CN1135397C - 磁传感器装置和电流传感器装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供特性良好、廉价的磁传感器装置和电流传感器装置。磁传感器装置具备具有磁饱和特性的磁芯(1)和卷绕在该磁芯(1)上的传感器线圈(2)。在传感器线圈(2)的一端上连接了检测线圈(20)的一端。检测线圈(20)的另一端接地。磁传感器装置还具备驱动电路(3)和检测电路(4)，上述驱动电路(3)具有在一部分中包含传感器线圈(2)的串联谐振电路，对传感器线圈(2)供给流过串联谐振电路的谐振电流，作为磁芯(1)达到饱和区那样的交流电流，上述检测电路(4)通过检测流过传感器线圈(2)的谐振电流的变化来检测被测定磁场。

Description

磁传感器装置和电流传感器装置
技术领域
本发明涉及测定比较大的磁场用的磁传感器装置和利用该装置以非接触方式测定大电流用的电流传感器装置。
背景技术
由于磁传感器装置和利用该装置的非接触型的电流传感器装置在工业上有用，故长期以来开发了多种方式的装置。但是，其利用领域较为特殊，故迄今为止，其市场不太大。因而，目前的情况是，关于该类装置在成本方面的开发还不是很充分的。
但是，最近，由于环境问题导致的废气的限制，电动汽车及太阳能发电的开发很活跃。由于在电动汽车及太阳能发电中处理几kW～几十kW的直流功率，故测定几十～几百安培的直流电流的非接触型的电流传感器装置是不可缺少的。由于这样的电流传感器装置的需要量很大，故如果特性有差距且价格不低，则成为电动汽车及太阳能发电本身的普及的妨碍。此外，在电动汽车那样的严格的环境下使用的电流传感器装置中，要求10年以上的长期的可靠性。因此，在社会上对电流传感器装置要求良好的特性、廉价、长期的可靠性高。
在以非接触方式测定电流的情况下，可用变压器的原理简单地测定交流分量。但是，由于不能用该方法来测定直流分量，故采取用磁传感器测定电流发生的磁场的方法。作为该用途的磁传感器，大多采用霍尔元件，也有利用磁阻效应元件或磁通量门(flux gate)元件的例子。
在使用现有技术中开发最多的霍尔元件的电流传感器装置中，例如存在下述的问题。
(1)灵敏度低。
(2)灵敏度离散性大。
(3)温度特性差。
(4)偏移电压的处理麻烦。
在磁阻效应元件中，除了上述的问题外，还有线性差的问题。
关于霍尔元件的问题，已开发了几种解决方法。作为这些方法之一，例如有下述的所谓负反馈法，即，通过施加负反馈，将与元件输出成比例的磁场反相后施加到元件上，使元件输出始终为恒定，以改善灵敏度离散性、温度特性、线性。
但是，在使用负反馈法的情况下，必须将与被检测磁场相同大小的反磁场施加到元件上。因此，在检测电动汽车及太阳能发电的用途那样的几百安培的电流的情况下，即使将反馈磁场发生线圈的圈数作成100圈，反馈电流也为几安培。因而，实际上如果用该方法构成电流传感器装置，则该装置成为极其大型的、高价的装置。
还可考虑下述情况，即，如果磁传感器元件的灵敏度高，则只将被检测磁场的一部分(例如，1/100)施加到元件上，来减少反馈电流，但由于作为磁传感器元件的霍尔元件的灵敏度低，故这样做是困难的。
因此，由于在用非接触方式检测包含直流分量的大电流的电流传感器装置中采用负反馈法是困难的，故难以实现特性良好且廉价的电流传感器装置。
可是，关于磁通量门元件，主要在检测微小的磁场的用途中进行了开发，大电流检测用的技术开发还不太多。但是，磁通量门元件具有结构简单、灵敏度高的特征，故经过逐步的改进，作为大电流用的电流传感器装置的磁场检测部是有效的。
在此，使用图25，说明最简单的磁通量门元件的工作原理。图25是表示卷绕在磁芯上的线圈的电感与线圈电流的关系的特性图。由于磁芯具有磁饱和特性，故如果线圈电流增大，则磁芯的有效导磁率下降，线圈的电感减少。因而，如果预先用磁铁等对磁芯施加偏置磁场B，则外部磁场H0被重叠到偏置磁场上，在该情况下，外部磁场H0的大小可作为线圈的电感的变化来测定。这是最简单的磁通量门元件的工作原理。再有，在图25中，偏置磁场B和外部磁场H0都用换算成线圈电流的大小来表示。
但是，由于在该方法中因磁铁发生的磁场的强度及磁铁与磁芯的位置关系等偏置点B的位置改变，故必须预先将外部磁场为零时的电感值调整为恒定值。但是，对于该值的温度变化及其它外部干扰的不稳定性的补偿是极为困难的。因此，上述的方法不适合于实用。
此外，在棒状磁芯中，由于成为开磁路，故磁滞的影响通常非常小。因此，如果忽略磁芯的磁滞，则由于磁芯的饱和特性与线圈电流的方向无关，故将线圈电流定为正方向时和将线圈电流定为负方向时的电感的变化特性相同。例如，假定图25中的P+点和P-点表示绝对值彼此相等的正方向的线圈电流和负方向的线圈电流。在这些点的附近，电感相对于线圈电流的绝对值的变化的变化特性是相同的。因而，如果对线圈施加交流电流，使得在峰值时磁芯达到饱和区，并测定在电流的正负的各峰值处的电感的减少部分的差，则在外部磁场为零的情况下，该差始终为零。而且，即使磁芯的特性因温度变化及外部干扰而变化，该差也不变化。再有，在本申请中，所谓磁芯的饱和区，指的是磁场的绝对值比磁芯的导磁率为最大导磁率时的磁场的绝对值大的区域。
另一方面，在对磁芯施加外部磁场的情况下，例如，如图25中所示，如果在电流的正方向上施加外部磁场H0，则因为在电流的正的峰值(例如，图25中的Q+点)处电感值减少，在电流的负的峰值(例如，图25中的Q-点)处电感值增加，故该差具有零以外的值。由于该电感值的差与外部磁场有关，故通过测定该电感值的差可测定外部磁场。
这样，在本申请中，将下述方法称为大振幅激励法，即，对线圈施加在峰值时磁芯达到饱和区那样的交流电流，测定电流的正负的各峰值处的电感的减少部分的差的方法。
例如在日本特公昭62-55111号公报、日本特公昭63-52712号公报和日本特开平9-61506号公报中示出了使用这样的大振幅激励法的磁传感器装置。此外，在日本实公平7-23751号公报中示出了通过使用2个偏置用的磁铁能实现与大振幅激励法同样的测定的技术。
由于大振幅激励法能除去温度变化及外部干扰的影响，故是非常优秀的方法。但是，对线圈施加足以使磁芯饱和的交流电流这一点，例如因为存在下述问题，也不是那么简单的。
首先，如果使线圈的圈数增加，则虽然在相同的电流值下的磁动势增加，但线圈的电感也增加。因而，或是必须降低供给线圈的交流电流的频率，或是必须升高电压。但是，电压的上升受到装置的电源电压的限制。此外，频率的降低导致作为传感器的响应频率极限的下降。因此，在哪一种情况下都不能说总是允许的。
其次，如果将磁芯做得极端细，容易饱和，则在线圈的电感中磁芯贡献的部分减少，电感的变化减少。即，磁传感器装置的灵敏度下降。
其次，在改进磁特性使之具有尖锐的饱和特性的情况下，必须使用特殊的磁芯，即不能大量生产的、价格高的磁芯，这样就不能使装置廉价。再者，在作为磁传感器装置的用途而新开发的磁芯中，在电动汽车那样的严格的环境下的10年以上的长期的可靠性方面，还有令人担心之处。
因此，迄今为止，还难以得到能符合上述的社会的要求的磁传感器装置。
在「普及版传感器技术」(大森丰明编，FUJI·TECHNO·SYSTEM有限公司，平成10年7月18日发行)的第135～137页中示出了使用测定外部磁场用的传感器线圈和电容器构成谐振电路、利用使用了该谐振电路的振荡电路来生成大振幅激励法用的交流电流的技术。
但是，在该技术中，在一个磁芯上卷绕了流过大振幅激励法用的交流电流用的励磁线圈和传感器线圈这2个线圈，存在着制造成本变高的问题。
在日本特开昭60-57277号公报、日本特开平4-24574号公报、日本特开平6-94817号公报、美国专利第4384254号、美国专利第4626782号中记载了在使用大振幅激励法的磁传感器装置中利用自激振荡电路进行激励的例子。
此外，在日本特开平2-287266号公报、日本特开平3-135780号公报、日本特开平3-191870号公报、美国专利第4503395号中记载了使用磁通量门元件的磁传感器装置中的输出检测方法的例子。
但是，在使用磁通量门元件的磁传感器装置中，在其一部分中使用包含传感器线圈的谐振电路、对传感器线圈供给大振幅激励法用的交流电流的情况下，为了检测被测定磁场，必须在检测传感器线圈的电感变化方面下工夫。即，作为检测传感器线圈的电感变化的方法，可考虑检测传感器线圈两端的电压变化的方法及检测振荡频率的变化的方法。但是，在前者中，存在在谐振状态下电压变化的检测变得困难的问题。此外，在后者中，由于振荡频率与电感的平方根成比例，故存在灵敏度低、不实用的问题。
此外，如上所述，在使用磁  通量门元件的磁传感器装置中，在使用谐振电路对传感器线圈供给大振幅激励法用的交流电流的情况下，为了进而采用负反馈法，必须在必须以谐振不中止的方式来供给负反馈电流方面下工夫。
在日本特开昭60-185179号公报、日本特开平9-257835号公报中记载了在使用磁磁通量门元件的磁传感器装置中采用负反馈法的例子。但是，在这些例子中，没有考虑使用谐振电路对传感器线圈供给大振幅激励法用的交流电流的情况。
此外，如已叙述的那样，由于大振幅激励法能除去温度变化及外部干扰的影响，故是非常优秀的方法。但是，即使使用该大振幅激励法，在实际的磁传感器装置及电流传感器装置中还存在下述的问题。
在大振幅激励法中，从原理上讲，在外部磁场为零时，振荡电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感的减少部分(以下，称为电感变化量)的差始终为零，即使传感器磁芯的特性因温度变化或外部干扰而变化，该差也不变。但是，实际上，由于激励电流的波形的失真，激励电流的正的峰值与负的峰值不完全对称。其结果，即使在外部磁场为零时，在激励电流的正负的各峰值上的电感中也存在微小的差。如果激励电流的正负的各峰值上的电感变化，则该差与该变化的大小直接成比例地变化。因而，在外部磁场为零时起因于激励电流的波形的失真而产生的传感器装置的测定误差(以下，称为偏移误差)受到导致振荡电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感的变化的外部干扰的影响。
在此，考虑在存在偏移误差、该误差受到外部干扰的影响那样的传感器装置中应用负反馈法的情况。在负反馈法中，从原理上讲，这样来进行控制，对传感器磁芯供给正好抵销施加到传感器磁芯上的外部磁场的抵销磁场，使得传感器磁芯内部的磁场始终为零。传感器磁芯内部的磁场为零这一点通过激励电流的正负的各峰值上的电感变化量的差为零来检测。此时，因为未知的外部磁场与已知的抵销磁场大小相等，故根据抵销磁场可求出外部磁场。
在此，假定存在偏移误差、该误差受到外部干扰的影响。在该情况下，由于上述的抵销磁场，振荡电流的正负的各峰值上的电感变化量的差也为零。但是，此时，传感器磁芯内部的磁场不为零，在传感器磁芯内部，施加了利用上述的抵销磁场来产生对应于绝对值与偏移误差相等的测定信号的电感变化量的差的反方向的磁场。
因而，偏移误差受到外部干扰的影响而变化的情况与相对于外部磁场的抵销磁场(该磁场对应于传感器装置的测定信号)受到外部干扰的影响的情况是等效的。因此，在由于激励电流的波形的失真激励电流的正的峰值与负的峰值存在非对称性的情况下，将大振幅激励法与负反馈法组合起来的磁通量门磁传感器装置或电流传感器装置的测定信号就受到使激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化那样的外部干扰的影响。
在使激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化的外部干扰中，存在以下的各种干扰。
(1)起因于传感器线圈激励驱动电路的电源电压变动的干扰。
(1-1)因电源电压变动引起的激励电流振幅的变动。
(1-2)因电源电压变动引起的激励电流波形的失真的变动。
(2)起因于温度变化的干扰。
(2-1)磁芯的磁特性的温度变化。
(2-2)传感器线圈的热变形。
(2-3)因热膨胀等引起的磁芯的应力的变动。
(2-4)因激励电流或反馈电流引起的传感器线圈的发热。
(2-5)因激励电路的温度特性、特别是有源元件的温度特性引起的激励振幅的变动。
如上所述，个别地补偿原因不同的数量多的电感变动主要原因是极为困难的。迄今为止，例如通过将传感器装置的电源作成恒压电源来抑制电源电压的变动，使用热敏电阻等对温度敏感的元件来校正温度特性。但是，采用恒定电压电源存在下述问题：不仅导致成本上升，而且引起功耗的增加。此外，在使用热敏电阻来校正温度特性的情况下，存在下述问题：确定校正特性是困难的，而且，在较多的情况下，不能完全进行校正。
如至今已叙述的那样，在磁通量门磁传感器装置或电流传感器装置中，通过采用大振幅激励法及负反馈法，存在能实现具有对于外部干扰的优良的稳定性的磁传感器装置或电流传感器装置的可能性。但是，在现有的磁通量门磁传感器装置或电流传感器装置中，因为有因外部干扰，激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感发生变化，测定误差发生变动的情况，故未能充分产生大振幅激励法及负反馈法所具有的「对于外部干扰的优良的稳定性」的特征。
发明的公开
本发明的第1个目的在于提供特性良好、廉价的磁传感器装置和电流传感器装置。
本发明的第2个目的在于，除了上述第1个目的外，提供长期的可靠性高的磁传感器装置和电流传感器装置。
本发明的第3个目的在于提供对于外部干扰稳定的磁传感器装置和电流传感器装置。
本发明的第1磁传感器装置或电流传感器装置具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；以及
