CN111030462B - 一种有源钳位反激变换器及控制方法 - Google Patents

一种有源钳位反激变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种有源钳位反激变换器及控制方法，本发明针对现有有源钳位反激变换器在轻载时效率低下的问题，首先从改进其控制方法入手，提供了一种可以实现各开关管的软开关，优化EMI，同时能保证较高的轻载效率的控制方法，然后再从有源钳位反激变换器的电路结构和控制方法两方面入手，提供了一种可以实现各开关管的软开关，优化EMI，同时能保证较高的轻载效率的有源钳位反激变换器。所述控制方法主要内容为：对有源钳位反激变换器采用变频控制，即使电路的工作频率随负载变化，变频控制方案根据电路总损耗与电路工作频率的关系选择。

Description

一种有源钳位反激变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器领域，尤其涉及一种有源钳位反激变换器及控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的迅猛发展，开关变换器的应用越来越广泛，人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。反激拓扑具有结构简单、价格低廉等优点，被广泛应用于小功率开关变换器。但普通反激拓扑是硬开关，不能回收漏感能量，因此限制了普通反激拓扑的效率和体积。为在小功率开关变换器的体积和效率上寻求突破，软开关技术已成为电力电子技术的研究热点。
目前，能够实现软开关技术的反激拓扑代表是有源钳位反激电路拓扑，有源钳位反激变换器电路原理示意图如图1所示。有源钳位反激变换器由主功率电路(由变压器和主开关管Q1组成)、钳位电路(由钳位管Q2和钳位电容Cr组成)和输出滤波电路(由整流二极管DSR和输出电容Co)组成。Lm为变压器励磁电感，Lr为变压器漏感。有源钳位反激变换器的钳位电路能够回收漏感Lr能量并将其传递至输出侧，并且，在DCM(Discontinous ConducionMode断续导通模式)模式下，主开关管及钳位管均断开时，有源钳位反激变换器的励磁电感Lm、漏感Lr与主开关管及钳位管的寄生电容Cds1、Cds2谐振，很容易实现 ZVS(ZeroVoltage Switching零电压开通)，提高电路的转换效率。但是，在DCM模式下，有源钳位反激变换器励磁电感Lm、漏感Lr与开关管寄生电容Cds1、Cds2的谐振将会产生较大的振荡，恶化电路的EMI(Electro Magnetic Interference电磁干扰)。
为实现反激拓扑的软开关并得到较好的EMI特性，Astec公司提出一种有源钳位反激变换器及其控制方法，电路原理示意图如图2所示，也包括主功率电路、钳位电路和输出滤波电路。主功率电路由变压器和主开关管连接而成，钳位电路由钳位电容与钳位二极管并联后与钳位管连接而成，输出滤波电路由整流二极管和输出电容连接而成。其中，Q1为主开关管，Q2为钳位管，Lm为变压器励磁电感，Lr为变压器漏感，Cr为钳位电容，D4为钳位二极管，DSR为整流二极管，Co为输出电容。主开关管Q1和钳位管Q2的关系为互补关系，期间保留一定的死区时间，总的工作周期为T，分为如下5个工作阶段：
在能量存储阶段(t0～t1阶段)，主开关管Q1导通、钳位管Q2关断，副边整流二极管DSR截止，变压器正向激磁。
在死区阶段一(t1～t2阶段)，主开关管Q1、钳位管Q2关断，电路进入死区，原边电流先对主开关管Q1的寄生电容Cds1充电，当主开关Q1寄生电容电压大于输入电压Vin 时，钳位管Q2寄生二极管D2导通，原边电流对钳位电容Cr充电。
在能量传递阶段(t2～t3阶段)，主开关管Q1关断，钳位管Q2导通，副边整流二极管DSR导通，励磁电感Lm电压被钳位至-Nps*Vo，其中Nps为变压器原副边绕组匝数比，Vo 为输出电压，漏感Lr与钳位电容Cr谐振，谐振周期为
Figure BDA0002315003990000021
其中，Lr为变压器漏感的感量，Cr为钳位电容Cr的容量，当副边电流Is等于0时，该阶段结束。
