるおそれがある。
これに対し、本実施形態によれば、低周波充電モードにおけるリプル電流のピーク値は半導体スイッチのオンパルス幅で規定される電流以上に大きくならないと共に、そのほとんどはコンデンサ１８に流れるため、蓄電素子１９の寿命を低下させるおそれがない。

本実施形態では、蓄電素子１９が満充電状態であることを判定して高周波充電モードから低周波充電モードに移行することが必要である。
ここで、蓄電素子１９は、満充電に近付くにつれて充電電流が徐々に減少し、最終的には充電電流がごく微小な値となる特性がある。従って、蓄電素子１９への充電電流が一定電流以下になったことを検出すれば蓄電素子１９が満充電状態であることを判定可能である。ただし、充電電流が微小であり、その検出精度の問題もあるため、充電電流が微小になった状態が一定時間経過したことにより満充電状態を判定し、高周波充電モードから低周波充電モードに移行すれば良い。

また、蓄電素子１９が満充電状態でなくなった場合には、低周波充電モードから高周波充電モードへ移行して満充電状態に復帰させる必要がある。
例えば、停電によるバックアップ運転時には、蓄電素子１９が放電して電力変換器２０をインバータとして運転することにより蓄電素子１９が満充電状態ではなくなるので、蓄電素子１９の電圧が低下する。更に、バックアップ運転時以外でも、何らかの原因によって蓄電素子１９の蓄電量が低下し、その電圧が低下することがある。

このため、蓄電素子１９の電圧を常時検出しておき、その電圧が一定値以下になった場合に低周波充電モードから高周波充電モードへ移行するように制御すれば良い。
なお、低周波充電モードにおける半導体スイッチのパルス幅制御に当たっては、パルスオフ（オンパルス幅ゼロ）から所定のオンパルス幅まで数段階のパルス幅を用意しておき、蓄電素子１９の電圧検出値（電圧検出値と充電電圧指令値との偏差）に応じて適切なパルス幅を選択可能にすることが望ましい。

次に、図２は、本発明の実施形態が適用される常時商用給電方式無停電電源装置の構成例を示している。図２において、主回路の構成は図６と同様であり、同一の構成要素には同一の番号を付してあるが、図２では単線図にて表している。

図２において、ＶＴは蓄電素子１９の電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＣＴは蓄電素子１９に流れる充電電流を検出する電流検出器、ＳＷＣは各検出器ＶＴ，ＤＣＣＴによる検出信号に基づいて切替信号を出力するスイッチ切替回路、ＡＶＲは蓄電素子１９の電圧を所定値に制御するための電圧調節器、ＣＷはキャリア発生器、ＣＰは電圧調節器ＡＶＲの出力信号とキャリア発生器ＣＷからのキャリアとを比較して高周波パルスを生成するコンパレータ、ＰＰＤは３相交流電源１の相電圧のピーク位相を検出するピーク位相検出回路、ＰＧ１〜ＰＧ３は上記ピーク位相と蓄電素子１９の電圧とに基づいて所定幅の低周波パルスを発生するパルス発生器、ＳＷ１はパルス発生器ＰＧ１〜ＰＧ３からの低周波パルスとコンパレータＣＰからの高周波パルスとを前記スイッチ切替信号により切り替える切替スイッチ、ＰＤＩＶは切替スイッチＳＷ１から出力されるパルスに基づいて電力変換器２０の半導体スイッチ６〜１１のオンオフ信号を生成して各スイッチに分配するパルス分配回路である。

上記構成において、スイッチ切替回路ＳＷＣが、電圧検出器ＶＴまたは電流検出器ＤＣＣＴの検出信号から蓄電素子１９が満充電でないことを検出した場合には、高周波充電モードで運転するために、切替スイッチＳＷ１をコンパレータＣＰ側に切り替え、コンパレータＣＰから出力される高周波パルスをパルス分配回路ＰＤＩＶにより分配して電力変換器２０の半導体スイッチ６〜１１に対するオンオフ信号とする。
また、スイッチ切替回路ＳＷＣが、電圧検出器ＶＴまたは電流検出器ＤＣＣＴの検出信号から蓄電素子１９が満充電になったことを検出した場合には、低周波充電モードで運転するために、切替スイッチＳＷ１をパルス発生器ＰＧ１〜ＰＧ３側に切り替え、パルス発生器ＰＧ１〜ＰＧ３から出力される低周波パルスをパルス分配回路ＰＤＩＶにより分配して半導体スイッチ６〜１１に対するオンオフ信号とする。