对于上述传感器线圈串联地连接的电感元件。
在本发明的第1磁传感器装置或电流传感器装置中，利用驱动装置对传感器线圈供给流过在一部分中包含传感器线圈的串联谐振电路的谐振电流。对于传感器线圈串联地连接的电感元件例如用来检测流过传感器线圈的谐振电流的变化，或用来对传感器线圈供给，包含直流、即频率为零的电流的具有串联谐振电路的谐振频率以外的频率的第2电流。再有，在本申请中，所谓磁芯，指的是由具有磁饱和特性的磁性体构成的、线圈被卷绕在其上的芯。此外，所谓驱动传感器线圈，指的是对传感器线圈供给交流电流。
本发明的第2磁传感器装置或电流传感器装置具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；以及
检测装置，通过检测流过上述传感器线圈的谐振电流的变化，来检测被测定磁场。
在本发明的第2磁传感器装置或电流传感器装置中，利用驱动装置对传感器线圈供给流过在一部分中包含传感器线圈的串联谐振电路的谐振电流，利用检测装置来检测流过传感器线圈的谐振电流的变化，来检测被测定磁场。
在本发明的第2磁传感器装置或电流传感器装置中，谐振电流例如是磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
此外，在本发明的第2磁传感器装置或电流传感器装置中，检测装置例如具有：***到串联谐振电路中的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
此外，在本发明的第2磁传感器装置或电流传感器装置中，驱动装置例如具有对于串联谐振电路供给调谐到串联谐振电路的谐振频率上的交流电流的交流电源。
此外，在本发明的第2磁传感器装置或电流传感器装置中，驱动装置例如具有包含串联谐振电路的振荡电路。此时，振荡电路可以是clapp振荡电路，也可以是colpitts振荡电路。
此外，在本发明的第2磁传感器装置或电流传感器装置中，磁芯例如用铁氧体材料来形成。
本发明的第3磁传感器装置或电流传感器装置具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，对上述传感器线圈供给交流电流来驱动上述传感器线圈；
对于上述传感器线圈串联地连接的电感元件；以及
对在上述电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
在本发明的第3磁传感器装置或电流传感器装置中，利用驱动装置对传感器线圈供给交流电流，利用微分电路对于传感器线圈串联地连接的电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号。
在本发明的第3磁传感器装置或电流传感器装置中，交流电流例如是磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
此外，在本发明的第3磁传感器装置或电流传感器装置中，磁芯例如用铁氧体材料来形成。
本发明的第4磁传感器装置或电流传感器装置具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；以及
电流供给装置，对上述传感器线圈供给，包含直流、即频率为零的电流的具有上述串联谐振电路的谐振频率以外的频率的第2电流。
在本发明的第4磁传感器装置或电流传感器装置中，利用驱动装置对传感器线圈供给流过在一部分中包含传感器线圈的串联谐振电路的谐振电流，此外，利用电流供给装置对传感器线圈供给，包含直流的具有串联谐振电路的谐振频率以外的频率的第2电流。
此外，在本发明的第4磁传感器装置或电流传感器装置中，谐振电流例如是磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
此外，在本发明的第4磁传感器装置或电流传感器装置中，驱动装置例如具有包含串联谐振电路的振荡电路。
此外，在本发明的第4磁传感器装置或电流传感器装置中，电流供给装置例如构成串联谐振电路的一部分，从串联谐振电路来看，具有对于传感器线圈以交流方式并联连接的第2线圈，经由该第2线圈对传感器线圈供给第2电流。此时，例如，第2线圈的电感值是传感器线圈的电感值以上。此外，电流供给装置例如还具有对于第2线圈并联连接的静电电容元件，将由该静电电容元件和第2线圈产生的并联谐振频率设定为与串联谐振电路的谐振频率大致相同。
此外，本发明的第4磁传感器装置或电流传感器装置例如也可以还具备根据流过传感器线圈的谐振电流来检测被测定磁场的检测装置。此时，检测装置例如根据流过传感器线圈的谐振电流中的磁芯达到饱和区的部分来检测被测定磁场。此外，检测装置例如根据流过传感器线圈的谐振电流中的正负非对称分量来检测被测定磁场。此外，检测装置例如具有：***到串联谐振电路中的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
此外，在本发明的第4磁传感器装置或电流传感器装置中，电流供给装置例如对传感器线圈供给第2电流，使得流过传感器线圈的谐振电流始终为正负对称。
本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，对上述传感器线圈供给上述磁芯达到饱和区那样的交流的驱动电流，来驱动上述传感器线圈；
被测定磁场检测装置，通过检测上述传感器线圈的电感的变化，来检测被测定磁场；
电感变化量检测装置，等效地检测上述磁芯的饱和区中的电感变化量；以及
控制装置，根据上述电感变化量检测装置检测出的电感变化量来控制上述驱动电流。
在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，利用驱动装置对传感器线圈供给磁芯达到饱和区那样的交流的驱动电流以驱动传感器线圈，利用被测定磁场检测装置检测传感器线圈的电感的变化，来检测被测定磁场。此外，利用电感变化量检测装置等效地检测磁芯的饱和区中的电感变化量，利用控制装置根据该电感变化量来控制上述驱动电流。
在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，控制装置例如这样来控制驱动电流，使得利用电感变化量检测装置检测出的电感变化量恒定。
此外，在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，控制装置例如等效地控制驱动装置的工作电压。
此外，在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，控制装置例如等效地控制驱动装置的工作点。
此外，在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，电感变化量检测装置例如根据磁芯的饱和区中的驱动电流检测出电感变化量。此时，电感变化量检测装置例如具有：对于传感器线圈串联连接的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与电感变化量对应的信号的微分电路。
此外，在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，被测定磁场检测装置例如具有：对于传感器线圈串联连接的的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
此外，在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，驱动装置例如具有在确定振荡时间常数的电路的一部分中包含传感器线圈的自激振荡电路。此时，自激振荡电路例如可以是clapp振荡电路，也可以是colpitts振荡电路。
此外，在本发明的第5磁传感器装置或电流传感器装置中，例如也可以还具备对传感器线圈供给对被测定磁场检测装置的输出进行负反馈用的负反馈电流的负反馈电流供给装置。
本发明的其它目的、特征和利益通过以下的说明将会很清楚。
附图的简单说明
图1是示出与本发明的第1实施形态有关的磁传感器装置的结构的电路图。
图2A至图2F是说明与本发明的第1实施形态有关的磁传感器装置的工作用的波形图。
图3是示出与本发明的第1实施形态有关的磁传感器装置的变形例的结构的电路图。
图4是示出与本发明的第1实施形态有关的磁传感器装置的另一变形例的结构的电路图。
图5是示出与本发明的第1实施形态有关的磁传感器装置的又一变形例的结构的电路图。
图6是示出与本发明的第1实施形态有关的磁传感器装置的再一变形例的结构的电路图。
图7是示出与本发明的第2实施形态有关的电流传感器装置的结构的电路图。
图8是示出与本发明的第2实施形态有关的电流传感器装置的特性的一例的特性图。
图9是示出与本发明的第3实施形态有关的磁传感器装置的结构的电路图。
图10是说明本发明的第3和第4各实施形态中的反馈电流的供给方法用的说明图。
图11是说明本发明的第3和第4各实施形态中的反馈电流的供给方法用的说明图。
图12是说明本发明的第3和第4各实施形态中的反馈电流的供给方法用的说明图。
图13是示出与本发明的第3实施形态有关的磁传感器装置的变形例的结构的电路图。
图14是示出与本发明的第4实施形态有关的电流传感器装置的结构的电路图。
图15是示出与本发明的第4实施形态有关的电流传感器装置的特性的一例的特性图。
图16是示出与本发明的第5实施形态有关的电流传感器装置的概略的结构的方框图。
图17是示出图16中的传感器线圈的附近的说明图。
图18是示出图16中的交流驱动源、电流检测部和检测电路的结构的一例的电路图。
图19是示出图16中的交流驱动源、电流检测部和检测电路的结构的另一例的电路图。
图20是示出图16中的激励电流控制电路的结构的第1例的电路图。
图21是示出图16中的激励电流控制电路的结构的第2例的电路图。
图22是示出图16中的激励电流控制电路的结构的第3例的电路图。
图23是示出图16中的激励电流控制电路的结构的第4例的电路图。
图24是示出与本发明的第5实施形态有关的电流传感器装置的整体的电路结构的一例的电路图。
图25是说明磁通量门元件的工作原理用的说明图。
实施发明的最佳形态
以下，参照附图详细地说明本发明的实施形态
[第1和第2实施形态的概略]
首先，说明本发明的第1和第2实施形态的概略。第1实施形态涉及利用磁通量门元件的磁传感器装置，第2实施形态涉及使用了与第1实施形态有关的磁传感器装置的电流传感器装置。此外，在第1和第2实施形态中，使用大振幅激励法。与第1实施形态有关的磁传感器装置具备：具有磁饱和特性的磁芯；卷绕在磁芯上的传感器线圈；驱动电路，具有使用了该传感器线圈和静电电容元件(电容器)的串联谐振电路，将流过串联谐振电路的谐振电流作为磁芯达到饱和区那样的交流电流供给传感器线圈；以及检测电路，通过检测出流过传感器线圈的谐振电流的变化来检测出被测定磁场。驱动电路例如具有包含串联谐振电路的振荡电路。
通过将卷绕在磁芯上的传感器线圈作为振荡电路的一部分，必然对传感器线圈供给对于由电源电压限制的电流值成为谐振电路的Q值倍的交流电流。Q值一般为10～100。因而，按照第1和第2各实施形态，可使用铁氧体等可靠性良好且由于大量生产而廉价的磁芯，同时对于利用通常技术构成的廉价且小型的传感器线圈，可供给足以使磁芯充分地饱和的交流电流。此外，由于利用谐振电流，故流过传感器线圈的电流的频率与交流电流的频率无关。因而，作为交流电流的频率，可选择作为磁传感器装置的频率灵敏度所需要的任意的频率，例如，提高交流电流的频率，可使磁传感器装置的频率灵敏度提高。
但是，在利用谐振电流的情况下，在将传感器线圈的电感的变化作为磁传感器装置的输出信号来取出的方面，需要下工夫。即，如已叙述的那样，在检测传感器线圈两端的电压变化的方法中，存在在谐振状态下电压变化的检测是困难的这样的问题，在检测振荡频率的变化的方法中，由于振荡频率与电感的平方根成比例，故存在灵敏度低、不实用的问题。
在本发明的第1和第2各实施形态中，作为将传感器线圈的电感的变化作为磁传感器装置的输出信号来取出的方法，使用检测谐振电流的波形变化的方法。为了检测谐振电流的波形变化，可考虑将电阻串联地***谐振电路中，检测其两端的电压。但是，将电阻***到谐振电路中使谐振电路的Q值下降，导致激励传感器线圈的交流电流(谐振电流)的不足。如果为了防止这一点而使电阻很小，则需要在宽的频带内放大系数恒定的放大器，这样磁传感器装置的价格变高。
因此，在本发明的第1和第2各实施形态中，作为检测谐振电流的波形变化的方法，采用在包含传感器线圈的谐振电路中***饱和电流值大的检测用的电感元件，用微分电路对其两端的电压进行微分的方法。
[第1实施形态]
其次，说明与本发明的第1实施形态有关的磁传感器装置。图1是示出与本实施形态有关的磁传感器装置的结构的电路图。
与本实施形态有关的磁传感器装置具备具有磁饱和特性的磁芯1和卷绕在该磁芯1上的传感器线圈2。在传感器线圈2的一端上连接了作为电感元件的检测线圈20的一端。检测线圈20的另一端接地。磁传感器装置还具备驱动电路3和检测电路4，其中，驱动电路3具有在一部分中包含传感器线圈2的串联谐振电路，将流过串联谐振电路的谐振电流作为磁芯1达到饱和区那样的交流电流供给传感器线圈2；检测电路4通过检测出流过传感器线圈2的谐振电流的变化来检测出被测定磁场。