在钳位续流阶段(t3～t4阶段)，主开关管Q1关断，钳位管Q2导通，副边整流二极管DSR截止，此时励磁电感失去钳位作用，励磁电感、漏感、钳位电容三者谐振，当钳位电容电压下降为-0.7V时，二极管D4导通，此时，励磁电感被短路，谐振停止，励磁电流通过二极管D4续流，直到钳位开关管Q2关断，该阶段结束。
在死区阶段二(t4～t5阶段)，主开关管Q1、钳位管Q2关断，激磁电感Lm、漏感Lr与主开关管寄生电容Cds1谐振，对主开关管Q1的寄生电容Cds1放电。当主开关管寄生电容Cds1电压下降为0时，主开关管Q1寄生二极管D1导通，此时主开关管Q1导通，主开关管Q1实现ZVS导通。
Astec公司所提出的一种有源钳位反激变换器及其控制方法，可以实现所有开关管的软开关，同时能够消除钳位续流阶段(又叫断续休止阶段)的振荡，优化EMI。但是Astec公司所提出的一种有源钳位电路及其控制方法在轻载时效率很低，原因如下：Astec公司所提供的有源钳位反激变换器采用定频控制，在钳位续流阶段，励磁电感电流通过二极管D4续流，维持实现主开关管ZVS的能量，而续流的励磁电感电流并非小电流，在轻载时断续休止时间较长，因此轻载时，二极管D4的损耗较大；此外，在轻载时，开关管的损耗及变压器损耗也占据变换器损耗的很大一部分，因此导致变换器轻载效率低，空载功耗很大。
发明内容
针对上述有源钳位反激变换器在轻载时效率低下的问题，本发明首先从改进其控制方法入手，提供一种可以实现各开关管的软开关，优化EMI，同时能保证较高的轻载效率的控制方法。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种有源钳位反激变换器控制方法，所述控制方法控制所述有源钳位反激变换器周期工作，每个周期包括如下5个工作阶段：能量存储阶段、死区阶段一、能量传递阶段、钳位续流阶段和死区阶段二；其特征在于，所述有源钳位反激变换器采用变频控制，即使电路的工作频率随负载变化，变频控制方案根据电路总损耗与电路工作频率的关系选择。
当电路工作频率升高，变压器损耗及开关管损耗将增大，同时电路的断续休止时间变短，钳位二极管的损耗降低；同理，当电路的工作频率降低，钳位二极管损耗将增大，变压器损耗和开关管损耗将降低。也即，电路总损耗随其工作频率变化。在电路轻载时，可根据电路总损耗与电路工作频率的关系，选择使电路工作在能降低其损耗的频率下，从而提高其轻载效率。电路总损耗随工作频率变化而升高或降低，与电路元器件材料和电路参数相关，不同的电路元器件材料和电路参数将使电路的各类损耗变化幅度存在差异，所以，电路总损耗与电路工作频率的关系需通过调试确定。
所述变频控制方案包括升频控制和降频控制。
当工作频率升高时，元器件材料和电路参数决定电路的总损耗降低，则控制电路工作于升频模式。当工作频率降低时，元器件材料和电路参数决定电路的总损耗降低，则控制电路工作于降频模式。
调频方式：获得所述有源钳位反激变换器的输出电压反馈信号FB与峰值电流采样信号 CS；
依据输出电压反馈信号FB和峰值电流采样信号CS调节所述有源钳位反激变换器钳位续流阶段的时间，从而调节电路的工作频率。
调节频率过程中，死区阶段一和死区阶段二的时间或所占比例保持不变，能量存储阶段的时间由FB信号决定，能量传递阶段的时间由CS信号决定，调节能量存储阶段和能量传递阶段的时间以维持输出电压稳定。
若选择升频控制方案，则随着负载的变轻，根据输出电压反馈信号FB和峰值电流采样信号CS缩短钳位续流阶段的时间，使钳位续流阶段的时间维持在固定值一，从而控制电路的频率随负载变轻而升高；
所述固定值一由电路在该负载下的最优效率决定；
若选择降频控制方案，则随着负载的变轻，电路控制器根据FB信号和CS信号延长钳位续流阶段的时间，使钳位续流阶段的时间维持在固定值二，从而控制电路的频率随负载变轻而降低；
所述固定值二由电路在该负载下的最优效率决定。
针对上述有源钳位反激变换器在轻载时效率低下的问题，本发明还从其电路结构和控制方法两方便入手，提供一种可以实现各开关管的软开关，优化EMI，同时能保证较高的轻载效率的有源钳位反激变换器。
