CN112510976B - 一种有源钳位反激变换器、控制器及其控制方法 - Google Patents

一种有源钳位反激变换器、控制器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种有源钳位反激变换器的控制器及其控制方法，在反激变换器中，控制器通过检测反馈电压与设定的模式切换阈值电压比较后，实现双脉冲非互补模式与前沿非互补模式之间的切换，或双脉冲非互补模式与反激模式之间的切换，电源***性能更优，满足欧盟六级能耗要求；双脉冲非互补模式相较于后沿非互补模式，在主开关管关断后，漏感与钳位电容谐振不再通过钳位开关管的体二极管实现，而是通过钳位开关管来实现，这样就不会存在钳位开关管体二极管反向恢复的问题。双脉冲非互补的第一个脉冲信号的导通时间可控，导通时间为钳位电容和漏感谐振周期的1/4，既不会有反向恢复问题，也不会导致谐振电流过零后反向给漏感充电，改善变换器的EMI问题。

Description

一种有源钳位反激变换器、控制器及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源设计领域，特别涉及一种有源钳位反激变换器、控制器及其控制方法。
背景技术
反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率开关电源。在实际工作过程中，反激变换器由于漏感的存在，导致原边的能量不能全部传递到副边，留在原边的漏感能量与MOS管结电容之间谐振导致主开关管的漏极产生高频的电压尖峰。在产品设计过程中，为了减小开关管的电压应力，通常的做法是添加适用的吸收电路，常见的吸收电路有RCD吸收电路、LCD吸收电路和有源钳位电路。其中，有源钳位电路添加额外的钳位开关管及较大的钳位电容，可以将漏感能量保存在钳位电容中，并回收此能量至变换器输入端。另外，由于漏感的电惯性，有源钳位电路在漏感能量的回收过程结束后通过反向励磁电流抽取主开关管漏端的结电容上的电荷，使得主开关管的漏极电压降低至零，从而实现主开关管的零电压开通(ZVS)，减小主开关管的开通损耗，进一步提高产品的功率密度。
请参考图1，图1为典型有源钳位反激变换器的电路图，有源钳位反激变换器100包括：漏感LK、励磁电感LM、钳位电容C_c、主开关管S1、钳位开关管S2、励磁电感LM电流采样电阻RCS、变压器原边绕组NP、变压器副边绕组NS、整流二极管DR、变换器输出电容COUT、控制器120(即是该变换器的主控制芯片)以及隔离反馈电路130。控制器通过采样变换器输出电压实现有源钳位反激变换器工作模式控制。
然而，目前对于有源钳位反激变换器工作模式的控制，无法保证有源钳位反激变换器在全电压全负载范围内高效率运行的同时，兼顾轻载效率和空载功耗。
因此，如何保证有源钳位反激变换器在全电压全负载范围内高效率运行的同时，兼顾轻载效率和空载功耗，以及如何控制有源钳位反激变换器工作于双脉冲非互补模式时钳位开关管的第一个驱动信号导通时间为行业亟待解决的技术问题。
发明内容
鉴于现有技术的不足，本发明解决的技术问题是提供一种有源钳位反激变换器、控制器及其控制方法，以解决现有控制模式在轻载时效率低、空载功耗大以及钳位开关管的第一个驱动信号导通时间的控制问题。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种有源钳位反激变换器的控制方法，该控制方法包括：通过检测反馈电压与设定的阈值电压作比较，当反馈电压大于阈值电压Vth1时，操作有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式；当反馈电压小于阈值电压Vth2时，操作有源钳位反激变换器工作在前沿非互补模式或反激模式，当反馈电压在阈值电压Vth2和阈值电压Vth1之间时，保持当前周期的工作模式与上一周期的工作模式一致，其中阈值电压Vth1大于阈值电压Vth2。