驱动电路3具有包含串联谐振电路的振荡电路。该振荡电路如以下那样来构成。即，振荡电路具有晶体管11。晶体管11的基极通过谐振用电容器12与传感器线圈2的另一端连接。晶体管11的基极上连接了反馈用电容器13的一端。反馈用电容器13的另一端上连接了反馈用电容器14的一端和晶体管11的发射极。反馈用电容器14的另一端接地。晶体管11的发射极通过负载用线圈15接地。晶体管11的集电极与电源输入端16连接，同时通过偏置电阻17与基极连接。该振荡电路成为Clapp振荡电路的结构。其中，如果将电容器12、13、14的电容量分别设为Cs、Cb、Ce，则Cs＜＜Cb、Ce。
检测电路4如以下那样来构成。在传感器线圈2与检测用线圈20的连接点上连接了电容器21的一端，电容器21的另一端通过电阻22接地。这些电容器21和电阻22构成了对在检测用线圈20的两端发生的电压进行微分，输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
在电容器21与电阻22的连接点上连接了二极管23的阳极和二极管25的阴极。二极管23的阴极通过电容器24接地。二极管25的阳极通过电容器26接地。二极管23和电容器24构成了正方向峰值保持电路，二极管25和电容器26构成了负方向峰值保持电路。
二极管23与电容器24的连接点通过电阻27连接到检测输出端29上。二极管25与电容器26的连接点通过电阻28连接到检测输出端29上。电阻27、28构成了对由正方向峰值保持电路保持的正方向输出值与由负方向峰值保持电路保持的负方向输出值进行加法运算的电阻加法电路。也可使检测输出端29的输出电压为磁传感器装置的电源电压以上。
再有，检测用线圈20可以是作为驱动电路3的振荡电路的一部分，也可以是检测电路4的一部分。
以下，关于图1中示出的磁传感器装置的各构成要素，举出具体的一例。作为磁芯1，使用了由Ni-Cu-Zn系列的铁氧体来形成的、直径为0.8mm、长度为2.5mm的棒状磁芯。作为传感器线圈2，例如使用了在上述磁芯1上卷绕了250圈的直径为0.03mm的涂敷了氨基甲酸乙酯的导线的线圈。该传感器线圈2的电感Ls为500μH，电感为1/2的线圈电流为60mA。再有，磁芯1的形状不限于棒状，也可以是鼓型或其它形状。
作为检测用线圈20，使用了电感Ld为22μH的市场上出售的电感元件。在此，由于Ld＜＜Ls，故振荡电路的振荡频率大体由传感器线圈2的电感Ls和谐振用电容器12的电容量Cs来确定。在Cs＝2700pF时，振荡频率、即磁传感器装置的激励频率为150kHz。在利用了磁磁通量门元件的磁传感器装置中，由于对于激励电流的1个周期在正负的2点处取样，故取样频率为激励频率的2倍。作为响应的极限频率的Nyquist频率为取样频率的1/2。因而，磁传感器装置的Nyquist频率为150kHz。但是，如果注意到传感器线圈2和谐振用电容器12的耐压，则也可将振荡频率提高到约500kHz。
在电路工作电压为5V时，在传感器线圈2与谐振用电容器12的连接点处的振荡振幅实测为60VP-P。因为传感器线圈2和检测用线圈20的电感(500+22)μH在150kHz下的阻抗为492Ω，故传感器线圈2由122mAP-P即正负约60mA的交流电流来驱动，磁芯1达到饱和区。
其次，说明与本实施形态有关的磁传感器装置的作用。利用作为驱动电路3的振荡电路，将磁芯1达到饱和区那样的交流电流供给传感器线圈2。该交流电流是对于由电源电压限制的电流值成为谐振电路的Q值倍的谐振电流。在本实施形态中，作为将传感器线圈2的电感的变化作为磁传感器装置的输出信号来取出的方法，使用检测谐振电流的波形变化的方法。具体地说，用由电容器21和电阻22构成的微分电路对相对于传感器线圈2串联地连接的、饱和电流值大的检测用线圈20的两端的电压进行微分。而且，利用由二极管23和电容器24构成的正方向峰值保持电路保持微分电路的输出的正方向输出值，利用由二极管25和电容器26构成的负方向峰值保持电路保持微分电路的输出的负方向输出值，利用由电阻27、28构成的电阻加法电路对正方向输出值和负方向输出值进行加法运算，从检测输出端29输出。
图2A至图2F是说明与本实施形态有关的磁传感器装置的工作用的波形图。图2A表示在没有外部磁场时的检测用线圈20两端的电压波形。图2B表示图2A中示出的电压波形的微分波形。从这些图可明白，在没有外部磁场时，微分波形的正负的各峰值的和(绝对值的差)为零。
图2C表示对传感器线圈2施加某个方向的外部磁场时的检测用线圈20的两端的电压波形。图2D表示图2C中示出的电压波形的微分波形。图2E表示对传感器线圈2施加与图2C的情况相反的方向的外部磁场时的检测用线圈20的两端的电压波形。图2F表示图2E中示出的电压波形的微分波形。如这些图中所示，在对传感器线圈2施加外部磁场时，微分波形相对于零电平为非对称的。其结果，微分波形的正负的各峰值的和(绝对值的差)为零以外的值，该值与外部磁场有关。这样，按照本实施形态，从微分波形的正负的各峰值的和(绝对值的差)可测定外部磁场。
如以上所说明的那样，按照本实施形态，由于对传感器线圈2供给谐振电路的谐振电流，故可容易地对传感器线圈2供给磁芯1达到饱和区那样的交流电流。此外，由于没有必要在磁芯1上除传感器线圈2之外卷绕励磁用的线圈，故结构变得简单。
此外，按照本实施形态，通过对谐振电路***检测用线圈20，可简单地得到伏特级的检测输出而不会使谐振电路的Q值下降，即，不会产生供给传感器线圈2的谐振电流的不足。此外，关于峰值保持电路，也可使用采用了二极管和电容器的简单且廉价的电路。再有，关于检测用线圈20，即使其电感值为传感器线圈2的电感值的百分之几，也能得到足够大的输出。因而，由于检测用线圈20的圈数少、通常，饱和电流值足够大，故不会因传感器线圈2的驱动电流(谐振电流)而饱和。
以下，列出了与本实施形态有关的磁传感器装置的特征。
(1)由于能使用大振幅激励法，故特性良好。
(2)由于能利用采用了从很早前就大量生产的、具有明确的10年以上的长期的可靠性的铁氧体那样的材料的磁芯，故长期的可靠性高。
(3)对于传感器部不需要特殊的制造方式。
(4)由于利用谐振电流，故能以低的电源电压、高的频率来驱动传感器线圈。
(5)由于能不使用任何特殊的材料及特殊的方式来制造，电路也非常简单，故可很廉价地制造，可适应大量的需要。
(6)频率灵敏度良好。
(7)由于利用谐振电流，故功耗低。
(8)由于结构简单，故是小型、轻量的。
从以上所述可知，将与本实施形态有关的磁传感器装置用于电动汽车及太阳能发电的直流电流的控制是极为有效的。
其次，参照图3至图6，说明本实施形态的几种变形例。
首先，在图1中示出的磁传感器装置中，作为振荡电路使用了Clapp振荡电路，但在传感器线圈2的饱和电流值可小、驱动电压可低的情况下，也可使用Colpitts振荡电路作为振荡电路。Colpitts振荡电路的电路结构与图1的电路结构相同，可通过把电容器12、13、14的电容量Cs、Cb、Ce的关系设定为Cs＞＞Cb、Ce来实现。
再有，在Colpitts振荡电路的情况下，电容器12不作为谐振用，而是用于隔直流。因而，在使用Colpitts振荡电路的情况下，也可将磁传感器装置的电路结构作成图3中示出的电路结构。在图3中示出的电路结构中，去掉了图1中的电容器12，设置了电容器32。晶体管11的基极和电阻17的一端连接到电容器32的一端上。电容器32的另一端连接到传感器线圈2与电容器13的连接端上。
图4中示出了使用了其它结构的Colpitts振荡电路的磁传感器装置的电路结构。在该例中，构成了使用倒相器的Colpitts振荡电路。在图4中示出的磁传感器装置中，在传感器线圈2的一端上连接了电容器71的一端和倒相器73的输入端。电容器71的另一端上连接了检测用线圈20的一端。在检测用线圈20的另一端上连接了电容器72的一端。电容器72的另一端与传感器线圈2的另一端连接，同时，与倒相器73的输出端连接。此外，在检测用线圈20的一端上连接了微分电路的电容器21的一端，检测用线圈20的另一端接地。如图4中示出的例子那样，检测用线圈20不一定必须直接与传感器线圈2连接，***谐振电路中即可。
在图5中示出的磁传感器装置中，作为驱动电路，使用了交流电源81来代替图1中示出的振荡电路。交流电源81的一端与传感器线圈2的另一端连接，交流电源81的另一端接地。
在图6中示出的磁传感器装置中，与图1相同，将谐振用电容器12连接到传感器线圈2的另一端上，构成串联谐振电路，同时，设置了对于该串联谐振电路，供给调谐到谐振频率上的交流电流的交流电源81。交流电源81的一端通过谐振用电容器12与传感器线圈2的另一端连接，交流电源81的另一端接地。
[第2实施形态]
其次，说明与本发明的第2实施形态有关的电流传感器装置。图7是示出与本实施形态有关的电流传感器装置的结构的电路图。与本实施形态有关的电流传感器装置使用与第1实施形态有关的磁传感器装置来构成。
与本实施形态有关的电流传感器装置具备以包围被测定电流通过的导电部61的方式而设置的、在一部分中具有间隙的磁轭62。而且，在磁轭62的间隙内配置了与第1实施形态有关的磁传感器装置中的磁芯1和传感器线圈2。与本实施形态有关的电流传感器装置的其它结构和与第1实施形态有关的磁传感器装置相同。
以下，说明实际制造的电流传感器装置的具体的一例。在该例中，作为磁轭62，使用了由Mn-Zn系列的铁氧体形成的环形铁芯。关于磁轭62的形状，外径为20mm、内径为10mm、厚度为5mm，具有宽度8mm的间隙。在该例中，能将电流传感器装置的整体形状作成20mm×30mm×6mm，非常小。该电流传感器装置以+5V的单一电源工作，消耗电流为25mA，重量为9g。
图8示出了通过配置在与本实施形态有关的电流传感器装置的磁轭62的内侧的导电部61的被测定电流与电流传感器装置的输出电压的关系的一例。如该图中所示，按照与本实施形态有关的电流传感器装置，可在宽的电流值的范围内得到线性良好的输出电压特性。因而，该电流传感器装置用于电动汽车及太阳能发电的直流电流的控制是极为有效的。
本实施形态中的其它的作用和效果与第1实施形态相同。
再有，在第1和第2实施形态中举出的驱动电路3的结构及检测电路4的结构是一例，可使用通常的技术作各种变更。
由于按照包含第1实施形态的本发明的磁传感器装置或包含第2实施形态的本发明的电流传感器装置，利用驱动装置，作为磁芯达到饱和区那样的交流电流，对传感器线圈供给流过在一部分中包含传感器线圈的串联谐振电路的谐振电流，利用检测装置，检测出流过传感器线圈的谐振电流的变化，由此，来检测出被测定磁场，故可提供特性良好、廉价、长期的可靠性高的磁传感器装置或电流传感器装置。
此外，在串联谐振电路中***电感元件、对在该电感元件的两端发生的电压进行微分来检测与被测定磁场对应的信号的情况下，可进一步检测出被测定磁场而不会产生对传感器线圈供给的谐振电流的不足。
此外，在驱动装置具有包含串联谐振电路的振荡电路的情况下，可进一步用低的电源电压来驱动传感器线圈。
此外，由于按照包含第1实施形态的发明的磁传感器装置或包含第2实施形态的发明的电流传感器装置，利用驱动装置，对传感器线圈供给磁芯达到饱和区那样的交流电流，利用微分电路，对在相对于传感器线圈串联地连接的电感元件的两端发生的电压进行微分，来检测与被测定磁场对应的信号，故可对传感器线圈供给谐振电流，而且可检测出被测定磁场而不会产生谐振电流的不足，可提供特性良好、廉价、长期的可靠性高的磁传感器装置或电流传感器装置。
此外，在利用铁氧体材料形成磁芯的情况下，可进一步提高长期的可靠性。
[第3和第4实施形态的概略]
其次，说明本发明的第3和第4实施形态的概略。第3实施形态涉及利用磁通量门元件的磁传感器装置，第4实施形态涉及使用了与第3实施形态有关的磁传感器装置的电流传感器装置。
在本发明的第3和第4实施形态中，与第1和第2实施形态相同，作为对传感器线圈供给磁芯达到饱和区那样的交流电流的装置，使用了包含具有传感器线圈和静电电容元件(电容器)的串联谐振电路的振荡电路，对传感器线圈供给流过串联谐振电路的谐振电流。
此外，在第3和第4各实施形态中，从谐振电流的电流值或波形检测出传感器线圈的电感的变化。这样，可由作为磁通量门元件的传感器线圈得到与外部磁场对应的输出信号。
在此，如果对传感器线圈供给与外部磁场反向的磁动势，则传感器线圈始终在外加磁场为零的状态下工作，可实现负反馈法。
再有，作为实现负反馈法的方法，一般来说，可考虑在相同的磁芯上卷绕传感器线圈和反馈线圈，对于反馈线圈从电压源供给反馈电流的方法。但是，在利用振荡电路对传感器线圈供给谐振电流的情况下，存在以下那样的问题。即，在该方法中，传感器线圈和反馈线圈通过磁芯进行电磁耦合。此外，一般来说电压源的阻抗低。因此，谐振电流被分流到反馈线圈一侧，振荡电压下降，振荡停止。因此，不能采用使用反馈线圈的方法。
因此，在第3和第4各实施形态中，对传感器线圈供给反馈电流。在此，由于传感器线圈构成了谐振电路的一部分，故对传感器线圈供给反馈电流的方法必须利用没有谐振电流的损耗的方法来进行。
因此，可考虑以对于谐振电流的频率为高阻抗对传感器线圈供给反馈电流的方法。作为以高阻抗供给电流的方法，有使用恒流电路或高电感的扼流圈的方法。
由于在传感器线圈中发生了大的谐振电压，故使用恒流电路的方法可适用于传感器线圈的饱和电流值小、谐振电压低的情况。此外，使用扼流圈的方法在扼流圈的形状及价格不成为大问题时，可适用于谐振频率足够高的情况。
但是，在第3和第4各实施形态中，用比上述的使用恒定电流电路或高电感的扼流圈的方法好的方法对传感器线圈供给反馈电流。以下，参照图10至图12，说明第3和第4各实施形态中的反馈电流的供给方法。
作为第3和第4各实施形态中的振荡电路，Clapp振荡电路和