本发明有源钳位反激变换器实现方案如下：一种采用上述控制方法的有源钳位反激变换器，包括控制器和电路，所述电路包括主功率电路、钳位电路和输出滤波电路；所述主功率电路由变压器和主开关管组成，其中，变压器原边绕组第一端子为电路的正输入端Vin+，变压器原边绕组的第二端子与主开关管漏极相连，主开关管的源极为电路的负输入端Vin-，所述变压器的副边绕组通过所述输出滤波电路滤波后输出，所述钳位电路与所述变压器原边绕组并联；所述控制器与所述主功率电路和钳位电路相连，为其中的开关管提供驱动信号，从而控制所述电路的工作过程；
其特征在于，所述钳位电路由钳位电容、主钳位管、钳位二极管、辅助电容和辅钳位管组成，所述钳位二极管的阴极与辅助电容一端连接后与辅钳位管的漏极相连接，钳位二极管的阳极与钳位电容的另一端连接后与电路的正输入端Vin+相连接，辅钳位管的源极与主开关管的漏极相连后再与主钳位管的源极相连接，主钳位管的漏极与钳位电容一端相连接，钳位电容的另一端与电路的正输入端Vin+相连接。
所述输出滤波电路由整流二极管和输出电容组成，整流二极管的阳极与变压器副边绕组第一端子相连接，整流二极管阴极与输出电容一端连接后形成电路的正输出端，输出电容的另一端与变压器副边绕组第二端子连接后形成电路的负输出端；其中，变压器原边绕组第一端子与变压器副边绕组第二端子互为同名端，变压器原边绕组第二端子与变压器副边绕组第一端子互为同名端。
所述有源钳位反激变换器5个工作阶段的具体工作过程如下：
能量存储阶段
在能量存储阶段，主开关管导通，主钳位管及辅钳位管关断，副边整流二极管截止，变压器正向激磁；
死区阶段一
在死区阶段一，主开关管关断，主钳位管及辅钳位管关断，励磁电感和漏感对主开关管的寄生电容充电，主开关管两端的电压升高到Vin时，辅钳位管的寄生二极管导通，主开关管两端的电压升高到Vin+Vc时，Vin为输入电压，Vc为钳位电容两端的电压，主钳位管的寄生二极管导通，励磁电感、漏感通过主钳位管的寄生二极管对钳位电容和辅助电容进行充电；
能量传递阶段
在能量传递阶段，主开关管关断，主钳位管及辅钳位管导通，整流二极管导通，变压器原边能量传输到副边，励磁电感电压被输出电压钳位在-Nps*Vo，其中，Nps为变压器原副边绕组匝数比，Vo为输出电压，同时，钳位电容和漏感发生振荡，谐振周期为
Figure BDA0002315003990000051
其中Lr为变压器漏感的感量，Cr为钳位电容Cr的容量，钳位电容回收漏感能量，并将其传递至副边，直至副边电流降为零；所述钳位电容的容值较大为大电容，以保障钳位电容和变压器漏感的谐振周期大于主钳位管开通时间的2倍，钳位电容的容值满足：
Figure BDA0002315003990000052
Ton为主钳位管导通时间，即能量传递阶段时间；
钳位续流阶段
在钳位续流阶段，主开关管、主钳位管关断，辅钳位管导通，副边电流为零，变压器失去钳位作用，励磁电感、漏感与主开关管的寄生电容及辅助电容谐振，辅助电容电压下降至-0.7V时，钳位二极管导通，此时，变压器被钳位二极管(图5中的D4，图8中的D2) 钳位，谐振停止，励磁电感、漏感通过钳位二极管续流，直至辅钳位管关断；
死区阶段二
在死区阶段二，主开关管关断，主钳位管及辅钳位管关断，辅钳位管关断，励磁电感、漏感电流对主开关管寄生电容放电，当主开关管寄生电容电压下降为0时，主开关管寄生二极管导通，此时，主开关管导通，主开关管实现ZVS。
有益效果：
1)相比于定频控制模式，本发明的控制方法使电路工作的频率随负载变化，通过调试权衡变压器损耗、钳位二极管损耗、开关管损耗等损耗随工作频率变化的幅度，使变换器总损耗随工作频率的升高或降低而减小，从而提高轻载效率。
2)本发明新型结构的有源钳位反激变换器相比于最接近现有技术，增加了一个主钳位支路，其中主钳位支路的钳位电容Cr为大电容，其两端电压基本保持不变，在能量传递阶段，钳位电容Cr对变压器进行钳位，对漏感能量进行回收，消除了变压器漏感产生的高频振荡，相比而言，本发明新型结构的有源钳位反激变换器的EMI特性更好。
附图说明
图1为有源钳位反激变换器的电路原理图(省略了控制器)；
图2为Astec提出的有源钳位反激变换器的电路原理图(省略了控制器)；
图3为Astec提出的有源钳位反激变换器的电路工作波形图；