図３〜図５は、低周波充電モードにおける上記パルス分配回路ＰＤＩＶの動作を示すタイムチャートである。
まず、図３は、交流電源１の相電圧のピーク値付近でパルスを生成し、電力変換器２０の半導体スイッチ６〜１１にパルスを分配する例である。この例では、各相電圧の正負両側のピーク値付近でパルスを生成し、上アームの何れかの半導体スイッチと下アームの何れかの半導体スイッチとを交互にオン（各相電圧の１周期に６回オン）させているため、各半導体スイッチの発生損失が均等になり、均等な冷却機構が使用可能であると共に、特定の半導体スイッチに損失が偏ることがないので、寿命のアンバランスが生じにくくなる。なお、この例では交流電源の各相電圧の正負両側でのピーク値付近でパルスを生成しているが、正負の何れか一方だけでパルスを生成（各相電圧の１周期に３回オン）しても、充電機能には支障はない。また、半導体スイッチの発生損失が均等にならないことを容認できる場合には、特定の１相または２相だけでパルスを生成（各相電圧の１周期に２回または４回オン）するようにしてもよい。

次に、図４は、図３において上アームの何れか１個の半導体スイッチ（例えば、パルスの近傍に「オン」と記した半導体スイッチ６）にパルスを分配する時には、同じタイミングで残りの上アームの半導体スイッチ（例えば、パルスに網掛けを付した半導体スイッチ８，１０）にもパルスを分配し、同様に下アームの何れか１個の半導体スイッチ（例えば、パルスの近傍に「オン」と記した半導体スイッチ１１）にパルスを分配する時に、同じタイミングで残りの下アームの半導体スイッチ（例えば、パルスに網掛けを付した半導体スイッチ７，９）にもパルスを分配する例である。
この場合、結果的には、上アームの全ての半導体スイッチ６，８，１０と下アームの全ての半導体スイッチ７，９，１１とを交互にオンオフすることになり、図３の例と同様な充電機能が得られると共に、半導体スイッチ６〜１１の発生損失も均等になる。この例によれば、パルス分配回路ＰＤＩＶの動作が簡素化される利点がある。

更に、図５は、蓄電素子１９の電圧が低下したため半導体スイッチをオンさせるパルス幅を広げて充電電力を増加させる場合、上記パルス幅が所定値以上になった場合にはこのパルス幅を複数のパルスからなるパルス列で構成した時の波形図である。すなわち、図５の上段に示すように、パルス発生器ＰＧ１〜ＰＧ３の出力側に各々ＡＮＤ論理素子を設け、パルス発生器ＰＧ１〜ＰＧ３の出力である信号Ａと高周波の信号Ｂとの論理積によって所定のパルス幅（信号Ａのパルス幅）内に複数のパルスが含まれたパルス列の信号Ｃを得ることができ、この信号Ｃを切替スイッチＳＷ１を介しパルス分配回路ＰＤＩＶに入力して半導体スイッチをオンさせる。
信号Ａのパルス幅が所定値以上になると、リアクトル５が磁気飽和して半導体スイッチに過電流が流れるが、図５に示す方法によれば、信号Ａのパルス幅内で生成された複数のパルスからなる信号Ｃにより半導体スイッチをオンオフさせることで、リアクトル５の磁気飽和を防ぎ、半導体スイッチに過電流が流れるのを抑制することができる。

蓄電素子１９の満充電状態の判定は、充電電流の大きさを検出するほか、蓄電素子１９の電圧を検出して行っても良い。すなわち、蓄電素子１９の電圧が所定値以上になったことを電圧検出器ＶＴにより検出して満充電状態であると判定し、高周波充電モードから低周波充電モードに移行することができる。
この場合、前述した図７の高周波充電モードから図１の低周波充電モードに直接移行しても良いが、図７の高周波充電モードにより充電している間、蓄電素子１９の電圧が第１の所定値以上になった時に、まずは、図３のモード，図４のモード，図５のモードの何れかに移行（あるいは、図３のモードまたは図４のモード→図５のモードに順次移行）し、その後、蓄電素子１９の電圧が第２の所定値（第２の所定値＞第１の所定値）以上になった時に、図１の低周波充電モードに移行するようにしても良い。