作为第3和第4各实施形态中的振荡电路，Clapp振荡电路和Colpitts振荡电路是最佳的。图10是示出Clapp振荡电路的结构的一例的电路图。该振荡电路具备构成串联谐振电路的谐振用线圈91和谐振用电容器12。谐振用线圈91的一端接地，另一端与谐振用电容器12的一端连接。振荡电路还具有晶体管11。晶体管1的基极与谐振用电容器12的另一端连接。晶体管11的基极上连接了反馈用电容器13的一端。反馈用电容器13的另一端上连接了反馈用电容器14的一端和晶体管11的发射极。反馈用电容器14的另一端接地。晶体管11的发射极通过负载用线圈15接地。晶体管11的集电极与电源输入端16连接，同时通过偏置电阻17与基极连接。在该Clapp振荡电路中，如果将电容器12、13、14的电容量分别设为Cs、Cb、Ce，则Cs＜＜Cb、Ce。再有，作为振荡电路也可以使用Colpitts振荡电路。Colpitts振荡电路的电路结构与图10的电路结构相同，可通过把电容器12、13、14的电容量Cs、Cb、Ce的关系设定为Cs＞＞Cb、Ce来实现。
在图10中示出的振荡电路中，谐振用线圈91的一端的电位为接地电位。
其次，如图11中所示，考虑将图10中的谐振用线圈91置换成为将2个线圈92、93并联连接的结构。在该结构中，各线圈92、93的各一端的电位为接地电位，各另一端都连接到谐振用电容器12上。
在此，由于各线圈92、93的接地端对于振荡频率来说以足够低的阻抗接地即可，故如图12中所示，在各线圈92、93的接地端与接地面之间可分别***电容器94、95。因而，2个线圈92、93的接地端96、97对于直流或频率比振荡频率足够低的交流信号是独立的，从该2点96、97来看，2个线圈92、93构成了线圈92、93的串联连接电路。而且，因为该2点96、97本来是接地点，故即使在2点96、97间或某一点与接地面之间连接低阻抗的电流供给电路，对谐振电路也没有任何影响。因而，将该2点(也可将某一点接地或定为恒定电位)定为反馈电流的供给点，是最希望的反馈电流的供给方法。
在将上述的2个线圈92、93的一方作为传感器线圈的情况下，施加到2个线圈92、93上的谐振电压是共同的。因此，如果另一方的线圈(以下，指的是第2线圈)的电感比传感器线圈的电感小，则流过与外部磁场的检测没有关系的第2线圈的电流增加，功耗增大。因而，在传感器线圈的电感以上。再有，在使第2线圈的电感比传感器线圈的电感足够大时，与使用扼流圈的反馈电流供给方法等效。
再者，与第2线圈并联地连接电容器，如果将由该电容器和第2线圈产生的并联谐振频率设定成与由传感器线圈和谐振用电容器确定的串联谐振电路的谐振频率(振荡电路的振荡频率)大致相同，则可降低流过第2线圈的电流。
[第3实施形态]
其次，说明与本发明的第3实施形态有关的磁传感器装置。图9是示出与本实施形态有关的磁传感器装置的结构的电路图。再有，运算放大器用的正、负电源电路，按照习惯，没有图示(图13、图14也是同样的)。
与本实施形态有关的磁传感器装置具备具有磁饱和特性的磁芯1和卷绕在该磁芯1上的传感器线圈2。在传感器线圈2的一端上连接了检测线圈20的一端。检测线圈20的另一端接地。传感器线圈2的另一端上连接了作为电感元件的反馈电流路径用线圈6的一端。反馈电流路径用线圈6的另一端通过电容器7接地。从串联谐振电路来看，反馈电流路径用线圈6对于传感器线圈2以交流方式并联连接。此外，如果从传感器线圈2来看，可以说反馈电流路径用线圈6对于传感器线圈2串联连接。
磁传感器装置还具备驱动电路3和检测、反馈电路5，其中，驱动电路3具有在一部分中包含传感器线圈2的串联谐振电路，将流过串联谐振电路的谐振电流作为磁芯1达到饱和区那样的交流电流供给传感器线圈2，检测、反馈电路5通过检测出流过传感器线圈2的谐振电流的变化来检测出被测定磁场，同时用于对传感器线圈2供给负反馈法用的反馈电流。
驱动电路3具有包含串联谐振电路的振荡电路。该振荡电路如以下那样来构成。即，振荡电路具有晶体管11。晶体管11的基极通过谐振用电容器12与传感器线圈2的另一端连接。晶体管11的基极上连接了反馈用电容器13的一端。反馈用电容器13的另一端上连接了反馈用电容器14的一端和晶体管11的发射极。反馈用电容器14的另一端接地。晶体管11的发射极通过负载用线圈15接地。晶体管11的集电极与电源输入端16连接，同时通过偏置电阻17与基极连接。该振荡电路成为Clapp振荡电路的结构。其中，如果将电容器12、13、14的电容量分别设为Cs、Cb、Ce，则Cs＜＜Cb、Ce。
检测、反馈电路5如以下那样来构成。在传感器线圈2与检测用线圈20的连接点上连接了电容器21的一端，电容器21的另一端通过电阻22接地。这些电容器21和电阻22构成了对在检测用线圈20的两端发生的电压进行微分，输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
在电容器21与电阻22的连接点上连接了二极管23的阳极和二极管25的阴极。二极管23的阴极通过电容器24接地。二极管25的阳极通过电容器26接地。二极管23和电容器24构成了正方向峰值保持电路，二极管25和电容器26构成了负方向峰值保持电路。
在二极管23与电容器24的连接点上连接了电阻27的一端。在二极管25与电容器26的连接点上连接了电阻28的一端。电阻27、28的各另一端连接到电阻31的一端。电阻27、28构成了对由正方向峰值保持电路保持的正方向输出值与由负方向峰值保持电路保持的负方向输出值进行加法运算的电阻加法电路。电阻31的一端上呈现与外部磁场对应的检测信号。
电阻31的另一端连接到运算放大器32的反相输入端上。运算放大器32的非反相输入端通过电阻33接地。此外，运算放大器32的输出端通过电阻34连接到反相输入端上。该运算放大器32、电阻31、33、34构成了反相放大器。
运算放大器32的输出端连接到输出检测用电阻35的一端上。输出检测用电阻35的另一端连接到反馈电流路径用线圈6与电容器7的连接点上。电阻35的一端通过电阻36连接到运算放大器38的非反相输入端上，电阻35的另一端通过电阻37连接到运算放大器38的反相输入端上。运算放大器38的非反相输入端通过电阻39接地。运算放大器38的输出端通过电阻40连接到反相输入端上，同时，连接到检测输出端41上。运算放大器38和电阻36、37、39、40构成了差分放大器。
再有，检测用线圈20、反馈电流路径用线圈6和电容器7可以是作为驱动电路3的振荡电路的一部分，也可以是检测、反馈电路5的一部分。
以下，关于图9中示出的磁传感器装置的各构成要素，举出具体的一例。作为磁芯1，使用了由Ni-Cu-Zn系列的铁氧体来形成的、直径为0.8mm、长度为2.5mm的棒状磁芯。作为传感器线圈2，例如使用了在上述磁芯1上卷绕了250圈的直径为0.03mm的涂敷了氨基甲酸乙酯的导线的线圈。该传感器线圈2的电感Ls为500μH，电感为1/2的线圈电流为60mA。再有，磁芯1的形状不限于棒状，也可以是鼓型或其它形状。
作为检测用线圈20，使用了电感Ld为22μH的市场上出售的电感元件。作为反馈电流路径用线圈6，使用了电感Lf为1mH的市场上出售的电感元件。振荡电路的振荡频率由(Ls+Ld)与Lf的并联合成电感和谐振用电容器12的电容量Cs来确定。在Cs＝2700pF时，振荡频率为165kHz。在利用了磁磁通量门元件的磁传感器装置中，由于对于激励电流的1个周期在正负的2点处取样，故取样频率为激励频率的2倍。作为响应的极限频率的Nyquist频率为取样频率的1/2。因而，磁传感器装置的Nyquist频率为165kHz。但是，如果注意到传感器线圈2、反馈电流路径用线圈6和谐振用电容器12的耐压，则也可将振荡频率提高到约500kHz。
在电路工作电压为5V时，在传感器线圈2、反馈电流路径用线圈6与谐振用电容器12的连接点处的振荡振幅实测为70VP-P。因为传感器线圈2和检测用线圈20的电感(500+22)μH在165kHz下的阻抗为541Ω，故传感器线圈2由129mAP-P即正负约65mA的交流电流来驱动，磁芯1达到饱和区。
其次，说明与本实施形态有关的磁传感器装置的作用。利用作为驱动电路3的振荡电路，将磁芯1达到饱和区那样的交流电流供给传感器线圈2。该交流电流是对于由电源电压限制的电流值成为谐振电路的Q值倍的谐振电流。在本实施形态中，作为将传感器线圈2的电感的变化作为磁传感器装置的输出信号来取出的方法，使用检测谐振电流的波形变化的方法。具体地说，用由电容器21和电阻22构成的微分电路对相对于传感器线圈2串联地连接的、饱和电流值大的检测用线圈20的两端的电压进行微分。而且，利用由二极管23和电容器24构成的正方向峰值保持电路保持微分电路的输出的正方向输出值，利用由二极管25和电容器26构成的负方向峰值保持电路保持微分电路的输出的负方向输出值，利用由电阻27、28构成的电阻加法电路对正方向输出值和负方向输出值进行加法运算，得到与外部磁场对应的检测信号。
在本实施形态中，由检测用线圈20的两端的电压波形的微分波形的正负的各峰值的和(绝对值的差)来测定外部磁场。其测定的原理与参照图2A至图2F已说明的相同。
检测、反馈电路5根据流过传感器线圈2的谐振电流中的磁芯1达到饱和区的部分来检测被测定磁场。或者，也可以说，检测、反馈电路5根据流过传感器线圈2的谐振电流中的正负非对称分量来检测被测定磁场。
由电阻27、28构成的电阻加法电路得到的检测信号由运算放大器32和电阻31、33、34构成的反相放大器进行反相放大，经过输出检测用电阻35施加到反馈电流路径用线圈6与电容器7的连接点上。由此，通过反馈电流路径用线圈6对传感器线圈2供给反馈电流，对传感器线圈2提供与外部磁场反方向的磁动势。在本实施形态中，由于反相放大器具有正负两极性的输出，由于使与外部磁场的正、负(将外部磁场之一的方向定为正)对应的负、正的反馈电流从反相放大器输出端流到传感器线圈2，故反相放大器中的传感器线圈2一侧的接地端接地。
外部磁场的测定如以下那样来进行。利用输出检测用电阻35将反馈电流、即与外部磁场成比例的电流变换为电压，该电压由运算放大器38和电阻35、36、39、40构成的差分放大器进行放大，供给检测输出端41。然后，从该检测输出端41输出与外部磁场对应的检测输出信号。
只要传感器线圈的安培匝不改变，外部磁场与由反馈电流引起的磁动势的平衡就不变化。因而，与本实施形态有关的磁传感器装置的灵敏度离散性很小，线性极好，对于温度及电源电压等的变化非常稳定。此外，由于大振幅激励法的缘故，在原理上讲，偏移为零，也没有因外部干扰引起的漂移。稍微残留的变动因素是磁芯1的磁滞，但在本实施形态中，由于在开磁路中来使用棒状的磁芯1，故几乎没有磁滞的影响，按照实测，在0.1％以下。
如以上所说明的那样，按照本实施形态，由于对传感器线圈2供给谐振电路的谐振电流，故可容易地对传感器线圈2供给磁芯1达到饱和区那样的交流电流。此外，由于没有必要在磁芯1上除了传感器线圈2外卷绕励磁用的线圈，故结构简单。
此外，按照本实施形态，由于从串联谐振电路来看，经由对于传感器线圈2以交流方式并联连接的反馈电流路径用线圈6对传感器线圈2供给负反馈法用的反馈电流，故没有谐振电流的损耗，可容易地对传感器线圈2供给反馈电流。
此外，按照本实施形态，通过对谐振电路***检测用线圈20，可简单地得到伏特级的检测输出而不会使谐振电路的Q值下降，即，不会产生供给传感器线圈2的谐振电流的不足。此外，峰值保持电路，也可使用采用了二极管和电容器的简单且廉价的电路。再有，关于检测用线圈20，即使其电感值为传感器线圈2的电感值的百分之几，也能得到足够大的输出。因而，由于检测用线圈20的圈数少、通常，饱和电流值足够大，故不会因传感器线圈2的驱动电流(谐振电流)而饱和。
以下，列出了与本实施形态有关的磁传感器装置的特征。
(1)由于能使用负反馈法，故可自动地改善灵敏度离散性及温度特性。
(2)因而，不需要灵敏度调整及温度特性校正。
(3)此外，也不需要偏移调整。
(4)由于能利用大振幅激励法，故特性良好。
(5)对于传感器部，不需要特殊的制造方式。
(6)由于利用谐振电流，故能以低的电源电压、高的频率来驱动传感器线圈。
(7)由于能不使用任何特殊的材料及特殊的方式来制造，电路也非常简单，故能很廉价地制造，可适应大量的需要。
(8)频率灵敏度良好。
(9)由于利用谐振电流，故功耗低。
(10)由于结构简单，故是小型、轻量的。
从以上所述可知，将与本实施形态有关的磁传感器装置用于电动汽车及太阳能发电的直流电流的控制是极为有效的。
其次，说明本实施形态的几种变形例。
首先，在图9中示出的磁传感器装置中，作为振荡电路使用了Clapp
首先，在图9中示出的磁传感器装置中，作为振荡电路使用了Clapp振荡电路，但在传感器线圈2的饱和电流值可小、驱动电压可低的情况下，也可使用Colpitts振荡电路作为振荡电路。Colpitts振荡电路的电路结构与图9的电路结构相同，可通过把电容器12、13、14的电容量Cs、Cb、Ce的关系设定为Cs＞＞Cb、Ce来实现。
图13中示出的与本实施形态的变形例有关的磁传感器装置的结构的电路图。在该磁传感器装置中，在图9中示出的磁传感器装置中对于反馈电流路径用线圈6并联连接了电容器51。而且，将由该电容器51和反馈电流路径用线圈6产生的并联谐振频率设定成与由传感器线圈2和谐振用电容器12等确定的串联谐振电路的谐振频率(振荡电路的振荡频率)大致相同。按照该结构，可使流过反馈电流路径用线圈6的电流减小。
[第4实施形态]
其次，说明与本发明的第4实施形态有关的电流传感器装置。图14是示出与本实施形态有关的电流传感器装置的结构的电路图。与本实施形态有关的电流传感器装置使用与第3实施形态有关的磁传感器装置来构成。