图4的a为采用升频控制时工作频率与负载的关系示意图；
图4的b为采用降频控制时工作频率与负载的关系示意图；
图5为本发明实施例一的有源钳位反激变换器的电路原理图；
图6为本发明实施例一的有源钳位反激变换器的工作波形；
图7为本发明实施例一的有源钳位反激变换器驱动信号的变化波形图；
图8为本发明实施例二的有源钳位反激变换器的电路原理图；
图9为本发明实施例二的有源钳位反激变换器的工作波形。
具体实施方式
实施例一
实施例一的有源钳位反激变换器的电路原理图如图5所示，实施例一的有源钳位反激变换器包括主功率电路、钳位电路和输出滤波电路。主功率电路由变压器(Lr、Lm集成在变压器中)和主开关管Q1组成，变压器原边绕组第一端子为电路的正输入端Vin+，变压器原边绕组的第二端子与主开关管Q1漏极(d极)相连，主开关管Q1的源极(s极)为负输入端Vin-。钳位电路由钳位电容Cr、钳位二极管D4和钳位管Q2组成，钳位电路与变压器原边绕组并联，钳位二极管D4的阴极与钳位电容Cr一端连接后与钳位管Q2的漏极(d 极)相连接，钳位二极管D4的阳极与钳位电容Cr的另一端连接后与电路正输入端相连接，钳位管Q2的源极(s极)与主开关管Q1的漏极(d极)相连接。输出滤波电路由整流二极管DSR和输出电容Co组成，整流二极管DSR的阳极与变压器副边绕组第一端子相连接，整流二极管DSR阴极与输出电容Co一端连接后形成电路的正输出端，输出电容Co的另一端与变压器副边绕组第二端子连接后形成电路的负输出端。其中变压器原边绕组第一端子与变压器副边绕组第二端子互为同名端，变压器原边绕组第二端子与变压器副边绕组第一端子互为同名端。控制器为主开关管和钳位管提供驱动信号，主开关管与钳位管为互补关系，控制器控制电路周期工作，周期里电路的工作过程包含能量存储阶段、死区阶段一、能量传递阶段、钳位续流阶段和死区阶段二5个阶段，有源钳位反激变换器的工作波形图如图6 (Vgs1为主开关管驱动信号，Vgs2为钳位管驱动信号，Vds1表示Q1两端电压，Vcr、ILr、ILm、Is分别表示Cr两端电压、通过Lr的电流、通过Lm的电流和副边电流)，电路的工作过程如下：
①能量存储阶段(t0～t1阶段)
在能量存储阶段，主开关管Q1导通、钳位管Q2关断，副边整流二极管Dz截止，变压器正向激磁。
②死区阶段一(t1～t2阶段)
在死区阶段一，主开关管Q1、钳位管Q2关断。原边电流先对主开关管Q1的寄生电容Cds1充电，当主开关Q1寄生电容电压大于输入电压Vin时，钳位管Q2寄生二极管D2 导通，原边电流对钳位电容Cr充电。
③能量传递阶段(t2～t3阶段)
在能量传递阶段，主开关管Q1关断，钳位管Q2导通，副边整流二极管DSR导通。励磁电感电压被钳位至-Nps*Vo，其中Nps为变压器原副边绕组匝数比，Vo为输出电压，漏感Lr与钳位电容Cr谐振，谐振周期为
Figure BDA0002315003990000071
其中，Lr为变压器漏感的感量，Cr为钳位电容Cr的容量，当副边电流Is等于0时，该阶段结束。
④钳位续流阶段(t3～t4阶段)
在钳位续流阶段主开关管Q1关断，钳位管Q2导通，副边整流二极管Dz截止。此时励磁电感失去钳位作用，励磁电感、漏感、钳位电容三者谐振，当钳位电容电压下降为-0.7V时，二极管D4导通，此时，励磁电感被短路，谐振停止，励磁电流通过二极管D4续流，直到钳位开关管Q2关断，该阶段结束。
⑤死区阶段二(t4～t5阶段)
在死区阶段二，主开关管Q1、钳位管Q2关断。激磁电感Lm、漏感Lr与主开关管寄生电容Cds谐振，对主开关管Q1的寄生电容放电。当主开关管寄生电容电压下降为0时，主开关管Q1寄生二极管导通，此时主开关管Q1导通，主开关管Q1实现ZVS。