在一个实施例中，有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式时，钳位开关管的第二次开通时刻是在主开关管漏源极谐振电压处于波峰时刻，同时也是钳位开关管漏源极谐振电压处于波谷时刻。
在一个实施例中，钳位开关管的第二次导通时刻可以为主开关管漏源谐振电压的任意波峰出现时刻，也即，钳位开关管的第二次导通时刻可为主开关管漏源极谐振电压的第一个波峰出现时刻，也可以在第二到第N个任意一个波峰出现时刻，其中N为正整数。
在一个实施例中，双脉冲非互补模式与前沿非互补模式之间的切换具有一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次驱动信号的导通时间保持不变，且输送至钳位开关管的第二次驱动信号的导通时间在过渡过程中逐渐减小，直至最后没有；前沿非互补模式与到双脉冲非互补模式之间的切换具有另一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次导通的驱动信号的导通时间不变，且输送至钳位开关管的第二次导通的驱动信号的导通时间从某一最小值逐渐增大到主开关管恰好实现零电压开通。
本发明还提供一种有源钳位反激变换器，其包括：变压器、原边电路、副边电路、隔离反馈电路以及控制器，
变压器的原边绕组连接原边电路，变压器的副边绕组连接副边电路；
原边电路具有漏感、钳位电容、主开关管以及钳位开关管，钳位开关的漏极通过钳位电容与漏感的一端连接，钳位开关的源极与主开关管的漏极连接；漏感的另一端与原边绕组连接；
隔离反馈电路与副边电路的输出端连接，用于检测输出端的反馈电压；
控制器分别与主开关管和钳位开关管的连接，用于根据反馈电压对有源钳位反激变换器的工作模式进行控制，具体地：
当反馈电压大于阈值电压Vth1时，控制有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式；当反馈电压小于阈值电压Vth2时，控制有源钳位反激变换器工作在前沿非互补模式或反激模式，当反馈电压在阈值电压Vth2和阈值电压Vth1之间时，保持当前周期的工作模式与上一周期的工作模式一致，其中，阈值电压Vth1大于阈值电压Vth2。
在一个实施例中，有源钳位反激变换器还设有与钳位电容并联电阻，电阻用于消耗工作在反激模式时钳位电容上的能量。
本发明还提供一种有源钳位反激变换器的控制器，其包括：
模式判断模块，用于根据负载大小，操作变换器工作在双脉冲非互补模式或前沿非互补模式；
频率控制模块，用于根据负载大小控制变换器的工作频率；
脉宽控制模块，用于根据负载大小控制变换器的主开关管的导通时间；
时序控制模块，分别与模式判断模块、频率控制模块以及脉宽控制模块连接，用于根据从所述模式判断模块、所述频率控制模块和所述脉宽控制模块输出的控制信号生成驱动信号；
驱动模块，用于对驱动信号进行转换处理并将转换后的驱动信号输入至主开关管和钳位开关管。
在一个实施例中，所述负载大小通过检测反馈电压来实现或通过检测负载电流大小来实现。
本发明还提供一种有源钳位反激变换器的控制方法，该有源钳位反激变换器具有原边电路、副边电路以及连接原边电路和副边电路的变压器，所述原边电路具有主开关管、钳位开关管、钳位电容和漏感，其特征在于，该控制方法包括：
检测负载的大小；
当负载的大小大于第一阈值时，通过控制输送至所述主开关管和钳位开关管的驱动信号，使得有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式，且有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式时，钳位开关管在每个工作周期中接收两次驱动信号，其中，钳位开关管接收的第一次驱动信号的导通时间为钳位电容与漏感的谐振周期的1/4；
当负载的大小小于第二阈值时，通过控制输送至主开关管和钳位开关管的驱动信号，使得有源钳位反激变换器工作在前沿非互补模式或反激模式；
当负载的大小在第二阈值和第一阈值之间时，保持当前周期的工作模式与上一周期的工作模式一致，其中，第一阈值大于第二阈值。