与本实施形态有关的电流传感器装置具备以包围被测定电流通过的导电部61的方式而设置的、在一部分中具有间隙的磁轭62。而且，在磁轭62的间隙内配置了与第3实施形态有关的磁传感器装置中的磁芯1和传感器线圈2。与本实施形态有关的电流传感器装置的其它结构和与第3实施形态有关的磁传感器装置相同。
以下，说明实际制造的电流传感器装置的具体的一例。在该例中，作为磁轭62，使用了由Mn-Zn系列的铁氧体形成的环形铁芯。关于磁轭62的形状，外径为20mm、内径为10mm、厚度为5mm，具有宽度8mm的间隙。在该例中，能将电流传感器装置的整体形状作成20mm×35mm×6mm，非常小。该电流传感器装置以±5V的电源工作，在测定电流为零时，消耗电流为+25mA、-2mA。此外，在该电流传感器装置中，因反馈电流引起的消耗电流的增加，每10A测定电流为10mA。此外，该电流传感器装置的重量为10g。
图15示出了通过配置在与本实施形态有关的电流传感器装置的磁轭62的内侧的导电部61的被测定电流与电流传感器装置的输出电压装置，可在极宽的电流值的范围内得到线性良好的输出电压特性。从原理上讲，可将测定电流的范围扩展到由运算放大器等的电路的极限所限制的范围。因而，该电流传感器装置用于电动汽车及太阳能发电的直流电流的控制是极为有效的。
本实施形态中的其它的作用和效果与第3实施形态相同。
再有，在本发明中，供给传感器线圈的第2电流不限于负反馈法用的反馈电流，也可以是偏置电流等。
此外，在第3和第4实施形态中举出的驱动电路3的结构及检测、反馈电路5的结构是一例，可使用通常的技术作各种变更。
由于按照包含第3实施形态的发明的磁传感器装置或包含第4实施形态的发明的电流传感器装置，利用包含串联谐振电路的振荡电路，对传感器线圈供给流过串联谐振电路的谐振电流，利用电流供给装置，对传感器线圈供给包含直流、即频率为零的电流的，具有串联谐振电路的谐振频率(振荡电路的振荡频率)以外的频率的第2电流，故可容易地使用负反馈法，可提供特性良好、廉价的磁传感器装置及电流传感器装置。
此外，在电流供给装置构成串联谐振电路的一部分，从串联谐振电路来看，具有对于传感器线圈以交流方式并联连接的第2线圈，经由该第2线圈对传感器线圈供给第2电流的情况下，可进一步容易地对传感器线圈供给第2电流而没有谐振电流的损耗。
此外，在使第2线圈的电感值为传感器线圈的电感值以上的情况下，可进一步降低功耗。
此外，在电流供给装置还具有对于第2线圈并联连接的静电电容元件，将由该静电电容元件和第2线圈产生的并联谐振频率设定成与串联谐振电路的谐振频率(振荡电路的振荡频率)大致相同的情况下，可进一步降低流过第2线圈中的电流。
此外，在具备根据流过传感器线圈的谐振电流来检测被测定磁场的检测装置的同时，检测装置具有在串联谐振电路中***了的电感元件和对在该电感元件的两端发生的电压进行微分来输出与被测定磁场对应的信号微分电路的情况下，可进一步检测出被测定磁场而不会产生对传感器线圈供给的谐振电流的不足。
此外，在电流供给装置对传感器线圈供给第2电流以使流过传感器线圈的谐振电流始终为正负对称的情况下，可进一步利用负反馈法改善灵敏度离散性及温度特性。
[第5实施形态]
其次，说明本发明的第5实施形态。首先，说明本实施形态的概略。
如已叙述的那样，磁磁通量门元件从外部干扰受到的影响是通过激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感的变化而引起的。在此，如果因外部干扰而引起的传感器线圈的电感的变化不引起起因于外部磁场为零时激励电流的正的峰值与负的峰值的非对称性产生的传感器装置的测定误差、即偏移误差的变动，即，如果偏移误差的大小是恒定的而与外部干扰无关，则可直接保留大振幅激励法及负反馈法具有的「对于外部干扰的优良的稳定性」这样的特征。
因此，在本实施形态中，使偏移误差的值相对于外部干扰不变，来代替容许上述偏移误差。
如上所述，在存在偏移误差的情况下，在大振幅激励法中，在外部磁场为零时，激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化量的差产生偏移误差，但如果没有外部干扰，则该偏移误差是恒定的。
此外，如果在大振幅激励法中合并使用负反馈法，则即使存在外部磁场，传感器线圈也始终在与偏移误差对应的抵消磁场下工作。因而，在合并使用大振幅激励法和负反馈法的情况下，如果没有外部干扰，则与外部磁场的有无无关，由激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化量的差产生的偏移误差是恒定的。
在合并使用大振幅激励法和负反馈法的情况下，由于由激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化量的差发生传感器装置对于外部磁场的测定信号(该信号与抵消磁场对应)，故与电感变化量本身的大小无关。与此不同，偏移误差与激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化量本身的大小成比例地变化。这一点显示了，如果将激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化量本身的大小控制成恒定值，则可将偏移误差控制成恒定值，而对传感器装置对于外部磁场的测定信号没有任何影响。
即，为了使偏移误差为恒定值，而不受外部干扰的影响，将激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化量本身的大小控制成恒定值即可。例如由供给传感器线圈的激励电流检测出激励电流的正负的各峰值上的传感器线圈的电感变化量本身，控制激励驱动电路以使该电感变化量为恒定值，从而实现该控制。
其次，说明与本发明的第5实施形态有关的磁通量门磁传感器装置和磁通量门电流传感器装置。图16是示出与本实施形态有关的电流传感器装置的概略的结构的框图。该电流传感器装置包含与本实施形态有关的磁传感器装置。图17是示出图16中的传感器线圈的附近的说明图。在与本实施形态有关的磁传感器装置和电流传感器装置中，合并使用大振幅激励法和负反馈法。
如图17中所示，与本实施形态有关的电流传感器装置具备具有磁饱和特性的传感器磁芯101和卷绕在该磁芯101上的传感器线圈102。电流传感器装置还具备以包围被测定电流在与纸面垂直的方向上通过的导电部141的方式设置的、在一部分中具有间隙的磁轭142。而且，将磁芯101和线圈102配置在磁轭142的间隙内。
如图16中所示，电流传感器装置还具备：交流驱动源103，对线圈102供给磁芯101达到饱和区那样的交流的驱动电流、即激励电流，以驱动线圈102；激励电流检测部104，用来检测利用该交流驱动源103供给线圈102的激励电流；以及检测电路105，根据该激励电流检测部104的检测输出，生成与被测定磁场对应的信号并输出，同时根据激励电流检测部104的检测输出，生成与磁芯101的饱和区中的电感变化量对应的信号并输出。
电流传感器装置还具备：反馈电路106，对与从检测电路105输出的被测定磁场对应的信号进行放大，生成负反馈电流并输出；反馈电流检测部107，检测从该反馈电路106输出的负反馈电流；以及输出电路108，根据该反馈电流检测部107的检测输出，生成与被测定磁场对应的测定信号，从输出端109输出。从反馈电路106输出的负反馈电流经过反馈电流检测部107供给线圈102。
电流传感器装置还具备激励电流控制电路110，为了控制激励电流，该电路根据从检测电路105输出的与电感变化量对应的信号来控制交流驱动源103。
再有，由未图示的电源对图16中的交流驱动源103和其它电路的一部分供给电力。
交流驱动源103与本发明中的驱动装置对应。激励电流检测部104、检测电路105、反馈电路106、反馈电流检测部107和输出电路108与本发明中的被测定磁场检测装置对应，通过检测线圈102的电感的变化来检测被测定磁场。反馈电路106与本发明中的负反馈电流供给装置对应。激励电流检测部104和检测电路105与本发明中的电感变化量检测装置对应，等效地检测磁芯101的饱和区中的电感变化量。激励电流控制电路110与本发明中的控制装置对应。
在图16和图17中示出的电流传感器装置中，除了磁轭142之外的部分是与本实施形态有关的磁传感器装置。
在此，说明在图16和图17中示出的磁传感器装置和电流传感器装置的作用。在该电流传感器装置中，利用在与纸面垂直的方向上通过导电部141的被测定电流，发生被测定磁场。将该被测定磁场通过磁轭142施加到线圈102上。
此外，在电流传感器装置中，利用交流驱动源103对线圈102供给磁芯101达到饱和区那样的激励电流。此外，利用激励电流检测部104检测激励电流，根据该激励电流检测部104的检测输出，利用检测电路105生成与被测定磁场对应的信号，输出到反馈电路106，同时，生成与磁芯101的饱和区中的电感变化量对应的信号，输出到激励电流控制电路110。激励电流检测部104例如检测激励电流的正负的各峰值。检测电路105生成与激励电流的正负的各峰值的绝对值的差对应的信号，作为与被测定磁场对应的信号。此外，检测电路105输出与激励电流的峰值对应的信号，作为与饱和区中的电感变化量对应的信号。如果磁芯101达到饱和区，则因为激励电流急剧地增大，故如果检测出激励电流的峰值，则可检测出磁芯101的饱和区中的电感变化量。
由检测电路105输出的与被测定磁场对应的信号被反馈电路106放大，成为负反馈电流。该负反馈电流经过反馈电流检测部107供给线圈102。该负反馈电流产生抵消外部磁场的抵消磁场。
此外，利用反馈电流检测部107检测负反馈电流，根据该反馈电流检测部107的检测输出，利用输出电路108生成与被测定磁场对应的测定信号，从输出端109输出。
此外，为了控制激励电流，激励电流控制电路110根据从检测电
此外，为了控制激励电流，激励电流控制电路110根据从检测电路105输出的与在饱和区中的电感变化量对应的信号来控制交流驱动源103。激励电流控制电路110这样来控制交流驱动源103，使得电感变化量为恒定值，具体地说，使得激励电流的峰值为恒定值。
以下，参照图18至图24，说明图16中的各部的具体的电路结构的例子。
图18是示出交流驱动源103、激励电流检测部104和检测电路105的结构的一例的电路图。在该例中，交流驱动源103具有在确定振荡时间常数的电路的一部分中包含线圈102的自激振荡电路。该自激振荡电路具有在一部分中包含线圈102的串联谐振电路，作为磁芯101达到饱和区那样的激励电流，对线圈102供给流过串联谐振电路的谐振电流。交流驱动源103具体地说如以下那样来构成。即，交流驱动源103具有NPN型的晶体管111。晶体管111的基极通过谐振用电容器112与线圈102的一端连接。晶体管111的基极上连接了反馈用电容器113的一端。反馈用电容器113的另一端上连接了反馈用电容器114的一端和晶体管111的发射极。反馈用电容器114的另一端接地。晶体管111的发射极通过高频扼流图115接地。晶体管111的集电极与电源输入端116连接，同时通过偏置电阻117与基极连接。
图18中示出的交流驱动源103成为Clapp振荡电路的结构。其中，如果将电容器112、113、114的电容量分别设为Cs、Cb、Ce，则Cs＜＜Cb、Ce。
在图18中示出的交流驱动源103中，激励电流相对于由电源电压限制的电流值，成为在一部分中包含线圈102的串联谐振电路的Q值倍。由于Q值可定为10以上，故可对线圈102供给足够大的激励电流。
再有，在线圈102的饱和电流值可小、驱动电压可低的情况下，也可使用Colpitts振荡电路来代替Clapp振荡电路。Colpitts振荡电路的电路结构与图18的电路结构相同，可通过把电容器112、113、114的电容量Cs、Cb、Ce的关系设定为Cs＞＞Cb、Ce来实现。但是，在Colpitts振荡电路的情况下，电容器112不是谐振用的，而是用于隔直流。
在图18中示出的例子中的激励电流检测部104如以下那样来构成。即，激励电流检测部104具有一端与线圈102的另一端连接的检圈120的连接点上连接了电容器121的一端，电容器121的另一端通过电阻122接地。这些电容器121和电阻122构成了对在检测用线圈120的两端发生的电压进行微分的微分电路。此外，在线圈102与检测用线圈120的连接点上连接了电容器131的一端，电容器131的另一端通过电阻132接地。这些电容器131和电阻132构成了对在检测用线圈120的两端发生的电压进行微分的微分电路。
在图18中示出的例子中，检测电路105具有生成与被测定磁场对应的信号用的检测电路105A和生成与磁芯101的饱和区中的电感变化量对应的信号用的检测电路105B。
检测电路105A如以下那样来构成。即，在电容器121与电阻122的连接点上连接了二极管123的阳极和二极管125的阴极。二极管123的阴极通过电容器124接地。二极管125的阳极通过电容器126接地。二极管123和电容器124构成了正方向峰值保持电路，二极管125和电容器126构成了负方向峰值保持电路。二极管123与电容器124的连接点连接了电阻127的一端。二极管125与电容器126的连接点连接了电阻128的一端。电阻127和128的各另一端连接到输出与被测定磁场对应的信号的输出端129上。电阻127、128构成了对由正方向峰值保持电路保持的正方向输出值与由负方向峰值保持电路保持的负方向输出值进行加法运算的电阻加法电路。
