CN112564489A - 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器 - Google Patents

一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN112564489A
CN112564489A CN202011210399.8A CN202011210399A CN112564489A CN 112564489 A CN112564489 A CN 112564489A CN 202011210399 A CN202011210399 A CN 202011210399A CN 112564489 A CN112564489 A CN 112564489A
Authority
CN
China
Prior art keywords
load
asymmetric half
set value
bridge flyback
mode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202011210399.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112564489B (zh
Inventor
王启羽
杜波
江波
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd filed Critical Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority to CN202011210399.8A priority Critical patent/CN112564489B/zh
Publication of CN112564489A publication Critical patent/CN112564489A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112564489B publication Critical patent/CN112564489B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种开关变换器设计领域，公开了一种不对称半桥反激变换器的模式控制方法。本发明通过采集输入电压和负载信息共同进行不对称半桥反激变换器的工作模式控制，有效解决了现有的仅采用负载电流进行模式控制方案存在的无法兼顾宽输入电压范围内效率较优以及空载损耗较大的问题，使不对称半桥反激变换器在全电压、全负载范围内效率较优。

Description

一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器
技术领域
本发明涉及一种开关变换器设计领域，特别涉及一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器。
背景技术
开关变换器又称开关电源，是通过控制半导体开关器件开通和关断实现电能变换和传输的电源装置，相对传统电源其具有高效率、小体积、重量轻等诸多优势，广泛应用于消费电子、新能源、工业控制、航空航天等领域。近年来，随着全球范围内环保节能意识的加强和电力电子技术的发展，开关变换器产品的能效指标逐步提升，部分应用场合除要求额定工作点高效率外，还要求宽输入电压范围、全负载范围内开关变换器均能高效工作。
不对称半桥反激变换器的拓扑具有软开关的特点，是目前开关变换器高效率应用场合的研究热点之一。图1所示为采用现有不对称半桥反激变换器构成的开关变换器的电路框图，包含不对称半桥反激变换器110和控制器120，不对称半桥反激变换器110包含输入电容Cin、主开关Q1和辅开关Q2、谐振电容Cr、变压器112、整流开关D、输出滤波电容Co以及隔离反馈电路113，控制器120通过隔离反馈电路113接收输出电压信息并通过控制主开关Q1和辅开关Q2，将输出调整至期望水平。图2所示为图1所示现有不对称半桥反激开关变换器模式切换示意图，控制器120控制主开关Q1和辅开关Q2，在输出负载大于电流设定值I03时，使开关变换器工作于不对称半桥反激模式(AHBF Mode)，在输出负载小于电流设定值I03时，使开关变换器工作于间歇发波模式(BurstMode)。
图1所示的不对称半桥反激变换器在满载及较重负载时通常具备较高的转换效率，但励磁电感电流的负峰值会随着负载的减小而增大，超出变换器主开关实现零电压开通的需求，产生无效的损耗，从而使得变换器轻载效率较低。
