CN113726166B - 反激变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器及其控制方法，该方法包括：在同一开关周期内基于反激变换器的限定时刻和零电流时刻判断反激变换器的工作模式；在临界模式下，控制同步整流管延迟第一时间后关断；在断续模式下，控制同步整流管再次开通第二时间；于过零检测时刻开始延迟第二时间后开通功率开关管，以实现功率开关管的零电压开通，其中，当限定时刻位于零电流时刻之前时，可判定反激变换器工作于临界模式，当限定时刻位于零电流时刻之后时，可判定反激变换器工作于断续模式。该控制方法在BCM模式下实现原边功率开关管的零电压开通时不会额外的增加副边电流的断续区间，优化了***效率。

Description

反激变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，具体涉及一种反激变换器及其控制方法。
背景技术
反激变换器是一种绝缘式功率转换器，常用于输入和一个或多个输出之间的电流绝缘的交流至直流和直流至直流之间的转换。更确切地说，反激变换器是一个带有电感***的升压/降压变换器，构成一个变压器，使得电压比例与绝缘的额外优势相乘。常规的反激变换器中，通常采用同步整流管代替二极管整流器，以提高效率。
反激变换器的典型结构包括一个初级功率开关管，耦合到变压器的原边(或初级)变压器绕组，以及一个同步整流管，耦合到变压器的副边(或次级)变压器绕组。通过原边绕组和原边功率开关管，提供输入电压。原边驱动电压控制原边功率开关管的导通和关断，传导原边电流。副边开关和同步整流管在运行中作为补充。功率开关管和同步整流管的导通周期不重叠，一个开关接通，同时另一个开关断开。变压器副边部分的电流流动称为副边电流，为输出电容器充电，提供输出电压。其中，当反激变换器的开关转换发生在电源开关的非零电压时，反激变换器会发生功率损失。进而需在反激变换器中配置零电压开关(zerovoltage switching，简称ZVS)，在零电压下完成开关转换，以获得高效率。在一些情况下，可以在反激变换器的副边部分配置有源箝位，当原边功率开关管断开时，嵌制原边功率开关管的漏极处的电压。
传统的零电压开关技术ZVS，需要在反激变换器中增加一个辅助开关管来实现ZVS。但是，如果采用低压型的辅助开关管，会增加一套辅助绕组，且效率不是最优；而如果采用高压型的辅助开关管，会增加相应的高压驱动电路，成本和体积不是最优。为了省去以上提到的辅助开关管，现有技术提出通过副边同步整流管额外开通一次来实现ZVS。
但是，通过副边同步整流管额外开通一次来实现ZVS的现有方案中，对原边功率开关管的导通/关断控制以及对额外开通一次的控制均在原边完成，对应的驱动信号传递到副边进而使同步整流管额外开通时需要额外增加一个隔离器件。
另外，在反激变换器的BCM模式(临界导通模式)下，现有的控制方法会使得励磁电流波形不连续，反激变换器会先进入断续，然后再开通第二脉冲驱动同步整流管。如图1所示的现有方案中BCM模式下的ZVS控制波形，其中，反激变换器额外增加了DCM区间这段断续状态，则反激变换器在BCM模式下额外***了一段断续电流时段，在反激变换器需要低压输入和满载输出时，会增加主开关管和变压器的导通损耗，影响***效率。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种反激变换器及其控制方法，仅需在反激变换器的副边部分进行检测驱动就可以实现不同模式下原边功率开关管的零电压开通，且在BCM模式下实现原边功率开关管的零电压开通时也不会额外的增加副边电流的断续区间，优化了***效率。
根据本公开第一方面，提供了一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，其中，所述控制方法包括：
在同一开关周期内检测所述反激变换器的开关频率达到预设的限定开关频率所对应的限定时刻以及所述反激变换器的副边电流的零电流时刻；
基于所述限定时刻和所述零电流时刻判断所述反激变换器的工作模式；
在判定所述反激变换器的工作模式为临界模式的情况下，控制所述同步整流管延迟第一时间后关断；
在判定所述反激变换器的工作模式为断续模式的情况下，控制所述同步整流管再次开通第二时间；
于过零检测时刻开始延迟第三时间后开通所述功率开关管，以实现所述功率开关管的零电压开通，所述过零检测时刻为所述同步整流管两功率端的电压上升至所述反激变换器的输出电压的时刻，
其中，当所述限定时刻位于所述零电流时刻之前时，可判定所述反激变换器的工作模式为临界模式，
当所述限定时刻位于所述零电流时刻之后时，可判定所述反激变换器的工作模式为断续模式。
可选地，开通所述功率开关管后，所述控制方法还包括：
在预设时间内检测所述同步整流管两功率端电压的变化率，所述预设时间设置为所述功率开关管开通前后期间的时间段；
判断所述变化率是否大于第一阈值，若是，则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间增大第一步进时长，反之则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间减小第二步进时长。
可选地，开通所述功率开关管后，所述控制方法还包括：
检测所述同步整流管两功率端电压在预设时长内的变化值，所述预设时长设置为所述功率开关管开通前后的时间段；
判断所述变化值是否大于第二阈值，若是，则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间增大第一步进时长，反之则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间减小第二步进时长。
可选地，控制所述同步整流管延迟第一时间后关断包括：
接收控制所述同步整流管关断的第一关断信号；
将第一关断信号延迟第一时间后获得的第二关断信号输送至所述同步整流管的控制端；或者
获取对应所述第一时间的第一关断阈值调整值，基于所述第一关断阈值调整值增大所述同步整流管的关断阈值。
可选地，将所述第一时间或所述第二时间增大第一步进时长包括：
将控制所述同步整流管关断的关断信号延迟第一叠加时间后提供至所述同步整流管的控制端，所述第一叠加时间为所述第一时间或第二时间与所述第一步进时长之和；或者