本発明の実施形態の動作を示すタイムチャートである。本発明の実施形態が適用される常時商用給電方式無停電電源装置の全体構成図である。図２におけるパルス分配回路の動作を示すタイムチャートである。図２におけるパルス分配回路の動作を示すタイムチャートである。図２において半導体スイッチをオンさせるパルス幅が広い場合の動作を示すタイムチャートである。常時商用給電方式無停電電源装置の主回路構成図である。従来技術の動作を示すタイムチャートである。リアクトルへのエネルギー蓄積動作を説明するための主回路構成図である。蓄電素子への充電動作を説明するための主回路構成図である。蓄電素子からの放電動作を説明するための主回路構成図である。

符号の説明

１：３相交流電源
２：スイッチ
３：出力端子
４：コンデンサ
５：リアクトル
６〜１１：半導体スイッチ
１２〜１７：環流ダイオード
１８：コンデンサ
１９：蓄電素子
２０：半導体電力変換器
３０：リアクトル５のＵ相電流
ＶＴ：電圧検出器
ＤＣＣＴ：電流検出器
ＡＶＲ：電圧調節器
ＣＷ：キャリア発生器
ＣＰ：コンパレータ
ＰＤＩＶ：パルス分配回路
ＳＷＣ：スイッチ切替回路
ＳＷ１：切替スイッチ
ＰＧ１〜ＰＧ３：パルス発生器
ＰＰＤ：ピーク位相検出回路

Claims

交流電源の健全時には前記交流電源から負荷に電力を供給すると共にリアクトル及び電力変換器を介して蓄電素子を充電し、前記交流電源の異常時には前記蓄電素子の直流電力を前記電力変換器により交流電力に変換して前記リアクトルを介し前記負荷に供給する常時商用給電方式の無停電電源装置において、
前記電力変換器の上下アームの半導体スイッチを高周波スイッチングする高周波充電モードにより前記蓄電素子が満充電になった後は、前記電力変換器の下アームまたは上アームの半導体スイッチを低周波数でスイッチングし、当該半導体スイッチのオフ時に、当該半導体スイッチとは逆アームに設けられてオフ状態にある半導体スイッチに逆並列接続された環流ダイオードを介して流れる充電電流により前記蓄電素子を充電する低周波充電モードに移行することを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、前記交流電源の周波数で下アームまたは上アームの半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、前記交流電源の相電圧のピーク値付近で半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、前記交流電源の周波数のｎ（ｎは整数）倍の周波数で上アームの何れかの半導体スイッチと下アームの何れかの半導体スイッチとを交互にスイッチングすることを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードでは、上アームのすべての半導体スイッチと下アームのすべての半導体スイッチとを交互にスイッチングすることを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１〜５の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記蓄電素子の充電電流が一定値以下である状態が一定時間経過したときに、前記高周波充電モードから前記低周波充電モードに移行することを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１〜５の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記蓄電素子の電圧が所定値以上になったときに、前記高周波充電モードから前記低周波充電モードに移行することを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１〜７の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記蓄電素子の電圧が一定値以下になった場合に、前記低周波充電モードから前記高周波充電モードに移行することを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項１〜８の何れか１項に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードにおける半導体スイッチのオンパルス幅を、前記蓄電素子の電圧に応じて選択可能にしたことを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
請求項９に記載した無停電電源装置の制御方法において、
前記低周波充電モードにおける半導体スイッチのオンパルス幅が所定値を超える場合には、前記オンパルス幅に含まれる複数のパルスからなるパルス列により半導体スイッチをオンさせることを特徴とする無停電電源装置の制御方法。
前記蓄電素子の電圧が第１の所定値以上になった場合に、請求項４または請求項５または請求項１０の何れかによる低周波充電モードのスイッチング動作に移行し、その後、前記蓄電素子の電圧が前記第１の所定値よりも高い第２の所定値以上になった場合に、請求項２による低周波充電モードのスイッチング動作に移行することを特徴とする無停電電源装置の制御方法。