为解决不对称半桥反激变换器轻载效率低的问题，申请号为201911352361.1的中国专利《开关电源装置》提出采用如图3所示的不对称半桥反激变换器及控制器，通过增加一个与变压器原边并联的单向钳位网络并采用图4所示的模式切换曲线，根据负载电流进行模式切换，当负载电流大于或等于第一设定值Io1时，控制变换器工作于不对称半桥反激模式(AHBF Mode)；当负载电流小于第一设定值Io1、大于或等于第二设定值Io2时，控制变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(CAHBF Mode)，且开关频率随着负载减轻而下降；当负载电流小于第二设定值Io2时，控制变换器工作于Burst模式(CAHBF Mode)。这种模式切换方法，既能保证重载时效率最优，又能在轻载时实现对励磁电感电流负峰值的有效控制，大幅提高变换器的轻载效率，使得不对称半桥反激变换器在轻载和重载时均能保持效率较优。
申请号为201911352361.1的中国专利《开关变电源装置》有效解决了不对称半桥反激变换器轻载效率低的问题，但其提出模式切换方法仍存在以下两个问题：
1、仅考虑了负载电流对变换器工作模式的影响，当变换器应用于固定输入电压的场合时，能够使得该固定输入电压下轻载至重载范围内***效率较优，但当变换器输入电压为一个范围时，特别是宽输入电压这种应用场合时，对于同一负载，当输入电压升高时，若开关频率仍保持不变，则开关管的关断损耗和变压器的损耗都会相应增加，从而导致输入电压升高时***效率下降。因此，仅通过负载电流进行模式切换的方法存在无法兼顾宽输入电压范围内***效率较优的问题。
以下按照表1所列输入输出规格，设计并制作了60W不对称半桥反激变换器实物样机。通过对样机的效率优化测试，发现在不同负载、不同输入电压下样机工作于效率最优的状态时，开关频率和负载电流及输入电压呈现出图5所示的曲线关系，由此进一步验证了仅靠负载电流进行模式切换无法兼顾宽输入电压范围内***效率较优的问题。
表1
输入电压范围 85VAC-264VAC(母线电压范围约为120VDC-370VDC)
输出规格 Vo＝12V、Io＝5A、Po＝60W
开关频率范围 30kHz～300kHz(满载300kHz)
2、当负载低于第二设定值，特别是变换器空载工作这种情况，若仍按照较低的固定开关频率的不对称半桥反激模式工作，则存在空载损耗较大的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种开关变换器的模式切换方法，能有效解决现有模式切换方法无法兼顾宽输入电压范围效率较优的问题和空载损耗较大的问题。
本申请的发明构思为：引入输入电压，由输入电压和负载共同决定模式切换，此外，当负载足够轻时使***工作于Burst模式。
为解决上述技术问题，本发明提供一种开关变换器的模式控制方法，其用于不对称半桥反激变换器的工作模式控制，所述不对称半桥反激变换器具有主开关管、辅开关管、变压器和单向钳位电路，所述方法包括：
根据输入电压和负载信息对不对称半桥反激变换器的工作模式进行控制；
在某一输入电压下，当负载大于或等于第一负载设定值时，控制器控制不对称半桥反激变换器工作于固定开关频率的不对称半桥反激模式；
当负载小于第一负载设定值且大于或等于第二负载设定值时，控制器控制不对称半桥反激变换器工作于钳位不对称半桥反激模式，且不对称半桥反激变换器的开关频率随着负载减小而线性下降；
当负载小于第二负载电流设定值时，控制器控制不对称半桥反激变换器工作于间歇发波模式；
其中，第一负载设定值大于第二负载设定值，且输入电压越高，第一负载设定值越大。
在一个实施例中，输入电压为所述不对称半桥反激变换器的正母线电压或所述主开关漏极电压或主开关导通期间辅开关的漏极电压；负载信息为不对称半桥反激变换器的负载电流或能够反映负载电流大小的输出电压隔离反馈信号。
在一个实施例中，不同的输入电压对应的第二负载设定值相同。
在一个实施例中，当负载小于或等于所述第二负载设定值时，不同的输入电压下，控制器控制不对称半桥反激变换器均工作于间歇发波模式。
在一个实施例中，开关频率的最低开关频率为人听觉范围之上。
本发明还提供一种开关变换器，所述开关电源包括：
不对称半桥反激变换器，其输入端配置为与输入电压连接，其输出端配置为与负载连接；
输入电压采样模块，配置为采集输入电压；
负载采样模块，配置为采集负载信息；
控制器，配置为根据输入电压确认第一负载设定值，其中，输入电压越大，对应的第一负载设定值越大，以及配置为根据负载信息控制对称半桥反激变换器的工作模式；
在某一输入电压下，当负载大于或等于第一负载设定值时，控制器控制不对称半桥反激变换器工作于固定开关频率的不对称半桥反激模式；
当负载小于第一负载设定值且大于或等于第二负载设定值时，控制器不对称半桥反激变换器工作于钳位不对称半桥反激模式，且不对称半桥反激变换器的开关频率随着负载减小而线性下降，其中，第一负载设定值大于所述第二负载设定值；
当所述负载小于所述第二负载电流设定值时，控制器控制不对称半桥反激变换器工作于间歇发波模式。
本发明再提供一种开关变换器的模式控制方法，其包括：
负载检测步骤，检测不对称半桥反激变换器的负载大小；