获取对应所述第一步进时长的第二关断阈值调整值，基于所述第二关断阈值调整值增大所述同步整流管的关断阈值。
可选地，将所述第一时间或所述第二时间减小第二步进时长包括：
将控制所述同步整流管关断的关断信号延迟第一叠减时间后提供至所述同步整流管的控制端，所述第一叠减时间为所述第一时间或所述第二时间与第二步进时长之差；或者
获取对应所述第二步进时长的第三关断阈值调整值，基于所述第三关断阈值调整值减小所述同步整流管的关断阈值。
可选地，所述第三时间等于反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个。
可选地，控制所述功率开关管导通的开通信号，以及控制所述功率开关管关断的关断信号均生成于所述反激变换器的副边部分，并经由隔离元件传输至所述反激变换器的原边部分。
根据本公开第二方面，提供了一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，其中，所述控制方法包括：
检测所述反激变换器的负载大小；
基于所述负载判断所述反激变换器的工作模式；
在判定所述反激变换器的工作模式为临界模式的情况下，控制所述同步整流管延迟第一时间后关断；
在判定所述反激变换器的工作模式为断续模式的情况下，控制所述同步整流管再次开通第二时间；
在判定所述反激变换器的工作模式为辅助模式的情况下，于每N个开关周期中的前N-1个开关周期内控制所述同步整流管延迟第一时间后关断，于每N个开关周期中的第N个开关周期内控制所述同步整流管再次开通第二时间，
其中，在所述负载大于或等于第三阈值的情况下，可判定所述反激变换器的工作模式为临界模式，
在所述负载小于或等于第四阈值的情况下，可判定所述反激变换器的工作模式为断续模式，
在所述负载大于第四阈值且小于第三阈值的情况下，可判定所述反激变换器的工作模式为辅助模式，
其中，N为大于1的整数。
根据本公开第三方面，提供了一种反激变换器，包括：包含有原边绕组和副边绕组的变压器；
连接所述原边绕组的功率开关管和电压输入电路；
连接所述副边绕组的同步整流管和电压输出电路；
与所述功率开关管连接的驱动器；
分别与所述同步整流管和所述反激变换器的输出端连接的反馈控制模块；以及
分别与所述驱动器和所述反馈控制模块连接的隔离元件，
其中，所述反馈控制模块包括：
模式检测单元，用于在同一开关周期内检测所述反激变换器的开关频率达到预设的限定开关频率所对应的限定时刻以及所述反激变换器的副边电流的零电流时刻，并在检测到所述限定时刻位于所述零电流时刻之前的情况下生成第一控制信号，或在检测到所述限定时刻位于所述零电流时刻之后的情况下生成第二控制信号；
控制单元，用于在接收到所述第一控制信号的情况下控制所述同步整流管延迟第一时间后关断，或在接收到所述第二控制信号的情况下控制所述同步整流管再次开通第二时间，开通所述功率开关管，以实现所述功率开关管的零电压开通。
可选地，所述反馈控制模块还包括：
自适应调整单元，用于在预设时间内检测所述同步整流管两功率端电压，并在所述同步整流管两功率端电压的变化率大于第一阈值的情况下生成第一调整信号，所述预设时间设置为所述功率开关管开通前后的时间段，
在所述同步整流管两功率端电压的变化率小于或等于第一阈值的情况下生成第二调整信号，
所述第一调整信号用于在下一开关周期内控制增大所述第一时间或所述第二时间，所述第二调整信号用于在下一开关周期内控制减小所述第一时间或所述第二时间。
可选地，所述自适应调整单元包括：
第一电容，第一端与所述同步整流管的漏极连接；
钳位二极管，阴极与所述第一电容的第二端连接，阳极与参考地连接；
第一电阻，连接于所述第一电容的第二端与参考地之间；
第一开关管，漏极与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关管的栅极与所述第一电容的第二端连接，所述第一开关管的源极输出所述第一调整信号和所述第二调整信号的其中之一。
可选地，所述反馈控制模块还包括：
自适应调整单元，用于在所述同步整流管两功率端电压在预设时长内的变化值大于第二阈值的情况下生成第一调整信号，其中，所述预设时长设置为所述功率开关管开通前后的时间段；
在所述同步整流管两功率端电压在预设时长内的变化值小于等于第二阈值的情况下生成第二调整信号，
所述第一调整信号用于在下一开关周期内控制增大所述第一时间或所述第二时间，所述第二调整信号用于在下一开关周期内控制减小所述第一时间或所述第二时间。
可选地，所述自适应调整单元包括：
第二电阻，第一端与所述同步整流管的漏极连接；
第二电容，第一端与所述第二电阻的第二端连接，所述第二电容的第二端与参考地连接；
第二开关管，第一端与所述第二电阻的第一端连接，所述第二开关管的第二端与所述第二电阻的第二端连接，所述第二开关管的控制端接收控制信号；
误差放大器，同相输入端与所述第二电阻的第一端连接，反相输入端与所述第二电阻的第二端连接，所述误差放大器的输出端输出所述第一调整信号和所述第二调整信号的其中之一。
可选地，所述控反馈控制模块还包括：
原边控制信号生成单元，用于提供原边开通信号和原边关断信号；
副边控制信号生成单元，用于提供副边开通信号和副边关断信号。
本发明的有益效果是：本发明公开了一种反激变换器及其控制方法，通过在每一开关周期内对反激变换器的开关频率达到预设的限定开关频率所对应的限定时刻以及副边电流的零电流时刻进行检测判断，可以判断出反激变换器的工作模式，进而根据不同的模式选择相应的同步整流管的控制方法，在此过程中，仅需在反激变换器的副边部分进行检测驱动就可以实现不同模式下原边功率开关管的零电压开通，且在BCM模式(临界模式)下实现原边功率开关管的零电压开通时，通过延长同步整流管导通时间的方式也不会额外的增加副边电流的断续区间，优化了***效率。同时，在每一开关周期内均根据同步整流管的两功率端电压在一定时间段内的变化情况对下一开关周期内同步整流管的导通时间进行自适应调整，可以使得原边的功率开关管在每一开关周期内的零电压开通更加的趋近于理想状态。
另一方面，由于原边功率管和副边同步整流管的通断控制信号均只在副边部分产生，因此在反激变换器中仅需设置一个隔离元件即可实现完整的开关控制，优化了成本与尺寸。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
图1示出现有的反激变换器在BCM模式下实现ZVS控制的时序波形图；