实施例一的有源钳位反激变换器的控制方法是一种变频控制方法，电路工作频率随负载的变化而变化，电路工作频率与负载的关系如图4的a、图4的b所示。需要说明的是，图4的a、图4的b所示的曲线只为说明电路工作频率随负载的变化而变化，并不限定频率随负载变化的曲线。实施例一的有源钳位反激变换器控制方法中，电路工作频率随负载变化的控制方法包含升频控制和降频控制，具体控制方案由电路元器件材料、电路参数等决定。当电路工作频率升高，变压器损耗及开关管损耗将增大，同时电路的断续休止时间变短，钳位二极管的损耗降低。同理，当电路的工作频率降低，钳位二极管损耗将增大，变压器损耗和开关管损耗将降低。因此，电路总损耗的升高与降低与电路元器件材料与电路参数相关，不同的电路元器件材料和电路参数将使电路的各类损耗变化幅度存在差异，电路总损耗与电路工作频率的关系需通过调试确定。当工作频率升高时，元器件材料和电路参数决定电路的总损耗降低，则控制器控制电路工作于升频模式。当工作频率降低时，元器件材料和电路参数决定电路的总损耗降低，则控制器控制电路工作于降频模式。
实施例一的有源钳位反激变换器控制器产生的驱动信号如图7所示。图7中，Vgs1为主开关管驱动信号，Vgs2为钳位管驱动信号，其中，a部分为降频模式时的驱动信号，b部分为升频模式时的驱动信号。实施例一的有源钳位反激变换器电路的工作频率由控制器产生的驱动信号调节。该处控制器依据传统有源钳位反激变换器的采样方法，获得输出电压反馈信号FB、峰值电流采样信号CS，控制器依据FB信号和CS信号调节钳位续流阶段的时间，从而调节电路的工作频率。控制器调节频率过程中，死区阶段一和死区阶段二的时间或所占比例保持不变，能量存储阶段的时间由FB信号决定，能量传递阶段的时间由CS 信号决定，控制器通过调节能量存储阶段和能量传递阶段的时间来维持输出电压稳定(FB 信号与输出电压Vo呈负相关关系，当输出电压Vo升高时，FB信号变小，控制器根据FB的信号减小能量存储阶段的时间，使主开关管的占空比D1减小，从而降低输出电压，这种负反馈调节使输出电压维持在预设值Vo。CS信号与原边峰值电流呈正相关，能量传递阶段对应的占空比为D2，能量传递阶段时间减小，D2相应减小。输出电压与D1、D2的关系为：
Figure BDA0002315003990000081
)。当电路工作于升频模式，随着负载的变轻(FB信号与Io信号(输出电流))呈正相关关系，FB信号可以反映负载的大小)，控制器根据FB信号和CS信号缩短钳位续流阶段的时间，使钳位续流阶段的时间维持在一固定值，从而控制电路的频率随负载变轻而升高。所述固定值由电路最优效率决定，具体具通过实验调试得出。当电路工作于降频模式，随着负载的变轻，电路控制器根据FB信号和CS信号延长钳位续流阶段的时间，使钳位续流阶段的时间维持在一固定值(固定值得出方法同上)，从而延长电路的工作周期，使电路的工作频率随负载变轻而降低。总体而言，与电路的工作频率相关的上述固定值随负载呈现特定的变化，该变化由电路在相应负载下的最优效率决定。所述特定的变化包含线性变化，所述特定的变化包含非线性变化。
相比于定频控制模式，本发明的控制方法使电路工作的频率随负载变化，通过调试权衡变压器损耗、钳位二极管损耗、开关管损耗等损耗随工作频率变化的幅度，使变换器总损耗随工作频率的升高或降低而减小，从而提高轻载效率。
本发明中的控制器可以基于现有控制器的硬件构架通过编程实现，也可以通过增设相应功能的逻辑电路实现。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
实施例二
实施例二的有源钳位反激变换器的电路原理图如图8所示，实施例二的有源钳位反激变换器包括主功率电路、钳位电路和输出滤波电路。主功率电路由变压器和主开关管Q1组成，变压器原边绕组第一端子为电路的正输入端，变压器原边绕组的第二端子与主开关管 Q1漏极(d极)相连，主开关管Q1的源极(s极)为负输入端。钳位电路由钳位电容Cr、主钳位管Q4、钳位二极管D4、辅助电容Cs和辅钳位管Q3组成，钳位二极管D4的阴极与辅助电容Cs一端连接后与辅钳位管Q3的漏极(d极)相连接，钳位二极管D4的阳极与钳位电容Cr的另一端连接后与电路正输入端相连接，辅钳位管Q3的源极(s极)与主开关管Q1的漏极(d极)相连后与主钳位管Q4的源极(s极)相连接，主钳位管Q4的漏极(d 极)与钳位电容Cr一端相连接，钳位电容Cr的另一端与电路正输入端相连接。输出滤波电路由整流二极管DSR和输出电容Co组成，整流二极管DSR的阳极与变压器副边绕组第一端子相连接，整流二极管DSR阴极与输出电容Co一端连接后形成电路的正输出端，输出电容Co的另一端与变压器副边绕组第二端子连接后形成电路的负输出端。