输入电压检测步骤，检测不对称半桥反激变换器的输入电压大小；
负载设定值确定步骤，根据所检测的输入电压大小，确定第一负载设定值，其中，输入电压越大，第一负载设定值越大；
工作模式控制步骤，在某一所述输入电压下，根据负载大小控制所述不对称半桥反激变换器的工作模式为固定开关频率的不对称半桥反激模式、钳位不对称半桥反激模式或间歇发波模式中的任何一种；
当负载大于或等于第一负载设定值时，控制不对称半桥反激变换器工作于固定开关频率的不对称半桥反激模式；
当负载小于第一负载设定值且大于或等于第二负载设定值时，控制不对称半桥反激变换器工作于钳位不对称半桥反激模式，且不对称半桥反激变换器的开关频率随着负载减小而线性下降，其中，第一负载设定值大于第二负载设定值；
当负载小于所述第二负载电流设定值时，控制不对称半桥反激变换器工作于间歇发波模式。
在一个实施例中，在负载检测步骤中，通过该检测不对称半桥反激变换器的负载电流或能够反映负载电流大小的输出电压隔离反馈信号来检测负载大小。
在一个实施例中，在负载设定值调整步骤中，根据所检测的输入电压大小，将输入电压进行分段，处于同一段电压范围的输入电压对应相同的第一负载设定值。
术语解释：
不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，主开关与辅开关互补导通，控制器控制单向钳位网络始终处于关断状态，英文简称为AHBF Mode。
钳位不对称半桥反激模式：在一个开关循环周期中，主开关、辅开关和单向钳位网络交替导通或者关断，具体地，每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、电流钳位阶段和主开关零电压开通阶段；在励磁阶段和辅开关零电压开通阶段，单向钳位网络关断；在去磁阶段，辅开关导通，单向钳位网络导通或者关断均可，单向钳位网络没有电流流过；至此阶段结束时刻，励磁电感电流达到设定值，辅开关关断，单向钳位网络处于导通状态，钳位电流流过单向钳位网络；在电流钳位阶段，单向钳位网络导通，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络保持钳位电流基本不变，至此阶段结束时刻，单向钳位网络关断；在主开关零电压开通阶段，单向钳位网络已被关断，单向钳位网络中的钳位电流被释放，使主开关电压降低至零或接近零，此时控制主开关导通，实现主开关零电压开通，英文简称为CAHBF Mode。
Burst模式：又称为间歇发波模式，变换器以CAHBF Mode连续工作数个开关周期，再停歇数个开关周期，如此循环，功率开关停歇期间，输出能量依靠输出电容提供。
本发明的工作原理将结合具体的实施例进行分析，在此不赘述，本发明的有益效果如下：
1、使不对称半桥反激变换器在全电压、全负载范围内***效率均较优；
2、使不对称半桥反激变换器在空载时具有更低的损耗。
附图说明
图1现有不对称半桥反激开关变换器电路框图；
图2现有不对称半桥反激开关变换器模式切换示意图；
图3为中国专利201911352361.1的开关变换器的电路图；
图4为中国专利201911352361.1的开关变换器的模式切换示意图；
图5为60W不对称半桥反激变换器效率最优时的模式切换曲线；
图6为本发明不对称半桥反激变换器的电路框图；
图7为本发明不对称半桥反激变换器的模式切换示意图；
图8为本发明不对称半桥反激变换器等效电路原理图；
图9为不对称半桥反激变换器工作于CAHBF模式的典型工作波形图；
图10为使用本发明模式切换方法时实测的240W不对称半桥反激变换器的效率图。
具体实施方式
为了使本发明更加清楚明白，以下将结合附图及具体实施例，对现有技术方案及本发明技术方案进行更加清楚、完整地描述。
请参考图6，一种开关变换器，包括：不对称半桥反激变换器和控制器。
不对称半桥反激变换器(以下简称为变换器)包含输入电容Cin、主开关管S1、辅开关管S2、谐振电容Cr、单向钳位网络、变压器、整流开关D、输出滤波电容Co、输出电压隔离采样模块以及输入电压采样模块。
输出电压隔离采样模块为负载采样模块，输出电压隔离采样模块设有两个输入端和一个输出端，两个输入端分别与不对称半桥反激变换器的输出滤波电容C0的正极和负极连接，一个输出端与控制器的输入端FB连接，用于采集输出电压隔离反馈信号，并将输出电压隔离反馈信号输出给控制器，用于控制输出电压稳定，同时也用于反映负载信息，以用于后续模式切换。
输入电压采样模块设有一个输入端和一个输出端，输入端V1与正母线电联接，用于检测输入电压；输出端V2与控制器输入端Vdc电联接，用于采样变换器输入电压，并将该输入电压调理为控制器可以识别的值，用于后续模式切换。
控制器设有输入端Vdc、输入端FB、输出端GS1、输出端GS2和输出端GS3。