图2示出根据本公开实施例提供的反激变换器的结构示意图；
图3示出根据本公开实施例提供的反馈控制模块的结构框图；
图4a和4b分别示出根据本公开不同实施例提供的自适应调整单元的结构示意图；
图5示出根据本公开实施例提供的反激变换器在DCM模式下实现ZVS控制的时序波形图；
图6示出根据本公开实施例提供的反激变换器的ZVS检测方法的工作波形图；
图7示出根据本公开实施例提供的反激变换器在BCM模式下实现ZVS控制的时序波形图；
图8示出根据本公开实施例提供的反激变换器在BUR模式下实现ZVS控制的时序波形图；
图9示出根据本公开实施例提供的反激变换器在BCM模式下调整关断阈值以实现ZVS控制的时序波形图；
图10示出根据本公开实施例提供的反激变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
如图2所示，本公开实施中，反激变换器包括：包含有原边绕组NP和副边绕组NS的变压器TR，连接原边绕组NP的电压输入电路，连接副边绕组NS的电压输出电路，以及功率开关管SW、驱动器3、同步整流管SR反馈控制模块5和隔离元件51。
其中，电压输入电路包括整流器2和输入电容C1，整流器2可通过第一连接端口1与电源连接，方便电源提供电能至反激变换器。该电源可以包括但不限于，电网、发电机、变压器、电池、太阳能板、风力涡轮、再生制动***、液压或风力发电机，或能够将电能提供至反激变换器的任何其它形式的装置。
进一步地，电压输入电路还包括在变压器TR的初级绕组NP的同名端和异名端之间还设置的第三电阻R1、第三电容C2和第一二极管D1。其中，第三电阻R1和第三电容C2相互并联后连接于初级绕组NP的异名端与第一二极管D1的阴极之间，第一二极管D1的阳极与初级绕组NP的同名端连接。如此，能够吸收初级绕组NP的漏感电流，提高了变压器性能。
电压输出电路包括输出电容Co，该输出电容Co可通过第二连接端口4与负载连接，负载接收反激变换器转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，反激变换器转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是反激变换器的子部件、反激变换器的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自反激变换器的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
在图2中，负载等效的表示为负载电阻RL，并以虚线表示。
功率开关管SW的第一功率端与原边绕组NP的同名端连接，其第二功率端与参考地连接。在一个可能的实施例中，功率开关管SW如采用NMOS的场效应晶体管，其第一功率端为NMOS的场效应晶体管的漏极，其第二功率端为NMOS的场效应晶体管的源极，其控制端为NMOS的场效应晶体管的栅极。
驱动器3包括DRV(控制信号输出)管脚、GND(接地)管脚和Drv_in(驱动信号输入)管脚。驱动器3的DRV管脚与功率开关管SW的控制端连接连接，GND管脚与参考地连接，Drv_in管脚与隔离元件51的输出端连接。
同步整流管SR连接于副边绕组NS的异名端与参考地之间。在一个可能的实施例中，同步整流管SR如采用NMOS的场效应晶体管，其漏极与副边绕组NS的异名端连接，其源极与参考地连接。
反馈控制模块5的第一输入端与副边绕组NS的异名端即同步整流管SR的漏极连接，其第二输入端与参考地即同步整流管SR的源极连接，其第三输入端与反激变换器的输出端连接，其第一输出端与同步整流管SR的栅极连接，其第二输出端与隔离元件51的输入端连接。
可选地，隔离元件51可选用隔离变压器、光耦器件、隔离电容以及隔离芯片中的任一。通过隔离元件51，可实现反馈控制模块5的第二输出端至驱动器3的Drv_in管脚的信号传输。
如图3所示，本公开中，反馈控制模块5中设置有原边控制信号生成单元51和副边控制信号生成单元52。其中，原边控制信号生成单元51用于提供对应的原边控制信号PWM1(包括控制原边的功率开关管SW导通的原边开通信号，以及控制功率开关管SW关断的原边关断信号)；副边控制信号生成单元52用于提供对应的副边控制信号PWM2(包括控制分别的同步整流管SR导通的副边开通信号，以及控制同步整流管SR关断的副边关断信号)。其中，原边控制信号生成单元51可通过反激变换器的工作模式(定频或变频)生成对应的原边开通信号，还可通过在每个开关周期内，根据同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo获得待比较电压，并根据待比较电压与基准电压的比较结果输出原边关断信号。而副边控制信号生成单元52可通过对同步整流管SR的两功率端电压Vds_SR进行采样检测以生成副边开通信号和副边关断信号，其具体方法及电路结构可以通过现有技术实现，此处不再详述。
设置在反激变换器副边的反馈控制模块5可以同时实现对功率开关管SW和同步整流管SR的导通/关断控制，原边的驱动器3实际只需实现电平转换功能即将反馈控制模块5生成的原边开通/关断信号转换成能够控制功率开关管SW导通/关断的合适电压信号即可，因此在驱动过程中只需要一个隔离器件51来实现原边驱动信号(包括原边开通信号和原边关断信号)由副边至原边的传输即可。在实现原副边的驱动互锁时，可直接在反馈控制模块5中设置相应的驱动互锁单元53来实现，无需额外的隔离器件来实现原边驱动信号由原边至副边的传输就能有效的防止原边与副边的驱动共通，且同步整流管SR在控制上也无需降低驱动电压，进一步提高了***效率和可靠性，同时也在一定程度的简化了对原边驱动器3的设计要求。
进一步地，反馈控制模块5中还设置有模式检测单元54、控制单元55和自适应调整单元56。
其中，模式检测单元54用于在同一开关周期内检测反激变换器的开关频率达到预设的限定开关频率所对应的限定时刻(如图7中的t23时刻)以及反激变换器的副边电流I_Lm的零电流时刻(如图7中的t24时刻)，并在检测到限定时刻位于零电流时刻之前的情况下生成第一控制信号，或在检测到限定时刻位于零电流时刻之后的情况下生成第二控制信号。