其中变压器原边绕组第一端子与变压器副边绕组第二端子互为同名端，变压器原边绕组第二端子与变压器副边绕组第一端子互为同名端。控制器为主开关管、主钳位管和辅钳位管提供驱动信号，主开关管Q1与辅钳位管Q3为互补关系，主钳位管Q4与辅钳位管Q3同时导通，副边电流为零时，主钳位管Q4关断。电路的工作频率随负载变化，电路的工作过程包含能量存储阶段、死区阶段一、能量传递阶段、钳位续流阶段和死区阶段二5个阶段，电路的工作波形图如图9所示(图9中，Vo为输出电压，Vgs1、Vgs3、Vgs4为开关管Q1、Q3、Q4的驱动信号，Vds为主开关管两端的电压，ILm、ILr分别为变压器励磁电感电流和漏感电流)，具体工作过程如下：
①能量存储阶段(t0～t1阶段)
在能量存储阶段，主开关管Q1导通，主钳位管Q4及辅钳位管Q3关断。副边整流二极管Dsr截止，变压器正向激磁。
②死区阶段一(t1～t2阶段)
在死区阶段一，主开关管Q1关断，主钳位管Q4及辅钳位管Q3关断。励磁电感Lm 和漏感Lr对主开关管Q1的寄生电容Cds充电。主开关管Q1两端的电压Vds升高到Vin 时，辅钳位管Q3的体二极管导通，主开关管Q1两端的电压Vds升高到Vin+Vc(Vc为钳位电容两端的电压)时，主钳位管Q4的体二极管导通，励磁电感、漏感通过体二极管对钳位电容Cr和辅助电容Cs进行充电。
③能量传递阶段(t2～t3阶段)
在能量传递阶段，主开关管Q1处于关断，主钳位管Q4及辅钳位管Q3导通。在t2时刻，整流二极管Dsr导通，原边能量传输到副边。励磁电感电压被输出电压钳位在-Nps*Vo(Nps为变压器原副边绕组匝数比，Vo为输出电压)，同时钳位电容和漏感发生振荡，谐振周期为
Figure BDA0002315003990000101
(Lr为变压器漏感的感量，Cr为钳位电容Cr的容量)，钳位电容回收漏感能量，并将其传递至副边。在t3时刻，副边电流降为零。
④钳位续流阶段(t3～t4阶段)
在钳位续流阶段，主开关管Q1、主钳位管Q4关断，辅钳位管Q3导通。在t3时刻，副边电流为零，变压器失去钳位作用，励磁电感、漏感与主开关管Q1寄生电容及辅助电容谐振，对其放电放电。辅助电容电压下降至-0.7V时，钳位二极管D4导通，此时，变压器被钳位二极管钳位，谐振停止。励磁电感、漏感通过钳位二极管续流，直至辅钳位管Q3关断。
⑤死区阶段二(t4～t5阶段)
在死区阶段二，主开关管Q1关断，主钳位管Q4及辅钳位管Q3关断。t4时刻，辅钳位管Q3关断，励磁电感、漏感电流对主开关管Q1寄生电容放电。当主开关管Q1寄生电容电压下降为0时，主开关管Q1寄生二极管导通，此时主开关管Q1导通，主开关管Q1 实现ZVS。
所述钳位电容的容值较大为大电容，以保障钳位电容和变压器漏感的谐振周期大于主钳位管开通时间的2倍，钳位电容的容值满足：
Figure BDA0002315003990000102
Figure BDA0002315003990000103
为所述钳位电容和所述变压器的漏感的谐振周期，Lr和Cr分别为所述变压器的漏感的电感量和所述钳位电容的容值，Ton为主钳位管导通时间，即能量传递阶段时间。
相比于图5，图8结构的有源钳位反激变换器增加了一个主钳位支路，其中主钳位支路的钳位电容Cr为大电容，其两端电压基本保持不变。在能量传递阶段，钳位电容Cr对变压器进行钳位，对漏感能量进行回收，消除了变压器漏感产生的高频振荡，相比于图5，图 8结构的有源钳位反激变换器的EMI特性更好。
实施例二的有源钳位反激变换器的控制方法是一种变频控制方法，电路工作频率随负载的变化而变化，电路工作频率与负载的关系如图4所示。需要说明的是，图4所示的曲线只为说明电路工作频率随负载的变化而变化，并不限定频率随负载变化的曲线。本发明的有源钳位反激变换器控制方法中，电路工作频率随负载变化的控制方法包含升频控制和降频控制，电路的具体控制方法由元器件材料、电路参数等决定。当电路工作频率升高，变压器损耗及开关管损耗将增大，同时电路的断续休止时间变短，钳位二极管的损耗降低。同理，当电路的工作频率降低，钳位二极管损耗将增大，变压器损耗和开关管损耗将降低。因此，电路总损耗的升高与降低与电路元器件材料与电路参数相关，不同的电路元器件材料和电路参数将使电路的各类损耗变化幅度存在差异，电路总损耗与电路工作频率的关系需通过调试确定。当工作频率升高时，元器件材料和电路参数决定电路的总损耗降低，则控制器控制电路工作于升频模式。当工作频率降低时，元器件材料和电路参数决定电路的总损耗降低，则控制器控制电路工作于降频模式。