输入端Vdc和输入电压采样模块的输出端V2电联接；输入端FB和输出电压隔离反馈信号电联接；输出端GS1与主开关管S1的栅极电联接，输出端GS1用于输出驱动信号Vgs1至主开关管S1以控制主开关管S1导通或关断；输出端GS2与辅开关管S2的栅极电联接，输出端GS2用于输出驱动信号Vgs2至辅开关管S2以控制辅开关管S2导通或关断；输出端GS3与单向钳位网络的开关管S3的栅极电联接，输出端GS3用于输出驱动信号Vgs3至单向钳位网络的开关管S3以控制开关管S3导通或关断。本实施例中，驱动信号Vgs1、驱动信号Vgs2和驱动信号Vgs3分别是PWM信号。
控制器，主要用于输出稳压和模式切换，一方面，控制器根据输出电压隔离采样模块输出的输出电压隔离反馈信号进行输出电压闭环控制；另一方面，控制器根据输入电压采样模块输出的输入电压信号和输出电压隔离采样模块输出的输出电压隔离反馈信号(负载信息)按照图7所示的模式切换曲线控制变换器的工作模式；控制器输出控制主开关管S1、辅开关管S2、单向钳位网络的开关管S3的栅极驱动信号Vgs1、Vgs2和Vgs3实现输出稳压和模式控制。
模式控制的过程为，在某一电压下，当负载较重时，控制器控制变换器工作于AHBF模式；当负载减轻时，控制器控制变换器工作于CAHBF模式，且开关频率随负载减小而降低；当负载进一步减轻时，控制器控制变换器工作于Burst模式。当输入电压升高时，对同样的负载点，控制器使开关频率相应的降低，以到达抵消输入电压升高带来的效率损失。
以下结合图6、7，对本发明开关变换器的模式控制方法进行具体说明。
本发明开关变换器的模式控制方法特征在于：由输入电压和负载信息共同决定模式控制曲线。该控制方法具体包括如下步骤：
负载检测步骤，检测不对称半桥反激变换器的负载大小。在本实施例中，通过采集能够反映负载电流大小的输出电压隔离反馈信号来检测负载大小。
输入电压检测步骤，检测不对称半桥反激变换器的输入电压大小。
负载设定值确定步骤，根据所检测的输入电压大小，确定第一负载设定值，其中，输入电压越高，该输入电压下模式切换曲线的第一负载设定值越大(Vload3>Vload2>Vload1)；不同输入电压对应的模式切换曲线具有相同的第二负载设定值，且第二负载设定值小于第一负载设定值。在其他实施中，可将输入电压进行分段，处于同一段电压范围的所输入电压对应相同的第一负载设定值。
工作模式控制步骤，在某一输入电压下，根据负载大小控制变换器的工作模式为固定开关频率的不对称半桥反激模式、钳位不对称半桥反激模式或间歇发波模式中的任何一种。
具体地：不同的输入电压对应不同的模式控制曲线(Vin1<Vin2<Vin3)；某一输入电压下，在负载大于或等于第一负载设定值(如Vin1时对应的Vload1、Vin2时对应的Vload2、Vin3时对应的Vload3)时，控制器使变换器工作于最大开关频率fmax的AHBF模式；在输出负载小于第一负载设定值且大于或等于第二负载设定值(Vload0)时，控制器使变换器工作于CAHBF模式，且开关频率随着负载减小而线性下降，且最低开关频率fmin为人听觉范围之上(通常情况下，人耳听不到20KHZ频率以上的声音)；在负载小于第二负载设定值时，控制器使变换器工作于Burst模式。
较优地，在负载小于或等于第二负载设定值时，不同输入电压下变换器均工作于Burst模式。
请参考图8和图9，变换器工作于CAHBF模式的典型波形图，该模式下每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。每个循环周期的工作原理如下：
励磁阶段：从t0时刻起至t1时刻止，控制主开关管S1导通，输入电压Vin向谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm充电，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr线性上升，即输入电压Vin给变压器励磁，该阶段驱动信号Vgs2和Vgs3为低电平，辅开关管S2和单向钳位网络Sow关断；
辅开关零电压开通阶段：从t1时刻起至t2时刻止，控制主开关管S1关断，电容C1、电容C2、谐振电感Lr和励磁电感Lm形成串联谐振，谐振电感电流ILr给电容C1充电、电容C2放电，使得电容C1两端的电压VC1上升、电容C2两端的电压VC2下降，至电容C2放电完毕，VC2降为零，二极管D2自然导通，谐振电感电流ILr流过二极管D2，t2时刻，控制辅开关管S2导通，辅开关管S2实现零电压开通。此阶段驱动信号Vgs3仍然为低电平，单向钳位网络Sow关断；
去磁阶段：从t2时刻起至t3时刻止，控制辅开关管S2导通，主开关管S1继续关断，整流开关D导通，整流开关D的电流I2增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电感电流ILm线性减小，变压器去磁，t3时刻，励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关管S2关断。此阶段驱动信号Vgs3为高电平，单向钳位网络Sow导通，单向钳位网络Sow的开通时刻可以是t2至t3之间的任意时刻(即t2至t3之间单向钳位网络Sow导通与关断均可)，由于单向钳位网络Sow只允许电流从其阳极流到阴极，故此过程中单向钳位网络Sow中并没有电流流过；