反激变换器的不同工作模式所对应的限定开关频率不同，进而，在不同的工作模式下，反激变换器的开关频率自一个开关周期的开启到达到其限定开关频率所需的时间Tlimit也是不同的。在BCM模式(临界模式)下，反激变换器的开关频率在一个开关周期内达到限定开关频率所需的时间Tlimit短，其达到限定开关频率所对应的限定时刻会早于其副边电流I_Lm的零电流时刻；而在DCM模式(断续模式)下，反激变换器的开关频率在一个开关周期内达到限定开关频率所需的时间Tlimit相对较长，此时其达到限定开关频率所对应的限定时刻会晚于其副边电流I_Lm的零电流时刻。因此，通过检测一个开关周期内反激变换器的限定时刻与零电流时刻出现的先后顺序，即可确定当前开关周期内反激变换器所处的工作模式，进而输出相应的控制信号以触发反激变换器进入不同的实现功率开关管SW零电压开通(ZVS)的控制阶段。
需要说明的是，限定时刻与零电流时刻重合的情况属于临界情况，在本公开的其中一个实施例中，当模式检测单元54检测到限定时刻与零电流时刻重合时，可以生成第二控制信号；而在本公开的其它实施例中，模式检测单元54也可以在检测到限定时刻与零电流时刻重合时生成第一控制信号，在实际应用在可以根据具体情况二选其一，本发明对此不做具体限定。
控制单元55用于在接收到第一控制信号的情况下控制同步整流管SR延迟第一时间后关断，或在接收到第二控制信号的情况下控制同步整流管SR开通两次后，开通功率开关管SW，以实现功率开关管SW的零电压开通。
在BCM模式下，模式检测单元54生成第一控制信号并传输至控制单元55，控制单元55在该第一控制信号的触发下可控制同步整流管SR延迟第一时间后关断，也即延长同步整流管SR的导通时间，参考图7，同步整流管SR的导通时间的延长量(即第一时间)对应为t24～t25之间的时间段。通过增加同步整流管SR的导通时间，可以使得反激变换器在副边电流I_Lm续流结束之后能够再次产生一反向的励磁电流，如图7中I_Lm波形的虚线部分所示，当同步整流管SR关断后，该反向的励磁电流会转移到原边，进而给原边的功率开关管SW的节电容放电，从而降低功率开关管SW开通时的漏源电压Vds_pri，实现零电压开通。
在BCM模式下，反激变换器在一个开关周期内的工作过程如下：
在t20～t21时间段内，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri为高电平，功率开关管SW处于导通状态，且功率开关管SW的源漏电压Vds_pri为低电平，变压器TR原边绕阻NP上的电流从零开始线性上升，变压器TR存储能量，同时，副边电流I_Lm从零开始线性上升。该时间段内同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR为低电平，同步整流管SR处于关断状态，且同步整流管SR的源漏电压Vds_SR为高电平，且大于反激变换器的输出电压Vo。
在t21时刻，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri变为低电平，功率开关管SW关断，其漏源电压Vds_pri开始上升，同时同步整流管SR的漏源电压Vds_SR开始下降。
在t21～t22时间段内，反激变换器的副边电流I_Lm上升至峰值后开始降低。同时，经t21～t22时间延迟后，在t22时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为高电平，同步整流管SR导通，且此时，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri上升至最大值，同步整流管SR的漏源电压Vds_SR下降为零。
在t24时刻，副边电流I_Lm降低至零电流，但在BCM模式下，模式检测单元54生成的第一控制信号触发控制单元55延长了同步整流管SR的导通时间，将本该于t24时刻提供至同步整流管SR的栅极的副边关断信号延迟于t25时刻才提供至同步整流管SR的栅极。在这一时间段内，副边电流I_Lm在续流结束之后再次产生了一反向的励磁电流。
在t25时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为低电平，同步整流管SR关断，且此时，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri开始降低，而同步整流管SR的漏源电压Vds_SR开始升高。
在t26时刻，即过零检测(ZCD)时刻，同步整流管SR的漏源电压Vds_SR在此时刻上升至与输出电压Vo相等，进而反馈控制模块5开始生成表征原边开通信号的脉冲信号Drv_in，即反馈控制模块5于t26时刻生成脉冲信号Drv_in的上升沿。之后，反馈控制模块5在经过预设的延时时长(第三时间Td)后于t27时刻输出脉冲信号Drv_in的下降沿至驱动器3，驱动器3在接收到脉冲信号Drv_in的下降沿后控制原边的功率开关管SW开通。示例性的，该第三时间Td的时长可以根据情况进行设定，例如，可设定第三时间Td等于反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个，优选为1/4。
在t27时刻，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri降低至零，实现了功率开关管SW的零电压开通。
从图7中可以得出，本公开在BCM模式下通过延长同步整流管SR的导通时间，在实现了功率开关管SW的零电压开通的同时，也不会额外的增加副边电流的断续区间，优化了***效率。
进一步地，控制单元55不仅可以通过延迟/提前副边关断信号提供至同步整流管SR的栅极的时间来延长/缩短同步整流管SR的导通时间(如图7)，还可以通过调整同步整流管SR的关断阈值的方式来延长/缩短同步整流管SR的导通时间(如图9)。示例性的，以BCM模式为例，正常情况下同步整流管SR的关断阈值是一个负的阈值(如-3mV)，当为了实现零电压开通而需要延长同步整流管SR的导通时间时，可以将同步整流管SR的关断阈值增大到一个正向的阈值(如+20mV)，当同步整流管SR的关断阈值为正时，同步整流管SR上的电流ISR会出现反向阶段，进而在变压器TR中会产生反向的励磁电流来控制实现功率开关管SW的零电压开通。图9中，VDS表示同步整流管SR的漏源电压，VGT表示同步整流管SR的栅极电压。可以理解的是，前述所列举的数值仅是示例性的，其不应作为对本公开技术方案的限定。