在一个实施例中，当负载的大小小于第三阈值时或者为零时，控制有源钳位反激变换器工作于突发模式，工作于突发模式时，有源钳位反激变换器工作一段时间后休息一段时间。
本发明还提供一种有源钳位反激变换器的控制方法，该有源钳位反激变换器具有原边电路、副边电路以及连接原边电路和副边电路的变压器，所述原边电路具有主开关管、钳位开关管、钳位电容和漏感，该控制方法包括：
检测负载的大小；
根据负载大小，控制输送至主开关管和钳位开关管的驱动信号，使得有源钳位反激变换器在双脉冲非互补模式与前沿非互补模式之间进行切换；
当有源钳位反激变换器从双脉冲非互补模式切换到前沿非互补模式时，在某一设定的时间内，控制输送至钳位开关管的第一次驱动信号，使得第一次驱动信号的导通时间保持不变，同时调整输送至钳位开关管的第二次驱动信号的导通时间，使得第二次驱动信号的导通时间逐渐减小，直到第二次驱动信号减小到为零；
当有源钳位反激变换器从前沿非互补模式切换到双脉冲非互补模式时，在某一设定的时间内，控制输送至钳位开关管的第一次驱动信号，使得第一次驱动信号的导通时间保持不变，同时调整第二次驱动信号的导通时间，使得第二次驱动信号的导通时间逐渐增大，直到主开关管恰好实现零电压开通为止。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
1、变换器在轻载及空载时工作在前沿非互补模式，在轻载以上时工作在双脉冲非互补模式，使得电源***性能更优，可满足欧盟六级能耗要求；
2、双脉冲非互补模式相较于现有的后沿非互补模式，由于增加了一个前沿驱动信号(即第一个驱动信号)，主开关管关断后，漏感与钳位电容谐振不再是通过钳位开关管的体二极管实现的，而是通过钳位开关管来实现，这样就不会存在钳位开关管体二极管反向恢复的问题。
3、双脉冲非互补模式的第一个脉冲信号的导通时间可控，导通时间为钳位电容和漏感谐振周期的1/4，既不会有反向恢复问题，也不会导致谐振电流过零后反向给漏感充电。
附图说明
图1为有源钳位反激变换器的电路原理框图；
图2为本发明实施例一有源钳位反激变换器的原理图；
图3为本发明实施例一模式切换FB电压与频率关系图；
图4为本发明实施例一有源钳位反激变换器工作于前沿非互补模式的理想情况下工作波形图；
图5为本发明实施例一有源钳位反激变换器工作于双脉冲非互补模式的理想情况下工作波形图；
图6为本发明实施例一模式切换阈值回差示意图；
图7为本发明实施例一双脉冲非互补模式切换到前沿非互补模式的过渡过程波形图；
图8为本发明实施例一双脉冲非互补模式第一个驱动信号示意图；
图9为本发明实施例二有源钳位反激变换器的原理图；
图10为本发明实施例二有源钳位反激变换器工作反激模式的理想情况下工作波形图；
图11为本发明实施例二模式切换FB电压与频率关系图；
图12为本发明实施例二模式切换阈值回差示意图；
图13为本发明实施例二过渡过程波形图。
具体实施方式
第一实施例
请参考图2，图2为本发明第一实施例的有源钳位反激变换器的原理图，有源钳位反激变换器700(以下简称为变换器)用于将输入电压转换为输出电压以提供给负载使用，其包括：变压器、原边电路、副边电路、控制器710以及隔离反馈电路720。
变压器的原边绕组NP连接原边电路，变压器的副边绕组NS连接副边电路。
原边电路由漏感LK、励磁电感LM、钳位电容C_c、主开关管S1、钳位开关管S2、励磁电感LM以及电流采样电阻RCS组成。本实施例中，主开关管S1和钳位开关管S2分别为MOS管，钳位开关S2的漏极通过钳位电容C_c与漏感LK的一端连接，钳位开关S2的源极与主开关管S1的漏极连接；漏感LK的另一端与原边绕组NP的异名端连接。
副边电路由整流二极管DR以及输出电容COUT组成，整流二极管DR的阳极与副边绕组NS的同名端连接；整流二极管DR的阴极和输出电容COUT一端连接变压器的输出端，输出电容COUT的另一端与副边绕组NS的异名端连接。