检测电路105B如以下那样来构成。即，在电容器131与电阻132的连接点上通过电容器133连接了二极管134的阴极和二极管135的阳极。二极管134的阳极接地。二极管135的阴极通过保持电容器136接地。在二极管135与电容器136的连接点上连接了控制信号输出端137，该控制信号输出端137用来输出与磁芯101的饱和区中的电感变化量对应的控制信号。电容器133、二极管134、135和保持电容器136构成了倍压整流电路。
在此，说明图18中示出的电路的作用。利用交流驱动源103对线圈102供给磁芯101达到饱和区那样的激励电流。在图18中示出的例子中，作为将线圈102的电感的变化作为电流传感器装置的输出信号取出的方法，使用检测激励电流的波形变化的方法。具体地说，用由电容器121和电阻122构成的微分电路对相对于线圈102串联连接的、饱和电流值大的检测用线圈120的两端的电压进行微分。而且，利用由二极管123和电容器124构成的正方向峰值保持电路保持微分电路的输出的正方向输出值，利用由二极管125和电容器126构成的负方向峰值保持电路保持微分电路的输出的负方向输出值，利用由电阻127、128构成的电阻加法电路对正方向输出值和负方向输出值进行加法运算，得到与外部磁场对应的检测信号。
如果，没有偏移误差，则在没有外部磁场时，检测用线圈120的两端的电压波形的微分波形中的正的部分和负的部分是对称的，微分波形的正负的各峰值的和(绝对值的差)为零。与此不同，在对线圈102施加外部磁场时，微分波形中的正的部分和负的部分为非对称的。其结果，微分波形中的正负的各峰值的和(绝对值的差)为零以外的值，该值与外部磁场有关。这样，按照本实施形态，由微分波形中的正负的各峰值的和(绝对值的差)可测定外部磁场。
此外，在图18中示出的电路中，以下述方式生成与磁芯101的饱和区中的电感变化量对应的信号。即，如果线圈102在激励电流的正负的各峰值附近饱和，则由于线圈102的电感急剧地减少，故电流急剧地增加。此时，因为伴随电感的减少，谐振频率增加，故电流急剧地增加的部分的电流的波形的时间宽度变短。此外，电流急剧地增加的部分的电流的波形是正弦形的。因而，如果对激励电流的波形进行2次微分，则关于电流急剧地增加的部分，可得到与原来的波形类似且相位相反的波形。在图18中示出的电路中，用检测用线圈120对激励电流的波形进行微分(如果将检测用线圈120的电感设为Ld，则检测用线圈120的两端的电压为 Ld di/dt)，进而，用由电容器131和电阻132构成的微分电路进行微分。由此，在该微分电路的输出信号中，关于激励电流中的电流急剧地增加的部分，可得到与原来的波形类似且相位相反的波形。关于激励电流中的磁芯101未达到饱和区的部分，由于该部分的波形的频率分量与磁芯101达到饱和区且电流急剧地增加的部分相比，成为频率低的分量，故利用微分电路的低域衰减特性进行衰减，微分电路的输出信号的电平下降。因而，由电容器131和电阻132构成的微分电路的输出信号的波形成为在正负两方向上突出的尖峰状的电压波形。该波形与磁芯101的在饱和区中的线圈102的电感的变化对应。
这样，由电容器131和电阻132构成的微分电路得到的、与线圈102的电感的变化对应的激励电流急剧地增加的部分的检测输出被由电容器133、二极管134、135和保持电容器136构成的倍压整流电路整流，检测其振幅。为了控制激励电流，该倍压整流电路的输出信号从控制信号输出端137作为控制信号而被输出。
图19是示出交流驱动源103、激励电流检测部104和检测电路105的结构的另一例的电路图。在该例中，激励电流检测部104具有与图18中示出的例子同样的检测用线圈120、电容器121和电阻122，但没有电容器131和电阻132。此外，在图19中示出的例子中，检测电路105具有与图18中示出的例子同样的二极管123、125、电容器124、126、电阻127、128和输出端129，但没有电容器133、二极管134、135和电容器136。此外，在图19中示出的例子中，输出用于控制激励电流的控制信号的控制信号输出端137与二极管123与电容器124的连接点连接。
这样，在图19中示出的例子中，作为用于控制激励电流的控制信号，利用了用由二极管123和电容器124构成的正方向峰值保持电路保持的电压。这一点之所以可能，是由于下述的原因。
在采用了负反馈法的情况下，如果反馈量足够大，则激励电流检测部104的输出信号中的正负的各峰值的绝对值的差产生偏移误差，但不管外部磁场的有无，如果没有外部干扰，则该偏移误差是恒定的。在此，按照本实施形态，因为除去因外部干扰引起的激励电流检测部104的输出信号的变动，故激励电流检测部104的输出信号中的正负的各峰值不会因外部磁场或外部干扰而变化。因而，即使将由二极管123和电容器124构成的正方向峰值保持电路和由二极管125和电容器126构成的负方向峰值保持电路的一方的输出作为控制信号，也完全不会有问题。
在图19中示出的例子中的其它的结构和作用，与图18中示出的例子相同。
但是，在本实施形态中，激励电流控制电路110这样来控制交流驱动源103，使得激励电流的峰值为恒定值。在打算这样来控制交流驱动源103的情况下，作为控制方法，可考虑例如以下那样的方法。
(1)控制振荡电路的工作电压。
(2)控制振荡电路的基极偏置电流。
(3)控制振荡电路的发射极电位。
(4)控制振荡电路的发射极电流。
在此，发射极电位的控制与工作电压的控制是等效的。此外，发射极电流的控制与基极偏置电流的控制是等效的。因而，交流驱动源103的控制可归纳为等效地控制振荡电路的工作电压和等效地控制振荡电路的基极偏置电流这两方面。当然，如果工作电压改变，则基极偏置电流也改变，但如果着眼于控制的主体是哪一个，则可将交流驱动源103的控制方法分为上述2种方法。此外，振荡电路的基极偏置电流的控制与振荡电路的工作点的控制是等效的。
作为控制振荡电路的工作电压的方法，例如可考虑在振荡电路的电源一侧***控制电路的方法和在振荡电路的发射极一侧***控制电路的方法。此外，作为控制振荡电路的基极偏置电流的方法，例如可考虑控制振荡电路的基极偏置电压的方法和在振荡电路的发射极电路中***FET(场效应晶体管)、有效地控制等效发射极电阻的方法。如果电路变得复杂也可以的话，则除了上述的方法之外，也可考虑利用可变恒流电路直接控制基极电流的方法等。此外，不管电路结构如何，具有从激励电流检测出激励电流的正负的各峰值上的线圈102的电感变化量本身且控制激励电流以使该电感变化量为恒定值的装置的磁传感器装置或电流传感器装置包含在本实施形态中。
图20至图23分别示出了激励电流控制电路110的结构的第1至第4例。
图20中示出的第1例是在振荡电路的电源一侧***控制电路来直接控制振荡电路的工作电压的方法的例子。第1例的激励电流控制电路110具有NPN型晶体管151、152。晶体管151的集电极连接到电源输入端116上。晶体管151的发射极连接到振荡电路的晶体管111的集电极上，同时，通过去耦(decoupling)电容器154接地。晶体管151的基极通过负载电阻153连接到电源输入端116上。晶体管152的集电极连接到晶体管151的基极上。晶体管152的发射极接地。晶体管152的基极连接到控制信号输入端155上。控制信号输入端155连接到图18或图19中的控制信号输出端137上。
在第1例的激励电流控制电路110中，从晶体管151的发射极对振荡电路供给由晶体管151控制的电压。从控制信号输出端137输出的控制信号根据需要进行放大、相位校正等的信号处理，被输入到晶体管152的基极上。如果由于外部干扰使控制信号增加，则晶体管152的基极电流增加，集电极电位下降。因而，晶体管151的发射极电位、即振荡电路的工作电压下降。由此，在激励电流减少的同时，控制信号减少。相反，如果由于外部干扰使控制信号减少，则在激励电流增加的同时，控制信号增加。这样，将激励电流控制成，激励电流的正负的各峰值上的线圈102的电感变化量为恒定值，除去外部干扰的影响。
图21中示出的第2例是在振荡电路的发射极一侧***控制电路来控制振荡电路的工作电压的方法的例子。第2例的激励电流控制电路110具有PNP型晶体管157。晶体管157的发射极通过高频扼流圈115连接到振荡电路的晶体管111的发射极上。晶体管157的发射极与线圈115的连接点通过大容量的电容器158以交流方式接地。晶体管157的集电极接地，基极与控制信号输入端159连接。控制信号输入端159连接到图18或图19中的控制信号输出端137上。
在第2例的激励电流控制电路110中，由于晶体管157作为发射极跟随器来工作，故如果由于外部干扰使控制信号增加，则晶体管157的发射极电位与基极电位相等地上升，晶体管111的集电极-发射极间的电位、即工作电压减少。由此，在激励电流减少的同时，控制信号减少。相反，如果由于外部干扰使控制信号减少，则在激励电流增加的同时，控制信号增加。这样，与第1例同样地除去外部干扰的影响。
再有，也可根据需要对控制信号进行放大、相位校正等的信号处理，或进行补偿晶体管157的基极-发射极间电位的下降的附加偏置等的处理。此外，也可使用运算放大器来代替晶体管157。
图22中示出的第3例是控制振荡电路的基极偏置电压来控制振荡电路的基极偏置电流的方法的例子。第3例的激励电流控制电路110具有NPN型晶体管162。晶体管162的集电极通过负载电阻161连接到电源输入端116与振荡电路的晶体管111的集电极上。电阻161与晶体管162的连接点通过电阻117连接到晶体管111的基极上。晶体管162的发射极接地，基极连接到控制信号输入端163上。控制信号输入端162连接到图18或图19中的控制信号输出端137上。
在第3例的激励电流控制电路110中，晶体管162与负载电阻161一起，构成了反相放大电路。如果由于外部干扰使控制信号增加，则晶体管162的集电极电位下降，晶体管111的基极偏置电流减少，激励电流减少，同时，控制信号减少。相反，如果由于外部干扰使控制信号减少，则在激励电流增加的同时，控制信号增加。这样，与第1例同样除去外部干扰的影响。此外，在第3例中，也可与第1例同样，根据需要对控制信号进行信号处理，
图23中示出的第4例是在振荡电路的发射极电路中***FET、有效地控制等效发射极电阻来控制振荡电路的基极偏置电流的方法的例子。第4例的激励电流控制电路110具有FET167。FET167的漏极通过高频扼流圈115连接到振荡电路的晶体管111的发射极上。FET167的漏极与线圈115的连接点通过大容量的电容器168以交流方式接地。FET167的源极接地，栅极与控制信号输入端169连接。控制信号输入端169连接到图18或图19中的控制信号输出端137上。
在第4例的激励电流控制电路110中，与第3例不同，FET167作为可变电阻元件来工作。再有，由于FET167以漏极跟随器来工作，故输入到控制信号输入端169的控制信号必须与从控制信号输出端137输出的控制信号反相。如果由于外部干扰从控制信号输出端137输出的控制信号增加，输入到控制信号输入端169的控制信号减少，则，FET167的漏极-源极间电阻增加，由于晶体管111的基极输入阻抗增大，故晶体管111的基极偏置电流减少，在激励电流减少的同时，输入到控制信号输入端169的控制信号增加。
这样，第4例的激励电流控制电路110控制了晶体管111的基极偏置电流。当然，由于如果FET167的漏极-源极间电阻增加，则晶体管111的发射极电位上升了晶体管111的发射极电流与FET167的漏极-源极间电阻增加部分的积，故第4例的激励电流控制电路110同时具有控制晶体管111的工作电压的作用。再有，也可使用双极型晶体管来代替FET167，直接控制晶体管111的发射极电流。
如果由于外部干扰，输入到控制信号输入端169的控制信号增加，则在激励电流增加的同时，输入到控制信号输入端169的控制信号减少。这样，在第4例中，与第1例同样地除去外部干扰的影响。此外，在第4例中，也可与第1例同样，根据需要对控制信号进行信号处理，
图24是示出与本实施形态有关的磁传感器装置和电流传感器装置的整体的电路结构的一例的电路图。在该例中，交流驱动源103、激励电流检测部104和检测电路105的结构与图19中示出的例子相同。但是，在图19中接地了的检测用线圈120和电阻122的各端部上施加后述的规定的电压。
在图24中示出的例子中，反馈电路106如以下那样来构成。即，反馈电路106具有运算放大器171。在该运算放大器171的非反相输入端上输入由电阻127、128构成的电阻加法电路得到的检测信号。此外，运算放大器171的非反相输入端通过电阻172和电容器173的串联电路接地。再者，在运算放大器171的非反相输入端上通过电阻174施加后述的规定的电压。在运算放大器171的反相输入端上通过电阻175施加后述的规定的电压。此外，运算放大器171的反相输入端通过电阻176连接到运算放大器171的输出端上。
此外，为了对线圈102供给负反馈电流，反馈电路106具有一端与传感器线圈102的一端连接的反馈电流路径用线圈178。反馈电流路径用线圈178的另一端通过电容器179接地。运算放大器171的输出端通过输出检测用电阻177与反馈电流路径用线圈178的另一端连接。输出检测用电阻177构成反馈电流检测部107，同时，成为反馈电路106的一部分。
再有，在图24中示出的反馈电路106中，将检测信号输入到运算放大器171的非反相输入端上，但将检测信号输入到运算放大器171的非反相输入端还是输入到反相输入端，由流过线圈102的激励电流的方向、负反馈电流的方向和被测定磁场的方向的相互关系来确定。即，由于必须使由负反馈电流从线圈102发生的磁场相对于被测定磁场为反方向，故利用线圈102的卷线的卷绕方向来改变将检测信号输入到运算放大器171的非反相输入端还是输入到反相输入端。