在DCM模式下，模式检测单元54生成第二控制信号并传输至控制单元55，控制单元55在该第二控制信号的触发下可控制同步整流管SR于一个开关周期内开通两次，参考图5，同步整流管SR的第二次开通时间为第二时间，对应为t4～t5之间的时间段。在该时间段内，反激变换器在副边电流I_Lm续流结束之后能够再次产生一反向的励磁电流，如图5中I_Lm波形的虚线部分所示，当同步整流管SR关断后，该反向的励磁电流会转移到原边，进而给原边的功率开关管SW的节电容放电，从而降低功率开关管SW开通时的漏源电压Vds_pri，实现零电压开通。
在DCM模式下，反激变换器在一个开关周期内的工作过程与BCM模式下反激变换器在一个开关周期内的工作过程基本相同，进而可参考前述的BCM模式进行理解，此处不再赘述。二者不同之处在于，DCM模式下，同步整流管SR在t3时刻关断，在t4时刻再次开通。而t3～T4时间段内，副边电流I_Lm、功率开关管SW的漏源电压Vds_pri以及同步整流管SR的漏源电压Vds_SR的波形可参考现有技术技术进行理解，此处亦不再赘述。
本公开中，通过判断一个开关周期内反激变换器的限定时刻与零电流时刻出现的先后顺序，即可快速准确的确定出当前开关周期内反激变换器所处的工作模式是BCM模式还是DCM模式，进而根据不同的模式以不同的控制方式延长同步整流管SR在一个开关周期内的导通时间，在实现功率开关管SW零电压开通的同时，确保在BCM模式下不会额外的增加断续区间，以达到优化***效率的目的。
进一步地，为了确保功率开关管SW在开通时刻的ZVS能够更加趋于理想化，本公开在反馈控制模块中还设置有自适应调整单元56。
在本公开的一个可能的实施方式中，该自适应调整单元56可用于在预设时间内检测同步整流管两功率端电压Vds_SR，并在同步整流管两功率端电压Vds_SR的变化率(记为dV/dt)大于第一阈值的情况下生成第一调整信号，或在同步整流管两功率端电压Vds_SR的变化率dV/dt小于或等于第一阈值的情况下生成第二调整信号。其中，前述预设时间可设置为功率开关管SW开通前后期间的时间段。
该实施例中，自适应调整单元56通过将同步整流管两功率端电压Vds_SR的变化率dV/dt与第一阈值进行比较来判断当前开关周期内原边功率开关管SW的开通方式是否为零电压开通，进而根据判断结果于下一开关周期内动态的调整同步整流管SR被延长的导通时间的时长，以此来使得功率开关管SW在开通时刻的ZVS能够更加趋于理想化。
该实施例中，示例性的，自适应调整单元56的电路结构如图4a所示，包括：第一电容C3、钳位二极管D2、第一电阻R2以及第一开关管Q1。其中，第一电容C3的第一端与同步整流管SR的漏极连接；钳位二极管D2的阴极与第一电容C3的第二端连接，钳位二极管D2的阳极与参考地连接；第一电阻R2连接于第一电容C3的第二端与参考地之间；第一开关管Q1的漏极与第一电容C3的第一端连接，第一开关管Q1的栅极与第一电容C3的第二端连接，第一开关管Q1的源极输出第一调整信号和第二调整信号的其中之一。
可选地，第一开关管Q1可选用NMOS晶体管。
如图4a所示，当原边功率开关管SW在当前的开关周期内是硬开通时，同步整流管两功率端电压Vds_SR会存在正向的变化率，进而在图4中的第一电容C3上流过的电流会将第一开关管Q1的栅极电位置高而使得第一开关管Q1导通，此时，第一开关管Q1的源极输出具有第一电平状态的第一调整信号。而当原边功率开关管SW在当前的开关周期内是零电压开通时，同步整流管两功率端电压Vds_SR的变化率为零或很小，不足以将第一开关管Q1的栅极电位置高而使得第一开关管Q1导通，此时，第一开关管Q1的源极输出具有第二电平状态的第二调整信号。进而，通过判断与第一开关管Q1的源极连接的test1接口处的电平状态，即可实现对下一开关周期内同步整流管SR被延长的导通时间的时长(即第一时间或第二次导通时间)的动态调整，电路结构简单。
在本公开的另一可能的实施方式中，于反馈控制模块5中设置的自适应调整单元还可用于在同步整流管两功率端电压Vds_SR在预设时长内的变化值大于第二阈值的情况下生成第一调整信号，或在同步整流管两功率端电压Vds_SR在预设时长内的变化值小于或等于第二阈值的情况下生成第二调整信号。其中，前述预设时长可设置为功率开关管SW开通前后的时间段。
该实施例中，自适应调整单元56通过将同步整流管两功率端电压Vds_SR的变化值与第二阈值进行比较来判断当前开关周期内原边功率开关管SW的开通方式是否为零电压开通，进而根据判断结果于下一开关周期内动态的调整同步整流管SR被延长的导通时间的时长，以此来使得功率开关管SW在开通时刻的ZVS能够更加趋于理想化。
该实施例中，示例性的，自适应调整单元56的电路结构如图4b所示，包括：第二电阻R3、第二电容C4、第二开关管Q2以及误差放大器U1。其中，第二电阻R3的第一端与同步整流管SR的漏极连接；第二电容C4的第一端与第二电阻R3的第二端连接，第二电容C4的第二端与参考地连接；第二开关管Q2的第一端与第二电阻R3的第一端连接，第二开关管Q2的第二端与第二电阻R3的第二端连接，第二开关管Q2的控制端接收控制信号；误差放大器U1的同相输入端与第二电阻R3的第一端连接，误差放大器U1的反相输入端与第二电阻R3的第二端连接，误差放大器U1的输出端输出第一调整信号和第二调整信号的其中之一。
可选地，第二开关管Q2可选用NMOS晶体管或NPN型三极管。
在功率开关管SW的开通时刻(如图6中的t7时刻)，采样同步整流管两功率端电压Vds_SR并记为Vds1，延时一定的时间后(如图6中t7～t8之间的任一时刻)再次采样同步整流管两功率端电压Vds_SR并记为Vds2，计算二者之差Vds2-Vds1，如果该差值大于第二阈值，则可认为原边功率开关管SW在当前的开关周期内是硬开通，反之则可认为原边功率开关管SW在当前的开关周期内是零电压开通。结合图4b和图6，在一个开关周期中的t0～t7时间段内，第二开关管Q2的栅源电压Vgs_Q2为高电平，第二开关管Q2处于导通状态，在t7时刻，基于第二电阻R3和第二电容C4的滤波作用，误差放大器U1的反相输入端的电压V1很接近t7时刻同步整流管两功率端电压Vds_SR，也即t7时刻误差放大器U1的反相输入端的电压V1相当于是在该时刻对同步整流管两功率端电压Vds_SR的采样电压Vds1。在t7～t8时间段内，第二开关管Q2的栅源电压Vgs_Q2为低电平，第二开关管Q2处于关断状态，此时间段内任一时刻处误差放大器U1的同相输入端的电压V2相当于是在对应时刻对同步整流管两功率端电压Vds_SR的采样电压Vds2。因此，当原边功率开关管SW在当前的开关周期内是硬开通时，误差放大器U1的输出端于时间段t7～t8内任一时刻所输出的信号即为具有第一电平状态的第一调整信号。而当原边功率开关管SW在当前的开关周期内是零电压开通时，误差放大器U1的输出端于时间段t7～t8内任一时刻所输出的信号即为具有第二电平状态的第二调整信号。进而，通过判断与误差放大器U1的输出端连接的test2接口处的电平状态，即可实现对下一开关周期内同步整流管SR被延长的导通时间的时长(即第一时间或第二次导通时间)的动态调整，电路结构简单。