隔离反馈电路720用于检测负载的大小，本实施例中，通过检测反馈信号FB电压(即反馈电压，以下简称为FB电压)来实现负载大小的检测，在其它实施例中，可通过检测负载电流大小来实现负载大小的检测。
控制器710(即变换器700的主控制芯片)，其分别连接主开关管S1和钳位开关管S2的栅极。
控制器710的关键模块电路包括模式判断模块711、频率控制模块712、脉宽控制模块713、时序控制模块714以及驱动模块715。
请参考图2、图3，其中，图3为模式切换FB电压与频率关系图。模式判断模块711通过检测FB电压，再与设定的模式切换阈值电压Vth作比较，当FB电压大于阈值电压Vth时则判断变换器需工作在双脉冲非互补模式并输出相应的模式控制信号；当FB电压小于阈值电压Vth时，则判断变换器需工作在前沿非互补模式或者反激模式并输出相应的模式控制信号。
频率控制模块712通过检测FB电压来实现变换器700工作频率的控制(PFM控制)，FB电压越高，变换器700频率越大；当FB电压减小到一定程度时，频率被锁定，不再跟随FB电压变化。
脉宽控制模块713通过采样FB电压和原边采样电阻RCS产生的峰值信号Vcs，当原边峰值信号Vcs大于FB电压时则关断主开关管S1，实现原边峰值电流控制。
时序控制模块714根据从模式判断模块、频率控制模块和脉宽控制模块输出的控制信号产生驱动信号DRV_1和DRV_2。
驱动模块715用于将主开关管S1驱动信号DRV_1和钳位开关管S2的驱动信号DRV_2转换成主开关管S1的驱动信号GS_1和钳位开关管S2的驱动信号GS_2，以实现变换器700的工作模式、工作频率以及原边峰值电流的控制。
本发明变换器700在轻载及空载变换器700时工作在前沿非互补模式，在轻载以上，工作在双脉冲非互补模式。也即，当检测到FB电压小于阈值电压Vth时，负载认定为轻载，当检测到FB电压大于阈值电压Vth时，负载认定为轻载以上(或重载)。
请参考图4，图4为前沿非互补模式的关键波形。其中表示S1为主开关管S1的驱动信号波形，S2表示钳位开关管S2的驱动电压波形，VDS1表示主开关管S1的漏源极电压波形；ILM表示流过励磁电感LM的电流波形。
阶段一(t0～t1)：该阶段为死区时间，在t0时刻主开关管S1的驱动信号由高电平切换到低电平，原边励磁电流给主开关管S1的输出结电容充电，漏感LK与钳位电容C_c通过钳位开关管S2的体二极管谐振电流给钳位电容C_c充电，当主开关管S1结电容上的电压上升至Vin+nVout时，钳位开关管S2漏源两端的电压下降到零，t1时刻变压器开始向副边传递能量。
阶段二(t1～t2)：在t1时刻，由于钳位开关管S2两端电压下降为零，钳位开关管S2实现零电压开通，漏感LK与钳位电容C_c通过钳位开关管S2谐振，谐振电流给钳位电容C_c继续充电，存储在漏感LK上的能量转移到钳位电容C_c上存储起来，此时变压器依旧向副边传递能量。
阶段三(t2～t3)：在t2时刻，钳位开关管S2关闭，励磁电流未下降到零，继续向副边传递能量直到励磁电流为零。
阶段四(t3～t4)：在t3时刻，励磁电流为零，原边不再向副边传递能量，变压器的原边绕组NP两端电压为零，此时变压器漏感LK和励磁电感LM一起与主开关管S1输出结电容发生谐振直到t4时刻主开关管S1开通，进入下一周期。
轻载工作在前沿非互补模式时，每个周期变换器700都会给钳位电容C_c充电，当钳位电容C_c上的能量充到一定程度时，则会在某一个周期内通过钳位开关管S2把钳位电容C_c上的能量释放出来并回收，这样就避免了在钳位电容C_c上并联大电阻来消耗钳位电容C_c上的能量了，从而提高轻载效率。工作在轻载时，主开关管S1和钳位开关管S2的开关频率在20KHz-35KHz之间，这样既减小驱动损耗和开关损耗，也不会产生可听见噪声。
请参考图5，图5为变换器700工作在双脉冲非互补模式时的波形。其中表示S1为主开关管S1的驱动信号波形，S2表示钳位开关管S2的驱动电压波形，VDS1表示主开关管S1的漏源极电压波形；ILM表示流过励磁电感LM的电流波形；VDS1表示钳位开关管S2的漏源极电压波形。