在图24中示出的例子中，输出电路108如以下那样来构成。即，输出电路108具有运算放大器183。运算放大器183的非反相输入端通过电阻181连接到电阻177与运算放大器171的输出端的连接点上。运算放大器183的反相输入端通过电阻182连接到电阻177与电容器179的连接点上。运算放大器183的输出端通过电阻184连接到反相输入端上。通过电阻185对运算放大器183的非反相输入端施加后述的规定的电压。运算放大器183的输出端与输出测定信号的输出端109连接。
在图24中示出的例子中，激励电流控制电路110如以下那样来构成。该例中的激励电流控制电路110与图21中示出的例子同样是控制振荡电路的工作电压的电路，但使用了运算放大器来代替图21中的晶体管157。该例中的激励电流控制电路110具有运算放大器191。运算放大器191的非反相输入端通过电阻192连接到检测电路105的二极管123与电容器124的连接点上。即，对运算放大器191的非反相输入端输入控制信号。此外，运算放大器191的非反相输入端通过电阻193和电容器194的串联电路接地。运算放大器191的输出端通过电阻195与反相输入端连接。此外，运算放大器191的输出端与线圈115连接，同时，通过电容器196接地。通过电阻197将运算放大器191的反相输入端连接到后述的电源电路200上。
图24中示出的电流传感器装置具备图16中没有示出的电源电路200。该电源电路200是用来对交流驱动源103供给电源电压、同时发生上述的规定的电压的电路。该电源电路200具有一端与发生电源电压的电压源201连接的标准电压发生器203。标准电压发生器203发生上述的规定的电压。电压源201与标准电压发生器203的连接点与交流驱动源103和晶体管111的集电极连接，同时，通过电容器202接地。标准电压发生器203的另一端接地。
此外，电源电路200具有运算放大器204。对运算放大器204的非反相输入端施加由标准电压发生器203发生的电压。运算放大器204的输出端与反相输入端连接。即，运算放大器204构成了电压跟随器。将从运算放大器204的输出端输出的规定的电压供给检测用线圈120、电阻122、174、175、185。
此外，在运算放大器204的输出端上连接了二极管205的阴极。二极管205的阳极通过激励电流控制电路110的电阻197连接到运算放大器191的反相输入端上。此外，二极管205的阳极通过电阻206连接到电压源201上。施加到运算放大器191的反相输入端上的电压比运算放大器204的输出端上的电压高出二极管205的工作电压的部分。
其次，说明图24中示出的电流传感器装置的作用。由于交流驱动源103、激励电流检测部104和检测电路105的工作与已说明的相同，故在此省略其说明。
以下，说明反馈电路106、反馈电流检测部107和输出电路108的工作。由电阻127、128构成的电阻加法电路得到的检测信号被由运算放大器171等构成的放大器放大，经过输出检测用电阻177，施加到反馈电流路径用线圈178与电容器179的连接点上。由此，通过反馈电流路径用线圈178对线圈102供给负反馈电流，对线圈102供给与被测定磁场相反方向的磁动势。
被测定磁场的测定如以下那样来进行。利用输出检测用电阻177将与负反馈电流、即被测定磁场对应的电流变换为电压。然后，利用由运算放大器183等构成的差分放大器对该电压进行放大，生成与被测定磁场对应的测定信号，从输出端109输出。
在图24中的激励电流控制电路110中，控制信号被由运算放大器191等构成的放大器放大，通过高频扼流圈115施加到振荡电路的晶体管111的发射极上。该激励电流控制电路110的工作与图21中示出的激励电流控制电路110的工作相同。
如以上所说明的那样，在与本实施形态有关的磁传感器装置和电流传感器装置中，从激励电流检测出磁芯101的饱和区中的线圈102的电感变化量、即激励电流的正负的各峰值上的线圈102的电感变化量，根据该电感变化量来控制激励电流。因而，可防止由导致线圈102的电感变化的外部干扰引起的偏移误差的变动。
特别是，在本实施形态中，这样来控制激励电流，使得激励电流的正负的各峰值上的线圈102的电感变化量为恒定值。由此，起因于激励电流的正的峰值和负的峰值的非对称性而产生的偏移误差的大小是恒定的，而与外部干扰无关。因而，按照本实施形态，可防止偏移误差因外部干扰而变动。再有，在本实施形态中，由于即使存在偏移误差，其大小也不变动，故偏移误差的大小是已知的值。因而，通过从测定信号减去已知的偏移误差，可准确地测定被测定磁场或被测定电流。这样，按照本实施形态，在磁通量门磁传感器装置和磁通量门电流传感器装置中，可保留大振幅激励法及负反馈法具有的「对于外部干扰的优良的稳定性」这样的特征。
这样，按照与本实施形态有关的磁通量门磁传感器装置和磁通量门电流传感器装置，对于温度变动及电源电压变动等的外部干扰，不必个别地对各个部件及电路考虑对策，可利用简单的电路一并地谋求稳定化。因而，本实施形态对安装在汽车上用的传感器装置等的在外部干扰大的环境下使用的传感器装置是非常有效的。
在此，使用图24中示出的电路结构来说明实际制造的电流传感器装置的具体的特性的一例。在该电流传感器装置中，在测定电流为0～±100A时、周围温度为-40℃～105℃下变动时的偏移误差的变动为20mV以下，在电源电压为7～15V下变动时的偏移误差的变动也为20mV以下，，对于外部干扰是极为稳定的。此外，在同样条件下的电流检测灵敏度的变动，对于满刻度为0.5％以下。
此外，按照本实施形态，由于对线圈102供给谐振电路的谐振电流，故可容易地对线圈102供给磁芯101达到饱和区那样的交流的激励电流。
此外，按照本实施形态，由于对线圈102经由以交流方式并联连接的反馈电流路径用线圈178对线圈102供给负反馈法用的负反馈电流，故可容易地对线圈102供给反馈电流而没有谐振电流的损耗。
此外，按照本实施形态，通过对谐振电路***检测用线圈120，可简单地得到伏特级的检测输出而不会使谐振电路的Q值下降，即，不会产生对线圈102供给的谐振电流的不足。此外，峰值保持电路也可使用采用了二极管和电容器的简单且廉价的电路。再有，关于检测用线圈120，即使其电感值为线圈102的电感值的百分之几，也能得到足够大的输出。因而，由于检测用线圈120的圈数少、通常，饱和电流值足够大，故不会因线圈102的驱动电流(谐振电流)而饱和。
利用这些技术，虽然使用铁氧体磁芯等的饱和磁场大、非线性大的磁芯，也可应用大振幅法及负反馈法，也可在大的磁场或大的电流的检测中使用磁磁通量门元件。
以下，列出与本实施形态有关的电流传感器装置具有的特征。
(1)相对于温度变动及电源电压变动等的外部干扰是稳定的。
(2)由于能使用负反馈法，故可自动地改善灵敏度离散性及温度特性。
(3)因而，不需要灵敏度调整及温度特性校正。
(4)此外，也不需要偏移调整。
(5)由于能利用大振幅激励法，故特性良好。
(6)对于传感器部，不需要特殊的制造方式。
(7)由于利用谐振电流，故能以低的电源电压、高的频率来驱动传感器线圈。
(8)由于能不使用任何特殊的材料及特殊的制造方式来制造，电路也非常简单，故能极为廉价地进行制造，可适应大量的需要。
(9)频率灵敏度良好。
(10)由于利用谐振电流，故功耗低。
(11)由于结构简单，故是小型、轻量的。
再有，上述实施形态中举出的电路结构是一例，能使用通常的技术进行各种变更。
由于按照包含第5实施形态的发明的磁传感器装置或电流传感器装置，对传感器线圈供给磁芯达到饱和区那样的交流的驱动电流，通过检测传感器线圈的电感的变化来检测被测定磁场，同时利用电感变化量检测装置等效地检测磁芯的饱和区中的电感变化量，根据该电感变化量，利用控制装置来控制驱动电流，故可防止因外部干扰引起的测定误差的变动，可实现对于外部干扰稳定的传感器装置。
此外，在控制装置这样来控制驱动电流，使得利用电感变化量检测装置检测出的电感变化量为恒定值的情况下，特别能使随电感变化量而变动的测定误差为恒定值，可实现对于外部干扰更为稳定的传感器装置。
再有，在以上的各实施形态中，作为振荡电路，以Colpitts振荡电路及Clapp振荡电路为例进行了说明，但本发明不限于此，即使在使用Hartley振荡电路等其它的振荡电路的情况下，也能适用。
根据以上的说明，能实施本发明的各种形态及变形例这一点是明白的。因而，在以下的权利要求的均等的范围内，在上述的最佳的形态以外的形态下，也能实施本发明。

Claims (68)

1.一种磁传感器装置，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；以及
对于上述传感器线圈串联地连接的电感元件。
2.如权利要求1中所述的磁传感器装置，其特征在于：
还具有检测装置，通过根据在上述电感元件的两端产生的电压，检测流过上述传感器线圈的谐振电流的变化，而检测出被测定磁场。
3.如权利要求1中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述电感元件用来对上述传感器线圈供给包含直流的，具有上述串联谐振电路的谐振频率以外的频率的第2电流。
4.一种磁传感器装置，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；以及
检测装置，通过检测流过上述传感器线圈的谐振电流的变化，来检测被测定磁场。
5.如权利要求4中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述谐振电流是上述磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
6.如权利要求4中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述检测装置具有：***到上述串联谐振电路中的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
7.如权利要求4中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有对于上述串联谐振电路供给调谐到串联谐振电路的谐振频率上的交流电流的交流电源。
8.如权利要求4中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有包含上述串联谐振电路的振荡电路。
9.如权利要求8中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述振荡电路是克拉普振荡电路或科尔皮兹振荡电路。
10.如权利要求4中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述磁芯用铁氧体材料来形成。
11.一种磁传感器装置，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，对上述传感器线圈供给交流电流来驱动上述传感器线圈；
对于上述传感器线圈串联连接的电感元件；以及
对在上述电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
12.如权利要求11中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述交流电流是上述磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
13.如权利要求11中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述磁芯用铁氧体材料来形成。
14.一种磁传感器装置，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；
检测装置，通过检测出上述传感器线圈的电感的变化，检测出被测定磁场；和
电流供给装置，对上述传感器线圈供给包含直流的，具有上述串联谐振电路的谐振频率以外的频率的笫2电流。
15.如权利要求14中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述谐振电流是上述磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
16.如权利要求14中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有包含上述串联谐振电路的振荡电路。
17.如权利要求14中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述电流供给装置构成上述串联谐振电路的一部分，从上述串联谐振电路来看，具有对于上述传感器线圈以交流方式并联连接的第2线圈，经由该第2线圈对上述传感器线圈供给上述第2电流。
18.如权利要求17中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述第2线圈的电感值是上述传感器线圈的电感值以上。
19.如权利要求17中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述电流供给装置还具有对于上述第2线圈并联谐振连接的静电电容元件，将由该静电电容元件和第2线圈产生的并联谐振频率设定为与上述串联谐振电路的谐振频率相同。