实施例二的一种有源钳位反激变换器的控制方法中，电路的工作频率由控制器调节。实施例二的有源钳位反激变换器控制器，依据传统有源钳位反激变换器的采样方法，获得输出电压反馈信号FB、峰值电流采样信号CS。控制器依据FB信号和CS信号调节钳位续流阶段的时间，从而调节电路的工作频率。控制器调节频率过程中，死区阶段一和死区阶段二的时间或所占比例保持不变，能量存储阶段的时间由FB信号决定，能量传递阶段的时间由CS信号决定，控制器通过调节能量存储阶段和能量传递的时间来维持输出电压稳定。当电路工作于升频模式，随着负载的变轻，控制器根据FB信号和CS信号缩短钳位续流阶段的时间，使钳位续流阶段的时间维持在一固定值，从而控制电路的频率随负载变轻而升高。所述固定值由电路最优效率决定。当电路工作于降频模式，随着负载的变轻，电路控制器根据FB信号和CS信号延长钳位续流阶段的时间，使钳位续流阶段的时间维持在一固定值，从而延长电路的工作周期，使控制电路的频率随负载变轻而降低。总体而言，与电路的工作频率相关的上述固定值随负载呈现特定的变化，该变化由电路在相应负载下的最优效率决定。所述特定的变化包含线性变化，所述特定的变化包含非线性变化。
如此，相比于定频控制模式，本发明的控制方法使电路工作的频率随负载变化，通过调试权衡变压器损耗、钳位二极管损耗、开关管损耗等损耗随工作频率变化的幅度，使变换器总损耗随工作频率的升高或降低而减小，从而提高轻载效率。
本发明中的控制器可以基于现有控制器的硬件构架通过编程实现，也可以通过增设相应功能的逻辑电路实现。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种有源钳位反激变换器控制方法，所述有源钳位反激变换器包括主功率电路、钳位电路和输出滤波电路，主功率电路由变压器和主开关管连接而成，钳位电路由钳位电容与钳位二极管并联后与钳位管串联而成，与主功率电路中变压器的原边并联，输出滤波电路耦合在主功率电路的变压器的副边；所述控制方法控制所述有源钳位反激变换器周期工作，每个周期依次由如下5个工作阶段组成：能量存储阶段、死区阶段一、能量传递阶段、钳位续流阶段和死区阶段二；
能量存储阶段：主开关管导通、钳位管关断，副边不导通，变压器正向激磁；
死区阶段一：主开关管、钳位管关断，变压器原边电流先对主开关管的寄生电容充电，使其电压升高，使钳位管寄生二极管导通，使原边电流对钳位电容充电；
能量传递阶段：主开关管关断，钳位管导通，副边导通，变压器原边能量传递到副边，当副边电流Is等于0时，该阶段结束；
钳位续流阶段：主开关管关断，钳位管导通，副边不导通，励磁电感失去钳位作用，通过谐振对钳位电容进行放电，促使钳位二极管导通，使励磁电感被短路，励磁电流通过钳位二极管续流，直到钳位管关断，该阶段结束；
死区阶段二：主开关管、钳位管关断，通过谐振对主开关管的寄生电容放电，当主开关管寄生电容电压下降为0时，主开关管寄生二极管导通，此时主开关管ZVS导通；
其特征在于，所述有源钳位反激变换器采用变频控制，使电路的工作频率随负载变化，变频控制方案根据电路总损耗与电路工作频率的关系选择，在电路轻载时，根据电路总损耗与电路工作频率的关系，选择使电路工作在能降低其损耗的频率下；
降低电路轻载损耗的变频控制方案包括升频控制和降频控制；
调频方式如下：获得所述有源钳位反激变换器的输出电压反馈信号FB与原边峰值电流采样信号CS；
依据输出电压反馈信号FB和原边峰值电流采样信号CS调节所述有源钳位反激变换器钳位续流阶段的时间，从而调节电路的工作频率。
2.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器控制方法，其特征在于，调节频率过程中，死区阶段一和死区阶段二的时间或所占比例保持不变，能量存储阶段的时间由FB信号决定，能量传递阶段的时间由CS信号决定，调节能量存储阶段和能量传递阶段的时间以维持输出电压稳定。