双脉冲非互补模式工作原理如下所述：
阶段一(t0～t1)：该阶段为死区时间，在t0时刻主开关管S1的驱动信号由高电平切换到低电平，原边励磁电流给主开关管S1的输出结电容充电，漏感LK与钳位电容C_c通过钳位开关管S2的体二极管谐振电流给钳位电容C_c充电，当主开关管S1结电容上的电压上升至Vin+nVout时，钳位开关管S2漏源两端的电压下降到零，t1时刻变压器开始向副边传递能量。
阶段二(t1～t2)：在t1时刻，由于钳位开关管S2两端电压下降为零，钳位开关管S2实现零电压开通，漏感LK与钳位电容C_c通过钳位开关管S2谐振，谐振电流给钳位电容C_c继续充电，存储在漏感LK上的能量转移到钳位电容C_c上存储起来，此时变压器依旧向副边传递能量。
阶段三(t2～t3)：在t2时刻，钳位开关管S2关闭，励磁电流未下降到零，继续向副边传递能量直到t3时刻励磁电流降零。
阶段四(t3～t4)：在t3时刻，励磁电流为零，原边不再向副边传递能量，变压器的原边绕组NP两端电压为零，此时变压器漏感LK和励磁电感LM一起与主开关管S1输出结电容发生谐振直到t4时刻钳位开关管S2再次开通开通。
阶段五(t4～t5)：由于钳位开关管S2再次开通，钳位电容C_c开始放电并且给励磁电感反向励磁，从而产生负向电流，在t5时刻再次关断钳位开关管S2。
阶段六(t5～t6)：t5时刻进入死区时间，由于钳位开关管S2关断，反向电流抽取主开关管S1结电容上的电荷，为下一周期主开关管S1实现ZVS开通创造条件，在t6主开关管S1漏源两端电压下降到零，开通主开关管S1，实现ZVS开通。
请参考图3，图5，从图3中可以看出，当负载从空载慢慢增加的时候，此时变换器700工作在前沿非互补模式，开关频率在一定负载范围内保持不变，当负载继续增大时，开关频率也相应增加，并且FB电压也是随着负载的增大而增大，当负载增大使得反馈电压FB大于模式切换阈值电压Vth时，此时变换器700的工作模式从前沿非互补模式切换到双脉冲非互补模式。随着负载继续增大，FB电压也增大，开关频率增大，当钳位开关管S2的第二次导通时处于主开关管S1的Vds1谐振波形的第一个波峰时，此后的负载增大，会使得开关频率减小，这是因为负载增大，需要的峰值电流变大，导致激磁时间变长，此时钳位开关管S2已经在第一个谐振电压波峰开通了，不能通过改变钳位开关管S2的开通时刻来升高开关频率了，因此当负载增大到一定程度时，开关频率会随着负载的增大而降低。负载减小的工作原理差不多，在此不再赘述。
请参考图6，图6为模式切换阈值回差示意图，在本实施例中，模式切换参考的阈值电压Vth存在回差(分别为阈值电压Vth1和阈值电压Vth2，阈值电压Vth1大于阈值电压Vth2)，防止两种模式之间来回切换，也就是说从双脉冲切换到前沿非互补模式与前沿非互补模式切换到双脉冲的实际FB电压点是不一样的，该回差值可自由设定。
请参考图7，图7为双脉冲非互补模式切换到前沿非互补模式的过渡过程波形图，当FB电压从大于模式切换的阈值电压Vth2逐渐减小到小于模式切换的阈值电压Vth2时，此时变换器700会进入模式切换的过渡过程。过渡过程如下：在某一设定的时间内，双脉冲非互补模式的第一次驱动信号的导通时间不变，第二次驱动信号的导通时间逐渐减小，直到减小到没有该驱动，此时过渡过程完成，变换器700工作在前沿非互补模式。当FB电压从小于模式切换的阈值电压Vth1开始增大到大于模式切换电压Vth1时，变换器700会进入模式切换的过渡过程，过渡过程如下：在设定的时间内，前沿非互补模式驱动保持不变，变为双脉冲非互补模式后，第二次驱动信号的导通时间逐渐增大，直到主开关管S1恰好实现零电压开通为止。
请参考图5、图8，其中，图8为双脉冲非互补模式第一个驱动信号示意图，Vds1表示主开关管S1的漏源极电压波形；GS-2输送至钳位开关管S1的第一个驱动信号；IlK表示漏感LK上的谐振电流。