20.如权利要求14中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述检测装置根据流过上述传感器线圈的谐振电流检测出被测定磁场。
21.如权利要求20中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述检测装置根据流过上述传感器线圈的谐振电流中的上述磁芯达到饱和区的部分来检测被测定磁场。
22.如权利要求20中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述检测装置根据流过上述传感器线圈的谐振电流中的正负非对称分量来检测被测定磁场。
23.如权利要求20中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述检测装置具有***到上述串联谐振电路中的电感元件以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
24.如权利要求14中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述电流供给装置对上述传感器线圈供给上述第2电流，使得流过上述传感器线圈的谐振电流始终为正负对称。
25.一种磁传感器装置，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，对上述传感器线圈供给上述磁芯达到饱和区那样的交流的驱动电流，来驱动上述传感器线圈；
被测定磁场检测装置，通过检测上述传感器线圈的电感的变化，来检测被测定磁场；
电感变化量检测装置，检测上述磁芯的饱和区中的电感变化量；以及
控制装置，根据利用上述电感变化量检测装置检测出的电感变化量来控制上述驱动电流。
26.如权利要求25中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述控制装置通过响应上述电感变化量检测装置检测出的电感变化量而增减上述驱动电流来控制上述驱动电流，使得利用电感变化量恒定。
27.如权利要求25中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述控制装置控制上述驱动装置的工作电压。
28.如权利要求25中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述控制装置控制上述驱动装置的工作点。
29.如权利要求25中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述电感变化量检测装置根据上述磁芯的饱和区中的上述驱动电流检测出上述电感变化量。
30.如权利要求29中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述电感变化量检测装置具有：对于上述传感器线圈串联连接的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与上述电感变化量对应的信号的微分电路。
31.如权利要求25中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述被测定磁场检测装置具有对于上述传感器线圈串联连接的电感元件以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
32.如权利要求25中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有在确定振荡时间常数的电路的一部分中包含上述传感器线圈的自激振荡电路。
33.如权利要求32中所述的磁传感器装置，其特征在于：
上述自激振荡电路是克拉普振荡电路或科尔皮兹振荡电路。
34.如权利要求25中所述的磁传感器装置，其特征在于：
还具备对上述传感器线圈供给对上述被测定磁场检测装置的输出进行负反馈用的负反馈电流的负反馈电流供给装置。
35.一种电流传感器装置，其中，通过测定由被测定电流发生的被测定磁场来测定被测定电流，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；以及
对于上述传感器线圈串联连接的电感元件。
36.如权利要求35中所述的电流传感器装置，其特征在于：
还具有检测装置，通过根据在上述电感元件的两端产生的电压，检测流过上述传感器线圈的谐振电流的变化，而检测出被测定磁场。
37.如权利要求35中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述电感元件用来对上述传感器线圈供给包含直流的，具有上述串联谐振电路的谐振频率以外的频率的第2电流。
38.一种电流传感器装置，其中，通过测定由被测定电流发生的被测定磁场来测定被测定电流，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；以及
检测装置，通过检测流过上述传感器线圈的谐振电流的变化，来检测被测定磁场。
39.如权利要求38中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述谐振电流是上述磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
40.如权利要求38中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述检测装置具有：***到上述串联谐振电路中的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
41.如权利要求38中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有对于上述串联谐振电路供给调谐到串联谐振电路的谐振频率上的交流电流的交流电源。
42.如权利要求38中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有包含上述串联谐振电路的振荡电路。
43.如权利要求42中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述振荡电路是克拉普振荡电路或科尔皮兹振荡电路。
44.如权利要求38中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述磁芯用铁氧体材料来形成。
45.一种电流传感器装置，其中，通过测定由被测定电流发生的被测定磁场来测定被测定电流，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，对上述传感器线圈供给交流电流来驱动上述传感器线圈；
对于上述传感器线圈串联连接的电感元件；以及
对在上述电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
46.如权利要求45中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述交流电流是上述磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
47.如权利要求45中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述磁芯用铁氧体材料来形成。
48.一种电流传感器装置，其中，通过测定由被测定电流发生的被测定磁场来测定被测定电流，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，具有在一部分中包含上述传感器线圈的串联谐振电路，对上述传感器线圈供给流过上述串联谐振电路的谐振电流来驱动上述传感器线圈；
检测装置，通过检测出上述传感器线圈的电感的变化，检测出被测定磁场；和
电流供给装置，对上述传感器线圈供给包含直流的，具有上述串联谐振电路的谐振频率以外的频率的第2电流。
49.如权利要求48中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述谐振电流是上述磁芯达到饱和区那样的大小的电流。
50.如权利要求48中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有包含上述串联谐振电路的振荡电路。
51.如权利要求48中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述电流供给装置构成上述串联谐振电路的一部分，从串联谐振电路来看，具有对于上述传感器线圈以交流方式并联连接的第2线圈，经由该第2线圈对上述传感器线圈供给上述第2电流。
52.如权利要求51中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述第2线圈的电感值是上述传感器线圈的电感值以上。
53.如权利要求51中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述电流供给装置还具有对于上述第2线圈并联连接的静电电容元件，将由该静电电容元件和第2线圈产生的并联谐振频率设定为与上述串联谐振电路的谐振频率大致相同。
54.如权利要求48中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述检测装置根据流过上述传感器线圈的谐振电流检测出被测定磁场。
55.如权利要求54中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述检测装置根据流过上述传感器线圈的谐振电流中的上述磁芯达到饱和区的部分来检测被测定磁场。
56.如权利要求54中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述检测装置根据流过上述传感器线圈的谐振电流中的正负非对称分量来检测被测定磁场。
57.如权利要求54中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述检测装置具有***到上述串联谐振电路中的电感元件以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
58.如权利要求48中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述电流供给装置对上述传感器线圈供给上述第2电流，使得流过上述传感器线圈的谐振电流始终为正负对称。
59.一种电流传感器装置，其中，通过测定由被测定电流发生的被测定磁场来测定被测定电流，其特征在于，具备：
磁芯；
卷绕在上述磁芯上的、检测被施加的被测定磁场用的传感器线圈；
驱动装置，对上述传感器线圈供给上述磁芯达到饱和区那样的交流的驱动电流，来驱动上述传感器线圈；
被测定磁场检测装置，通过检测上述传感器线圈的电感的变化，来检测被测定磁场；
电感变化量检测装置，检测上述磁芯的饱和区中的电感变化量；以及
控制装置，根据利用上述电感变化量检测装置检测出的电感变化量来控制上述驱动电流。
60.如权利要求59中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述控制装置通过响应上述电感变化量检测装置检测出的电感变化量而增减上述驱动电流来控制上述驱动电流，使得利用电感变化量恒定。
61.如权利要求59中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述控制装置控制上述驱动装置的工作电压。
62.如权利要求59中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述控制装置控制上述驱动装置的工作点。
63.如权利要求59中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述电感变化量检测装置根据上述磁芯的饱和区中的上述驱动电流检测出上述电感变化量。
64.如权利要求63中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述电感变化量检测装置具有：对于上述传感器线圈串联连接的电感元件；以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与上述电感变化量对应的信号的微分电路。
65.如权利要求59中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述被测定磁场检测装置具有对于上述传感器线圈串联连接的的电感元件以及对在该电感元件的两端发生的电压进行微分并输出与被测定磁场对应的信号的微分电路。
66.如权利要求59中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述驱动装置具有在确定振荡时间常数的电路的一部分中包含上述传感器线圈的自激振荡电路。
67.如权利要求66中所述的电流传感器装置，其特征在于：
上述自激振荡电路是克拉普振荡电路或科尔皮兹振荡电路。
68.如权利要求59中所述的电流传感器装置，其特征在于：
还具备对上述传感器线圈供给对上述被测定磁场检测装置的输出进行负反馈用的负反馈电流的负反馈电流供给装置。
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