进一步地，上述第一调整信号用于在下一开关周期内按照第一步进时长控制增大第一时间(如图7中的t24～t25)或同步整流管SR的第二次开通时间(即第二时间，如图5中的t4～t5)，而上述第二调整信号用于在下一开关周期内按照第二步进时长控制减小第一时间或第二时间。且可选的，第一时间与第二时间可以相等，也可以不相等，以及第一步进时长与第二步进时长可以相等，也可以不相等，本发明对此不做限定。
进一步地，在前述实施例中，反馈控制模块5中的模式检测单元54为通过检测一个开关周期内反激变换器的限定时刻与零电流时刻出现的先后顺序来判断反激变换器的所处模式时DCM模式还是BCM模式。而在本公开的其它实施例中，模式检测单元54还可以根据负载的大小来判断反激变换器的所处模式，例如，当模式检测单元54检测到负载大于或等于第三阈值时，可判定此时的反激变换器为BCM模式；当检测到负载小于或等于第四阈值时，可判定此时的反激变换器为DCM模式；当检测到负载大于第四阈值且小于第三阈值时，可判定此时的反激变换器为BUR模式。其中，BUR模式为在BCM模式和DCM模式之间增加的一个辅助模式，目的是为了尽可能的降低需要同步整流管SR第二次开通时对***效率的影响(因为同步整流管SR的第二次开通也是硬开通，会影响***效率)。
具体的，BCM模式和DCM模式下对同步整流管的控制方式与前述相同，此处不再赘述。而在BUR模式下，参考图8，本公开中的BUR模式是以N个开关周期作为一个BUR周期进行循环，其中，在每N个开关周期的前N-1个开关周期内控制同步整流管SR延迟第一时间后关断(反激变换器的工作原理和前述BCM模式下反激变换器的工作原理相同)，而每N个开关周期的第N个开关周期内控制同步整流管SR开通两次(反激变换器的工作原理和前述DCM模式下反激变换器的工作原理相同)。如此，通过降低每N个开关周期内出现的同步整流管SR第二次开通的次数，能够达到优化***效率的目的。其中，N为大于1的整数。
参考图10，图10示出根据本公开实施例提供的反激变换器的控制方法的流程图，该控制方法可用于前述图2至图9中所描述的反激变换器。
如图10所示，本公开中，反激变换器的控制方法包括执行步骤S1至步骤S5。
具体的，在步骤S1中，在同一开关周期内检测反激变换器的开关频率达到预设的限定开关频率所对应的限定时刻以及反激变换器的副边电流的零电流时刻。
由反馈控制模块5中的模式检测单元54检测限定时刻和零电流时刻。示例性的，在每一开关周期的开启时刻开始对反激变换器的开关频率进行检测并进行计时，当检测到开关频率达到预设的限定开关频率时停止计时，记录此时的计时时长；同时对副边电流I_Lm进行电流采样并进行计时，当副边电流I_Lm变为零电流时停止计时，记录此时的计时时长。如此，以每一开关周期的开启时刻为基准，根据相应的计时时长确定反激变换器达到对应限定开关频率的限定时刻以及反激变换器的副边电流的零电流时刻。
应当理解的是，本公开中还可以采用其它的本领域技术人员容易想到的、常规的方法来确定限定时刻和零电流时刻，此处不再一一赘述。
在步骤S2中，基于限定时刻和零电流时刻判断反激变换器的工作模式。在判定反激变换器的工作模式为临界模式的情况下，执行步骤S3，在判定反激变换器的工作模式为断续模式的情况下，执行步骤S4。
本实施例中，可以比较相应时刻所对应的计时时长的大小来判断限定时刻是否位于零电流时刻之前。还可以根据检测到的限定时刻和零电流时刻出现的时刻进行不同的标记，在运行过程中，当检测到某一标记出现时，则判定该标记对应的时刻位于另一时刻之前，并停止对另一时刻的检测。
进一步地，当检测到限定时刻位于零电流时刻之前时，表示反激变换器当前处于BCM模式下，由模式检测单元54生成第一控制信号，触发执行步骤S3。当检测到限定时刻位于零电流时刻之后时，表示反激变换器当前处于DCM模式下，由模式检测单元54生成第二控制信号，触发执行步骤S4。
需要说明的是，限定时刻与零电流时刻重合的情况属于临界情况，在本公开的其中一个实施例中，当模式检测单元54检测到限定时刻与零电流时刻重合时，可以生成第二控制信号；而在本公开的其它实施例中，模式检测单元54也可以在检测到限定时刻与零电流时刻重合时生成第一控制信号，在实际应用在可以根据具体情况二选其一，本发明对此不做具体限定。
在步骤S3中，控制同步整流管延迟第一时间后关断。
本实施例中，控制同步整流管延迟SR第一时间后关断包括：接收控制同步整流管SR关断的第一关断信号；将第一关断信号延迟第一时间后获得的第二关断信号输送至同步整流管SR的控制端；或者获取对应第一时间的第一关断阈值调整值，基于该第一关断阈值调整值增大同步整流管SR的关断阈值。具体方法可参考前述对图7以及图9的描述，此处不再赘述。之后，执行步骤S5。
在步骤S4中，控制同步整流管再次开通第二时间。
在同步整流管SR第一次关断后，可以在间隔一段时间后再次提供副边开通信号至同步整流管SR的控制端，以控制同步整流管SR第二次开通，且第二次开通时间可设置为第二时间。具体方法可参考前述对图5的描述，此处不再赘述。之后，执行步骤S5。
在步骤S5中，于过零检测时刻开始延迟第三时间后开通功率开关管，以实现功率开关管的零电压开通。
在同步整流管SR延长的导通时间(第一时间或第二时间)内，反激变换器在副边电流I_Lm续流结束之后能够再次产生一反向的励磁电流，当同步整流管SR关断后，该反向的励磁电流会转移到原边，进而给原边的功率开关管SW的节电容放电，从而降低功率开关管SW开通时的漏源电压Vds_pri，实现零电压开通。