在主开关管S1关断后，经过一段死区时间第一次开通钳位开关管S2，如果钳位开关管S2的导通时间太短，以钳位开关管S2的导通时间为t0-t1时间段为例，那么只有t0-t1这个时间段谐振电流才是通过钳位开关管S2给钳位电容C_c充电，在t1-t2时间段漏感LK能量还是会有一部分能量通过钳位开关管S2的体二极管给钳位电容C_c充电，此时由于体二极管走电流，反向恢复就会导致t2-t3时间段有负向电流，最终影响效率；如果钳位开关管S2的导通时间太长，从t0-t3，在t2时刻，漏感LK能量全部转移到钳位电容C_c上之后，由于钳位开关管S2还是导通的，此时，钳位电容C_c又会通过钳位开关管S2放电，给漏感LK充电，导致开关管漏源两端电压波动，影响钳位开关管S2后续的QR(准谐振)导通。钳位开关管S2的导通时间过长虽然不会存在体二极管的反向恢复问题，但是带来的影响是一致的。
如果钳位开关管S2的导通时间恰好是在谐振电流过零的点，也就是在t0-t2时间段，那么就不会存在负向电流。因此双脉冲非互补模式的第一个脉冲信号的导通时间控制显得比较重要，从测试波形可以得出钳位开关管S2的导通时间等于钳位电容C_c和漏感LK谐振周期的1/4比较合适。
第二实施例
请参考图9，图9为本发明第二实施例一种有源钳位反激变换器的电路示意图，与实施例一相比，在实施例中，钳位电容C_c的两端并联了一个电阻Rbleed，由于本实施例在轻载时钳位开关管S2是没有驱动的，也就是说，轻空载时，变换器700工作在反激模式，但是不管工作在什么模式，漏感LK上的能量是一直存在的，因此，漏感LK能量会通过钳位开关管S2的体二极管给钳位电容C_c充电，如果不在钳位电容C_c上并联电阻Rbleed，那么钳位电容C_c上的能量会累积，当累积到一定程度时漏感LK能量就充不进去，会导致变换器700工作异常，因此，我们需要在钳位电容C_c两端并联一个电阻来消耗钳位电容C_c上的能量。
请参考图10，图10为变换器700工作在反激模式时的波形。变换器的工作在反激模式时，钳位开关管S2一直处于关闭状态。
请参考图11，图11为双脉冲非互补模式与反激模式切换频率与反馈电压关系图。从图11中可以看出，当负载从空载慢慢增加的时候，此时变换器700工作在反激模式，开关频率在一定负载范围内保持不变，当负载继续增大时，开关频率也相应增加，并且FB电压也是随着负载的增大而增大，当负载增大使得电压FB大于模式切换阈值电压Vth时，此时变换器700的工作模式从反激模式切换到双脉冲非互补模式。
随着负载继续增大，FB电压也增大，开关频率增大，当钳位开关管S2的第二次导通时处于主开关管S1的Vds1谐振波形的第一个波峰时，此后的负载增大，会使得开关频率减小，这是因为负载增大，需要的峰值电流变大，导致激磁时间变长，此时钳位开关管S2已经在第一个谐振电压波峰开通了，不能通过改变钳位开关管S2的开通时刻来升高开关频率了，因此当负载增大到一定程度时，开关频率会随着负载的增大而降低。负载减小的工作原理与实施例一大致相同，在此不再赘述。
请参考图12，需要特别说明的是，模式切换阈值电压Vth存在回差(分别为阈值电压Vth1和阈值电压Vth2，阈值电压Vth1大于阈值电压Vth2)，防止两种模式之间来回切换，也就是说从双脉冲非互补模式切换到反激模式与反激模式切换到双脉冲非互补模式的实际FB电压点是不一样的，该回差值可自由设定。
请参考图12、图13，其中，图13为双脉冲非互补模式与反激模式切换过渡过程波形图，当FB电压从大于模式切换的阈值电压Vth2逐渐减小到小于模式切换的阈值电压Vth2时，此时变换器700会进入模式切换的过渡过程。过渡过程如下：在设定的时间内，双脉冲非互补模式第一次驱动信号的导通时间和第二次驱动信号的导通时间同时逐渐减小，直到减小到都没有该驱动，此时过渡过程完成，变换器700工作在反激模式。
当FB电压从小于模式切换的阈值电压Vth1开始增大到大于模式切换电压Vth1时，变换器700会进入模式切换的过渡过程，过渡过程如下：在设定的时间内，双脉冲非互补模式第一次驱动信号的导通时间和第二次驱动信号的导通时间同时逐渐增大，其中双脉冲非互补模式第一次驱动信号的导通时间增加到钳位电容C_c与漏感LK谐振周期的1/4时就保持不变，第二次驱动信号的导通时间继续增大，直到主开关管S1恰好实现零电压开通为止。