3.根据权利要求2所述的有源钳位反激变换器控制方法，其特征在于，若选择升频控制方案，则随着负载的变轻，根据输出电压反馈信号FB和原边峰值电流采样信号CS缩短钳位续流阶段的时间，从而控制电路的频率随负载变轻而升高；
若选择降频控制方案，则随着负载的变轻，电路控制器根据FB信号和CS信号延长钳位续流阶段的时间，从而控制电路的频率随负载变轻而降低；
钳位续流阶段的时间由电路在相应负载下的最优效率决定。
4.一种采用权利要求1-3任一项权利要求所述控制方法的有源钳位反激变换器，包括控制器和电路，所述电路包括主功率电路、钳位电路和输出滤波电路；所述主功率电路由变压器和主开关管组成，其中，变压器原边绕组第一端子为电路的正输入端Vin+，变压器原边绕组的第二端子与主开关管漏极相连，主开关管的源极为电路的负输入端Vin-，所述变压器的副边绕组通过所述输出滤波电路滤波后输出，所述钳位电路与所述变压器原边绕组并联；所述控制器与所述主功率电路和钳位电路相连，为其中的开关管提供驱动信号，从而控制所述电路的工作过程；
其特征在于，所述钳位电路由钳位电容、主钳位管、钳位二极管、辅助电容和辅钳位管组成，所述钳位二极管的阴极与辅助电容一端连接后与辅钳位管的漏极相连接，钳位二极管的阳极与辅助电容的另一端连接后与电路的正输入端Vin+相连接，辅钳位管的源极与主开关管的漏极以及主钳位管的源极相连接，主钳位管的漏极与钳位电容一端相连接，钳位电容的另一端与电路的正输入端Vin+相连接。
5.根据权利要求4所述的有源钳位反激变换器，其特征在于，所述输出滤波电路由整流二极管和输出电容组成，整流二极管的阳极与变压器副边绕组第一端子相连接，整流二极管阴极与输出电容一端连接后形成电路的正输出端，输出电容的另一端与变压器副边绕组第二端子连接后形成电路的负输出端；其中，变压器原边绕组第一端子与变压器副边绕组第二端子互为同名端，变压器原边绕组第二端子与变压器副边绕组第一端子互为同名端。
6.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器，其特征在于，所述有源钳位反激变换器5个工作阶段的具体工作过程如下：
能量存储阶段
在能量存储阶段，主开关管导通，主钳位管及辅钳位管关断，副边整流二极管截止，变压器正向激磁；
死区阶段一
在死区阶段一，主开关管关断，主钳位管及辅钳位管关断，励磁电感和漏感对主开关管的寄生电容充电，主开关管两端的电压升高到输入电源电压Vin时，辅钳位管的寄生二极管导通，主开关管两端的电压升高到Vin+Vc时，Vc为钳位电容两端的电压，主钳位管的寄生二极管导通，励磁电感、漏感通过主钳位管的寄生二极管对钳位电容和辅助电容进行充电；
能量传递阶段
在能量传递阶段，主开关管关断，主钳位管及辅钳位管导通，整流二极管导通，变压器原边能量传输到副边，励磁电感电压被输出电压钳位在-Nps*Vo，其中，Nps为变压器原副边绕组匝数比，Vo为输出电压，同时，钳位电容和漏感发生振荡，谐振周期为
Figure FDA0002930481180000031
其中Lr为变压器漏感的感量，Cr为钳位电容Cr的容量，钳位电容回收漏感能量，并将其传递至副边，直至副边电流降为零；所述钳位电容的容值满足：
Figure FDA0002930481180000032
Ton为主钳位管导通时间，即能量传递阶段时间；
钳位续流阶段
在钳位续流阶段，主开关管、主钳位管关断，辅钳位管导通，副边电流为零，变压器失去钳位作用，励磁电感、漏感与主开关管的寄生电容及辅助电容谐振，辅助电容电压下降至-0.7V时，钳位二极管导通，此时，变压器被钳位二极管钳位，谐振停止，励磁电感、漏感通过钳位二极管续流，直至辅钳位管关断；
死区阶段二
在死区阶段二，主开关管关断，主钳位管及辅钳位管关断，励磁电感、漏感电流对主开关管寄生电容放电，当主开关管寄生电容电压下降为0时，主开关管寄生二极管导通，此时，主开关管导通，主开关管实现ZVS。
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