电流钳位阶段：从t3时刻起至t4时刻止，t3时刻，辅开关管S2关断，单向钳位网络Sow继续导通，电容C1、电容C2、谐振电容Cr和谐振电感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给电容C1放电、电容C2充电，使得电容C1两端的电压VC1下降、电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，单向钳位网络Sow阳极电压为零，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关D关断，励磁电感电流ILm(或称钳位电流)自然通过单向钳位网络Sow阳极流向阴极，单向钳位网络Sow保持钳位电流基本不变，至t4时刻，驱动信号Vgs3变为低电平，单向钳位网络Sow关断；
主开关零电压开通阶段：从t4时刻起至t5时刻止，t4时刻单向钳位网络Sow关断，主开关管S1和辅开关管S2保持关断状态，单向钳位网络Sow保持的钳位电流被释放，并给电容C1继续放电、给电容C2继续充电，电容C1两端的电压VC1继续下降，电容C2两端电压VC2继续上升，至电容C1两端电压下降到零，钳位电流开始流过二极管D1，t5时刻，驱动信号Vgs1变为高电平，主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。
变换器工作于AHBF模式时，在一个开关循环周期中，钳位开关管始终处于关断状态，主开关管和辅开关管互补工作，每个循环周期包含四个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、主开关零电压开通阶段。
其中，励磁阶段、辅开关零电压开通阶段的工作原理与上述CAHBF模式的励磁阶段、辅开关零电压开通阶段工作原理相同，再此不再叙述。AHBF模式的去磁阶段和主开关零电压开通阶段工作原理如下：
去磁阶段：保持辅开关管S2导通，主开关管S1关断，整流开关D导通，整流开关D的电流I2增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电感电流ILm线性减小，变压器去磁，当励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关管S2关断。此阶段驱动信号Vgs3为低电平，单向钳位网络Sow关断。
主开关零电压开通阶段：主开关管S1和辅开关管S2保持关断状态，电容C1、电容C2、谐振电容Cr和谐振电感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给电容C1放电、电容C2充电，使得电容C1两端的电压VC1下降、电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关D关断，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr被释放，并给电容C1继续放电、给电容C2继续充电，电容C1两端的电压VC1继续下降，电容C2两端电压VC2继续上升，至电容C1两端电压下降到零，谐振电感电流ILr开始流过二极管D1，此时控制主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。
以下按照表2所列输入输出规格，设计并制作了采用本发明模式切换方法的240W变换器实物样机。
表2
输入电压范围 170VAC-264VAC(母线电压范围约为240VDC-370VDC)
输出规格 Vo＝12V、Io＝20A、Po＝240W
开关频率范围 30kHz～300kHz(满载300kHz)
图10为样机采用本发明方案的模式切换方法时实测的240W变换器样机全电压、全负载范围内效率均在90％之上，***效率较优。
应当指出，本发明实施例所述的变换器的模式切换方法，通过改变变换器谐振腔位置、单向钳位网络与变压器联接方式、输入电压检测方式、负载检测方式等实现方式，仍在本发明保护范畴之内。
变换器的谐振腔位置、单向钳位网络与变压器联接方式可以有多种不同的组合，申请号为201911352361.1的中国专利和申请号为201910513578.X的中国专利申请中给出了大量的实施例，这些都属于本发明所述的变换器的范畴。
输入电压检测模块也可以与变换器的母线、开关管有多种不同的连接方式，包括但不限于以下两种方式：
(1)输入电压检测模块的输入端与主开关管S1的漏极电联接，通过采样主开关管S1漏极电压反映输入电压；
(2)输入电压检测模块的输入端与主开关管S1的源极、辅开关管S2的漏极电联接，通过采样主开关管S1导通后的该点电压反映输入电压。