Claims (10)

1.一种有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：将检测到的反馈电压与设定的阈值电压作比较，当反馈电压大于阈值电压Vth1时，操作有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式；当反馈电压小于阈值电压Vth2时，操作有源钳位反激变换器工作在前沿非互补模式或反激模式，当反馈电压在阈值电压Vth2和阈值电压Vth1之间时，保持当前周期的工作模式与上一周期的工作模式一致，其中阈值电压Vth1大于阈值电压Vth2；
双脉冲非互补模式与前沿非互补模式之间的切换具有一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次驱动信号的导通时间保持不变，且输送至钳位开关管的第二次驱动信号的导通时间在过渡过程中逐渐减小，直至最后没有；前沿非互补模式与到双脉冲非互补模式之间的切换具有另一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次导通的驱动信号的导通时间不变，且输送至钳位开关管的第二次导通的驱动信号的导通时间从某一最小值逐渐增大到主开关管恰好实现零电压开通。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式时，钳位开关管的第二次开通时刻是在主开关管漏源极谐振电压处于波峰时刻，同时也是钳位开关管漏源极谐振电压处于波谷时刻。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于：所述钳位开关管的第二次导通时刻为主开关管漏源谐振电压的任意波峰出现时刻。
4.一种有源钳位反激变换器，其特征在于，包括：变压器、原边电路、副边电路、隔离反馈电路以及控制器，
所述变压器的原边绕组连接原边电路，变压器的副边绕组连接副边电路；
所述原边电路具有漏感、钳位电容、主开关管以及钳位开关管，钳位开关的漏极通过钳位电容与漏感的一端连接，钳位开关的源极与主开关管的漏极连接；漏感的另一端与原边绕组连接；
所述隔离反馈电路与副边电路的输出端连接，用于检测输出端的反馈电压；
所述控制器分别与主开关管和钳位开关管的连接，用于根据反馈电压对有源钳位反激变换器的工作模式进行控制，具体地：
当反馈电压大于阈值电压Vth1时，控制有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式；当反馈电压小于阈值电压Vth2时，控制有源钳位反激变换器工作在前沿非互补模式或反激模式，当反馈电压在阈值电压Vth2和阈值电压Vth1之间时，保持当前周期的工作模式与上一周期的工作模式一致，其中，阈值电压Vth1大于阈值电压Vth2；
双脉冲非互补模式与前沿非互补模式之间的切换具有一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次驱动信号的导通时间保持不变，且输送至钳位开关管的第二次驱动信号的导通时间在过渡过程中逐渐减小，直至最后没有；前沿非互补模式与到双脉冲非互补模式之间的切换具有另一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次导通的驱动信号的导通时间不变，且输送至钳位开关管的第二次导通的驱动信号的导通时间从某一最小值逐渐增大到主开关管恰好实现零电压开通。
5.根据权利要求4所述有源钳位反激变换器，其特征在于：还设有与钳位电容并联电阻，所述电阻用于消耗工作在反激模式时钳位电容上的能量。
6.一种有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于，包括：