同时，同步整流管SR关断后，其漏源电压Vds_SR开始上升，当漏源电压Vds_SR上升至与输出电压Vo等电位时，对应为反激变换器的过零检测时刻，反馈控制模块5开始生成表征原边开通信号的脉冲信号Drv_in，即反馈控制模块5于t26时刻生成脉冲信号Drv_in的上升沿。之后，反馈控制模块5在经过预设的延时时长(第三时间Td)后于t27时刻输出脉冲信号Drv_in的下降沿至驱动器3，驱动器3在接收到脉冲信号Drv_in的下降沿后控制原边的功率开关管SW开通。示例性的，该第三时间Td的时长可以根据情况进行设定，例如，可设定第三时间Td等于反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个，优选为1/4。
进一步地，在开通功率开关管SW后，控制方法还包括：在预设时间内检测同步整流管两功率端电压的变化率；判断该变化率是否大于第一阈值，若是，则在下一开关周期内将第一时间或第二时间增大第一步进时长，反之则在下一开关周期内将第一时间或第二时间减小第二步进时长。其中，该预设时间可设置为功率开关管开通前后期间的时间段。
或者，检测同步整流管两功率端电压在预设时长内的变化值；判断该变化值是否大于第二阈值，若是，则在下一开关周期内将第一时间或第二时间增大第一步进时长，反之则在下一开关周期内将第一时间或第二时间减小第二步进时长。其中，该预设时长可设置为功率开关管开通前后的时间段。
本实施例中，通过将同步整流管两功率端电压Vds_SR的变化率dV/dt与第一阈值进行比较，或将同步整流管两功率端电压Vds_SR在一段时间内的变化值与第二阈值进行比较来判断当前开关周期内原边功率开关管SW的开通方式是否为零电压开通，进而根据判断结果于下一开关周期内动态的调整同步整流管SR被延长的导通时间的时长，由此可以使得功率开关管SW在开通时刻的ZVS能够更加趋于理想化。具体过程及原理可参考前述对自适应调整单元56以及对图4a和图4b的描述进行理解，此处不再赘述。
进一步地，将第一时间或第二时间增大第一步进时长包括：将控制同步整流管关断的关断信号延迟第一叠加时间后提供至同步整流管的控制端；或者获取对应第一步进时长的第二关断阈值调整值，基于第二关断阈值调整值增大同步整流管的关断阈值。其中，第一叠加时间为第一时间或第二时间与第一步进时长之和。
进一步地，将第一时间或第二时间减小第二步进时长包括：将控制同步整流管关断的关断信号延迟第一叠减时间后提供至同步整流管的控制端；或者获取对应第二步进时长的第三关断阈值调整值，基于第三关断阈值调整值减小同步整流管的关断阈值。其中，第一叠减时间为第一时间或第二时间与第二步进时长之差。
可选地，第一时间与第二时间可以相等，也可以不相等，以及第一步进时长与第二步进时长可以相等，也可以不相等。
进一步地，本公开还提供了另一种反激变换器的控制方法，该控制方法包括：检测所反激变换器的负载大小；基于负载判断反激变换器的工作模式；在判定反激变换器的工作模式为临界模式的情况下，控制同步整流管延迟第一时间后关断；在判定反激变换器的工作模式为断续模式的情况下，控制同步整流管再次开通第二时间；在判定反激变换器的工作模式为辅助模式的情况下，于每N个开关周期中的前N-1个开关周期内控制同步整流管延迟第一时间后关断，于每N个开关周期中的第N个开关周期内控制同步整流管再次开通第二时间，其中，在负载大于或等于第三阈值的情况下，可判定反激变换器的工作模式为临界模式，在负载小于或等于第四阈值的情况下，可判定反激变换器的工作模式为断续模式，在负载大于第四阈值且小于第三阈值的情况下，可判定反激变换器的工作模式为辅助模式。其中，N为大于1的整数。具体的，该控制方法的执行原理可参考前述对图8的描述进行理解，此处不再赘述。
综上，本公开仅需在反激变换器的副边部分进行检测驱动就可以实现不同模式下原边功率开关管的零电压开通，且在BCM模式(临界模式)下实现原边功率开关管的零电压开通时不会额外的增加副边电流的断续区间，优化了***效率。同时，基于对同步整流管的导通时间的自适应调整，可以使得原边的功率开关管在每一开关周期内的零电压开通更加的趋近于理想状态。
另一方面，本公开中反激变换器的功率管和副边同步整流管的通断控制信号均只在副边部分产生，其仅需设置一个隔离元件即可实现完整的开关控制，优化了成本与尺寸。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (14)

1.一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，其中，所述控制方法包括：
在同一开关周期内检测所述反激变换器的开关频率达到预设的限定开关频率所对应的限定时刻以及所述反激变换器的副边电流的零电流时刻；
基于所述限定时刻和所述零电流时刻判断所述反激变换器的工作模式；
在判定所述反激变换器的工作模式为临界模式的情况下，控制所述同步整流管延迟第一时间后关断；
在判定所述反激变换器的工作模式为断续模式的情况下，控制所述同步整流管再次开通第二时间；
于过零检测时刻开始延迟第三时间后开通所述功率开关管，以实现所述功率开关管的零电压开通，所述过零检测时刻为所述同步整流管两功率端的电压上升至所述反激变换器的输出电压的时刻，
其中，当所述限定时刻位于所述零电流时刻之前时，可判定所述反激变换器的工作模式为临界模式，
当所述限定时刻位于所述零电流时刻之后时，可判定所述反激变换器的工作模式为断续模式。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其中，开通所述功率开关管后，所述控制方法还包括：
在预设时间内检测所述同步整流管两功率端电压的变化率，所述预设时间设置为所述功率开关管开通前后期间的时间段；
判断所述变化率是否大于第一阈值，若是，则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间增大第一步进时长，反之则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间减小第二步进时长。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其中，开通所述功率开关管后，所述控制方法还包括：
检测所述同步整流管两功率端电压在预设时长内的变化值，所述预设时长设置为所述功率开关管开通前后的时间段；