模式切换中负载信息也可以有不同的实现方式，包括但不限于以下两种方式：
(1)在变换器输出端增加采样电阻，利用负载电流在电阻上的电压直接反映负载电流大小，将该电压值作为负载信息。
(2)通过电路工作条件和电路参数计算负载电流，将计算所得的负载电流作为负载信息。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (11)

1.一种开关变换器的模式控制方法，其用于不对称半桥反激变换器的工作模式控制，所述不对称半桥反激变换器具有主开关管、辅开关管、变压器和单向钳位电路，其特征在于，所述方法包括：
根据输入电压和负载信息对所述不对称半桥反激变换器的工作模式进行控制；
在某一所述输入电压下，当负载大于或等于第一负载设定值时，控制器控制所述不对称半桥反激变换器工作于固定开关频率的不对称半桥反激模式；
当所述负载小于第一负载设定值且大于或等于第二负载设定值时，控制器控制所述不对称半桥反激变换器工作于钳位不对称半桥反激模式，且所述不对称半桥反激变换器的开关频率随着所述负载减小而线性下降；
当所述负载小于所述第二负载电流设定值时，控制器控制所述不对称半桥反激变换器工作于间歇发波模式；
其中，所述第一负载设定值大于所述第二负载设定值，且所述输入电压越高，所述第一负载设定值越大。
2.如权利要求1所述的开关变换器的模式控制方法，其特征在于：所述输入电压为所述不对称半桥反激变换器的正母线电压或所述主开关漏极电压或所述主开关导通期间辅开关的漏极电压；所述负载信息为所述不对称半桥反激变换器的负载电流或能够反映负载电流大小的输出电压隔离反馈信号。
3.如权利要求1所述的开关变换器的模式控制方法，其特征在于：不同的所述输入电压对应的所述第二负载设定值相同。
4.如权利要求3、4所述的开关变换器的模式控制方法，其特征在于：将所述的输入电压进行分段，处于同一段电压范围的所述输入电压对应相同的所述第一负载设定值。
5.如权利要求1所述的开关变换器的模式控制方法，其特征在于：当所述负载小于或等于所述第二负载设定值时，不同的所述输入电压下，所述控制器控制所述不对称半桥反激变换器均工作于所述间歇发波模式。
6.如权利要求1所述的开关变换器的模式控制方法，其特征在于：所述开关频率的最低开关频率为人听觉范围之上。
7.一种开关变换器，其特征在于，所述开关电源包括：
不对称半桥反激变换器，其输入端配置为与输入电压连接，其输出端配置为与负载连接；
输入电压采样模块，配置为采集所述输入电压；
负载采样模块，配置为采集负载信息；
控制器，配置为根据所述输入电压确认第一负载设定值，其中，所述输入电压越大，对应的所述第一负载设定值越大，以及配置为根据所述负载信息控制所述对称半桥反激变换器的工作模式；
在某一所述输入电压下，当所述负载大于或等于所述第一负载设定值时，控制器控制所述不对称半桥反激变换器工作于固定开关频率的不对称半桥反激模式；
当所述负载小于第一负载设定值且大于或等于第二负载设定值时，控制器所述不对称半桥反激变换器工作于钳位不对称半桥反激模式，且所述不对称半桥反激变换器的开关频率随着所述负载减小而线性下降，其中，所述第一负载设定值大于所述第二负载设定值；
当所述负载小于所述第二负载电流设定值时，控制器控制所述不对称半桥反激变换器工作于间歇发波模式。
8.一种开关变换器的模式控制方法，其特征在于，包括：
负载检测步骤，检测不对称半桥反激变换器的负载大小；
输入电压检测步骤，检测所述不对称半桥反激变换器的输入电压大小；
负载设定值确定步骤，根据所检测的所述输入电压大小，确定第一负载设定值，其中，所述输入电压越大，所述第一负载设定值越大；
工作模式控制步骤，在某一所述输入电压下，根据所述负载大小控制所述不对称半桥反激变换器的工作模式为固定开关频率的不对称半桥反激模式、钳位不对称半桥反激模式或间歇发波模式中的任何一种；
当所述负载大于或等于第一负载设定值时，控制所述不对称半桥反激变换器工作于固定开关频率的不对称半桥反激模式；
当所述负载小于第一负载设定值且大于或等于第二负载设定值时，控制所述不对称半桥反激变换器工作于钳位不对称半桥反激模式，且所述不对称半桥反激变换器的开关频率随着所述负载减小而线性下降，其中，所述第一负载设定值大于所述第二负载设定值；
当所述负载小于所述第二负载电流设定值时，控制所述不对称半桥反激变换器工作于间歇发波模式。
9.如权利要求9所述开关变换器的模式控制方法，其特征在于：在所述负载检测步骤中，通过该检测所述不对称半桥反激变换器的负载电流或能够反映负载电流大小的输出电压隔离反馈信号来检测负载大小。
10.如权利要求9所述开关变换器的模式控制方法，其特征在于：不同的所述输入电压对应的所述第二负载设定值相同。
11.如权利要求9所述开关变换器的模式控制方法，其特征在于：在所述负载设定值调整步骤中，根据所检测的所述输入电压大小，将所述输入电压进行分段，处于同一段电压范围的所述输入电压对应相同的所述第一负载设定值。