模式判断模块，用于根据负载大小，操作变换器工作在双脉冲非互补模式或前沿非互补模式；具体地，当所述负载的大小大于第一阈值时，控制所述有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式；当所述负载的大小小于第二阈值时，控制所述有源钳位反激变换器工作在前沿非互补模式，其中第一阈值大于第二阈值；
频率控制模块，用于根据负载大小控制变换器的工作频率；
脉宽控制模块，用于根据负载大小控制变换器的主开关管的导通时间；
时序控制模块，分别与模式判断模块、频率控制模块以及脉宽控制模块连接，用于根据从所述模式判断模块、所述频率控制模块和所述脉宽控制模块输出的控制信号生成驱动信号；
驱动模块，用于对所述驱动信号进行转换处理并将转换后的驱动信号输入至主开关管和钳位开关管；
双脉冲非互补模式与前沿非互补模式之间的切换具有一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次驱动信号的导通时间保持不变，且输送至钳位开关管的第二次驱动信号的导通时间在过渡过程中逐渐减小，直至最后没有；前沿非互补模式与到双脉冲非互补模式之间的切换具有另一过渡过程，在该过渡过程中，输送至钳位开关管的第一次导通的驱动信号的导通时间不变，且输送至钳位开关管的第二次导通的驱动信号的导通时间从某一最小值逐渐增大到主开关管恰好实现零电压开通。
7.根据权利要求6所述的控制器，其特征在于：所述负载大小通过检测反馈电压来实现或通过检测负载电流大小来实现。
8.一种有源钳位反激变换器的控制方法，该有源钳位反激变换器具有原边电路、副边电路以及连接原边电路和副边电路的变压器，所述原边电路具有主开关管、钳位开关管、钳位电容和漏感，其特征在于，该控制方法包括：
检测负载的大小；
当所述负载的大小大于第一阈值时，通过控制输送至所述主开关管和钳位开关管的驱动信号，使得有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式，且有源钳位反激变换器工作在双脉冲非互补模式时，钳位开关管在每个工作周期中接收两次驱动信号，其中，钳位开关管接收的第一次驱动信号的导通时间为钳位电容与漏感的谐振周期的1/4；
当所述负载的大小小于第二阈值时，通过控制输送至所述主开关管和钳位开关管的驱动信号，使得有源钳位反激变换器工作在前沿非互补模式或反激模式；
当所述负载的大小在第二阈值和第一阈值之间时，保持当前周期的工作模式与上一周期的工作模式一致，其中，第一阈值大于第二阈值。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于：当所述负载的大小小于第三阈值时或者为零时，控制有源钳位反激变换器工作于突发模式，工作于突发模式时，有源钳位反激变换器工作一段时间后休息一段时间。
10.一种有源钳位反激变换器的控制方法，该有源钳位反激变换器具有原边电路、副边电路以及连接原边电路和副边电路的变压器，所述原边电路具有主开关管、钳位开关管、钳位电容和漏感，其特征在于，该控制方法包括：
检测负载的大小；
根据负载大小，控制输送至主开关管和钳位开关管的驱动信号，使得有源钳位反激变换器在双脉冲非互补模式与前沿非互补模式之间进行切换；
当有源钳位反激变换器从双脉冲非互补模式切换到前沿非互补模式时，在某一设定的时间内，控制输送至钳位开关管的第一次驱动信号，使得第一次驱动信号的导通时间保持不变，同时调整输送至钳位开关管的第二次驱动信号的导通时间，使得第二次驱动信号的导通时间逐渐减小，直到第二次驱动信号减小到为零；
当有源钳位反激变换器从前沿非互补模式切换到双脉冲非互补模式时，在某一设定的时间内，控制输送至钳位开关管的第一次驱动信号，使得第一次驱动信号的导通时间保持不变，同时调整第二次驱动信号的导通时间，使得第二次驱动信号的导通时间逐渐增大，直到主开关管恰好实现零电压开通为止。
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