判断所述变化值是否大于第二阈值，若是，则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间增大第一步进时长，反之则在下一开关周期内将所述第一时间或所述第二时间减小第二步进时长。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其中，控制所述同步整流管延迟第一时间后关断包括：
接收控制所述同步整流管关断的第一关断信号；
将第一关断信号延迟第一时间后获得第二关断信号输送至所述同步整流管的控制端；或者
获取对应所述第一时间的第一关断阈值调整值，基于所述第一关断阈值调整值增大所述同步整流管的关断阈值。
5.根据权利要求2和3中任一项所述的控制方法，其中，将所述第一时间或所述第二时间增大第一步进时长包括：
将控制所述同步整流管关断的关断信号延迟第一叠加时间后提供至所述同步整流管的控制端，其中，所述第一叠加时间为所述第一时间或第二时间与所述第一步进时长之和；或者
获取对应所述第一步进时长的第二关断阈值调整值，基于所述第二关断阈值调整值增大所述同步整流管的关断阈值。
6.根据权利要求2和3中任一项所述的控制方法，其中，将所述第一时间或所述第二时间减小第二步进时长包括：
将控制所述同步整流管关断的关断信号延迟第一叠减时间后提供至所述同步整流管的控制端，第一叠减时间为所述第一时间或所述第二时间与第二步进时长之差；或者
获取对应所述第二步进时长的第三关断阈值调整值，基于所述第三关断阈值调整值减小所述同步整流管的关断阈值。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其中，控制所述功率开关管导通的开通信号，以及控制所述功率开关管关断的关断信号均生成于所述反激变换器的副边部分，并经由隔离元件传输至所述反激变换器的原边部分。
8.一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，其中，所述控制方法包括：
检测所述反激变换器的负载大小；
基于所述负载判断所述反激变换器的工作模式；
在判定所述反激变换器的工作模式为临界模式的情况下，控制所述同步整流管延迟第一时间后关断；
在判定所述反激变换器的工作模式为断续模式的情况下，控制所述同步整流管再次开通第二时间；
在判定所述反激变换器的工作模式为辅助模式的情况下，于每N个开关周期中的前N-1个开关周期内控制所述同步整流管延迟第一时间后关断，于每N个开关周期中的第N个开关周期内控制所述同步整流管再次开通第二时间，
其中，在所述负载大于或等于第三阈值的情况下，可判定所述反激变换器的工作模式为临界模式，
在所述负载小于或等于第四阈值的情况下，可判定所述反激变换器的工作模式为断续模式，
在所述负载大于第四阈值且小于第三阈值的情况下，可判定所述反激变换器的工作模式为辅助模式，
其中，N为大于1的整数。
9.一种反激变换器，其中，包括：
包含有原边绕组和副边绕组的变压器；
连接所述原边绕组的功率开关管和电压输入电路；
连接所述副边绕组的同步整流管和电压输出电路；
与所述功率开关管连接的驱动器；
分别与所述同步整流管和所述反激变换器的输出端连接的反馈控制模块；以及
分别与所述驱动器和所述反馈控制模块连接的隔离元件，
其中，所述反馈控制模块包括：
模式检测单元，用于在同一开关周期内检测所述反激变换器的开关频率达到预设的限定开关频率所对应的限定时刻以及所述反激变换器的副边电流的零电流时刻，并在检测到所述限定时刻位于所述零电流时刻之前的情况下生成第一控制信号，或在检测到所述限定时刻位于所述零电流时刻之后的情况下生成第二控制信号；
控制单元，用于在接收到所述第一控制信号的情况下控制所述同步整流管延迟第一时间后关断，或在接收到所述第二控制信号的情况下控制所述同步整流管再次开通第二时间，以实现所述功率开关管的零电压开通。
10.根据权利要求9所述的反激变换器，其中，所述反馈控制模块还包括：
自适应调整单元，用于在预设时间内检测所述同步整流管两功率端电压，并在所述同步整流管两功率端电压的变化率大于第一阈值的情况下生成第一调整信号，其中，所述预设时间设置为所述功率开关管开通前后的时间段，
在所述同步整流管两功率端电压的变化率小于等于第一阈值的情况下生成第二调整信号，
所述第一调整信号用于在下一开关周期内控制增大所述第一时间或所述第二时间，所述第二调整信号用于在下一开关周期内控制减小所述第一时间或所述第二时间。
11.根据权利要求10所述的反激变换器，其中，所述自适应调整单元包括：
第一电容，第一端与所述同步整流管的漏极连接；
钳位二极管，阴极与所述第一电容的第二端连接，阳极与参考地连接；
第一电阻，连接于所述第一电容的第二端与参考地之间；
第一开关管，漏极与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关管的栅极与所述第一电容的第二端连接，所述第一开关管的源极输出所述第一调整信号和所述第二调整信号的其中之一。
12.根据权利要求9所述的反激变换器，其中，所述反馈控制模块还包括：
自适应调整单元，用于在所述同步整流管两功率端电压在预设时长内的变化值大于第二阈值的情况下生成第一调整信号，其中，所述预设时长设置为所述功率开关管开通前后的时间段；
在所述同步整流管两功率端电压在预设时长内的变化值小于等于第二阈值的情况下生成第二调整信号，
所述第一调整信号用于在下一开关周期内控制增大所述第一时间或所述第二时间，所述第二调整信号用于在下一开关周期内控制减小所述第一时间或所述第二时间。
13.根据权利要求12所述的反激变换器，其中，所述自适应调整单元包括：
第二电阻，第一端与所述同步整流管的漏极连接；
第二电容，第一端与所述第二电阻的第二端连接，所述第二电容的第二端与参考地连接；
第二开关管，第一端与所述第二电阻的第一端连接，所述第二开关管的第二端与所述第二电阻的第二端连接，所述第二开关管的控制端接收控制信号；
误差放大器，同相输入端与所述第二电阻的第一端连接，反相输入端与所述第二电阻的第二端连接，所述误差放大器的输出端输出所述第一调整信号和所述第二调整信号的其中之一。
14.根据权利要求10所述的反激变换器，其中，所述反馈控制模块还包括：
原边控制信号生成单元，用于提供原边开通信号和原边关断信号；
副边控制信号生成单元，用于提供副边开通信号和副边关断信号。
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