CN202011210399.8A 2020-11-03 2020-11-03 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器 Active CN112564489B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011210399.8A CN112564489B (zh) 2020-11-03 2020-11-03 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011210399.8A CN112564489B (zh) 2020-11-03 2020-11-03 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112564489A true CN112564489A (zh) 2021-03-26
CN112564489B CN112564489B (zh) 2022-05-20

Family

ID=75041835

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011210399.8A Active CN112564489B (zh) 2020-11-03 2020-11-03 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112564489B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113937988A (zh) * 2021-06-28 2022-01-14 杰华特微电子股份有限公司 不对称半桥反激变换器及其控制方法
CN114421781A (zh) * 2022-03-31 2022-04-29 深圳市芯茂微电子有限公司 一种谐振变换器的控制方法
WO2024065588A1 (zh) * 2022-09-30 2024-04-04 华为数字能源技术有限公司 变换器及其控制方法

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080043504A1 (en) * 2006-08-16 2008-02-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method for providing control for switch-mode power supply
CN101420180A (zh) * 2004-11-19 2009-04-29 三垦电气株式会社 开关电源器件
CN101826796A (zh) * 2009-03-02 2010-09-08 昂宝电子（上海）有限公司 利用多模控制的准谐振***和方法
EP2737617A1 (en) * 2011-07-29 2014-06-04 Shenzhen BYD Auto R&D Company Limited A control ic of a switch power supply and a switch power supply using the same
CN104779806A (zh) * 2015-04-30 2015-07-15 广州金升阳科技有限公司 不对称半桥反激变换器及其控制方法
CN108964474A (zh) * 2018-08-13 2018-12-07 三峡大学 一种基于llc谐振变换器的三模态整流拓扑结构
US20190260282A1 (en) * 2017-07-28 2019-08-22 Apple Inc. Primary resonant flyback converters
CN110649817A (zh) * 2019-09-25 2020-01-03 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法
CN111130353A (zh) * 2019-12-25 2020-05-08 广州金升阳科技有限公司 开关电源装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101420180A (zh) * 2004-11-19 2009-04-29 三垦电气株式会社 开关电源器件
US20080043504A1 (en) * 2006-08-16 2008-02-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method for providing control for switch-mode power supply
CN101826796A (zh) * 2009-03-02 2010-09-08 昂宝电子（上海）有限公司 利用多模控制的准谐振***和方法
EP2737617A1 (en) * 2011-07-29 2014-06-04 Shenzhen BYD Auto R&D Company Limited A control ic of a switch power supply and a switch power supply using the same
CN104779806A (zh) * 2015-04-30 2015-07-15 广州金升阳科技有限公司 不对称半桥反激变换器及其控制方法
US20190260282A1 (en) * 2017-07-28 2019-08-22 Apple Inc. Primary resonant flyback converters
CN108964474A (zh) * 2018-08-13 2018-12-07 三峡大学 一种基于llc谐振变换器的三模态整流拓扑结构
CN110649817A (zh) * 2019-09-25 2020-01-03 广州金升阳科技有限公司 一种有源钳位反激变换器的多模式控制方法
CN111130353A (zh) * 2019-12-25 2020-05-08 广州金升阳科技有限公司 开关电源装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113937988A (zh) * 2021-06-28 2022-01-14 杰华特微电子股份有限公司 不对称半桥反激变换器及其控制方法
CN113937988B (zh) * 2021-06-28 2024-03-22 杰华特微电子股份有限公司 不对称半桥反激变换器及其控制方法
CN114421781A (zh) * 2022-03-31 2022-04-29 深圳市芯茂微电子有限公司 一种谐振变换器的控制方法
WO2024065588A1 (zh) * 2022-09-30 2024-04-04 华为数字能源技术有限公司 变换器及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN112564489B (zh) 2022-05-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112564489B (zh) 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器
CN111130353B (zh) 开关电源装置
US6639811B2 (en) Switching power supply unit
WO2020248472A1 (zh) 不对称半桥变换器及控制方法
CN112067886B (zh) 一种开关电源装置的电流检测电路
CN112072924B (zh) 一种开关电源装置和模式控制方法
CN110460239B (zh) 一种有源钳位反激变换器
CN112510976B (zh) 一种有源钳位反激变换器、控制器及其控制方法
CN111030462B (zh) 一种有源钳位反激变换器及控制方法
CN112271926B (zh) 一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模式控制方法
TWI650927B (zh) 用於主開關切換轉換的零電壓開關式返馳變換器
CN115224952A (zh) 双向功率变换装置的控制方法及双向功率变换装置
CN113346753B (zh) 一种钳位不对称半桥反激变换器的轻空载控制方法及电路
CN113726166B (zh) 反激变换器及其控制方法
CN114640255A (zh) 一种串联谐振变换器及其控制方法
CN113131745B (zh) 一种反激电源的控制方法及控制电路
CN108696133B (zh) 控制装置及控制方法
CN113708634A (zh) 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN115800762A (zh) 一种开关变换器及其控制方法
CN108418438B (zh) 一种dc-dc变换器
TWI653813B (zh) 強迫式零電壓開關返馳變換器及其運行方法
CN113381611B (zh) 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN114793069A (zh) 钳位不对称半桥反激变换器的突发功率控制方法及电路
CN114679071A (zh) 非对称半桥反激式开关电源及其控制芯片和控制方法
CN112769338A (zh) 一种驱动电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant