CN111949063B - 一种低温漂的带隙基准电压源 - Google Patents

一种低温漂的带隙基准电压源 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种低温漂的带隙基准电压源，包括Brokaw结构带隙基准电路，Brokaw结构带隙基准电路包括Q1、Q2、R1、R2、运算放大器A。Brokaw结构带隙基准电路还包括PM1、PM2，PM1的栅极与PM2的栅极及运算放大器A的输出端电连接，PM1的源极与PM2的源极电连接，PM1的漏极与运算放大器A的反相端及Q1的集电极电连接。PM2的漏极与Q2的集电极及运算放大器A的同相端电连接。其中，带隙基准电压源还包括高阶补偿电路，高阶补偿电路包括Q3、NM1、NM2、R3、ICTAT电流源。低温漂的带隙基准电压源能够使带隙基准电压源的温度系数小于3ppm/℃。

Description

一种低温漂的带隙基准电压源
技术领域
本发明涉及集成电路设计技术领域，具体为一种低温漂的带隙基准电压源。
背景技术
目前产业界用的最多的电压基准源是带隙基准电压源，其具有较高的精度和稳定度，不随电源电压、温度、半导体工艺等变化而变化，在集成电路设计中具有极其重要的角色，广泛应用于各种DAC、ADC、传感器芯片、检测芯片、电源管理类等芯片中。
传统的带隙基准电压源为集成电路内部其他模块提供基准电压，如图1所示，三极管Q2的基极和发射极之间的电压(VBE2)具有负温度特性，流过R1B和R2的电流IPTAT2具有正温度系数特性，VBG＝VBE2+(1+R1/R2)VTln(N)，VT＝kT/q为热电压，具有正温度系数，其中k为玻尔兹曼常量，q为电子电荷量，T为绝对温度；N为Q2和Q1的基极面积比值。由于VBE2具有负温度系数，VT具有正温度系数，因此当(1+R1/R2)ln(N)的取值合适时，可将VBE2与(1+R1/R2)VTln(N)的正负温度系数相抵消，得到一个与温度无关的基准电压VBG。虽然VT具有严格的一阶线性温度系数，但是VBE2的温度系数并不是严格的一阶线性，而是具有其他与温度相关的高阶项，因此用这种传统结构的带隙基准电压源的温度系数难以做到10ppm/℃以下。
如图2所示，为了提高上述带隙基准的温度系数，提出了带有高阶温度补偿的带隙基准电路，相比于上述传统结构，增加了一个三极管Q3、电阻R5A、电阻R5B,以及与温度无关的电流ITI,流过R5A和R5B的电流用于做温度高阶补偿，经过高阶补偿后该基准电压源的温度系数可以做到5ppm/℃以下。
但是，对于ADC等高精度模拟电路来说，其需要温度系数小于3ppm/℃以下的高精度电压基准源，在此电压基准源下，才能够保证ADC等高精度模拟电路的正常工作。
因此，需要对上述的带隙基准电压源进行改进，使带隙基准电压源的温度系数小于3ppm/℃。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低温漂的带隙基准电压源，本发明的低温漂的带隙基准电压源是在现有的带隙基准电压源的基础上进行改进，提出新型高阶温度补偿结构，能够使带隙基准电压源的温度系数小于3ppm/℃，为ADC等高精度模拟电路提供高精度电压基准源。
实现发明目的的技术方案如下：一种低温漂的带隙基准电压源，包括Brokaw结构带隙基准电路，Brokaw结构带隙基准电路包括Q1、Q2、R1、R2、运算放大器A。Brokaw结构带隙基准电路还包括PM1、PM2，PM1的栅极与PM2的栅极及运算放大器A的输出端电连接，PM1的源极与PM2的源极电连接，PM1的漏极与运算放大器A的反相端及Q1的集电极电连接。PM2的漏极与Q2的集电极及运算放大器A的同相端电连接。
其中，带隙基准电压源还包括高阶补偿电路，高阶补偿电路包括Q3、NM1、NM2、R3、ICTAT电流源，高阶补偿电路用于补偿带隙基准中与温度相关的高阶电压项，即抵消下述表达式VBG＝VBE2+(1+R1/R2)VTln(N)中Q2基极及发射极电压VBE2中包含的与温度相关的高阶项。
本发明设计新的低温漂的带隙基准电压源，通过提出新型高阶温度补偿结构，能够使带隙基准电压源的温度系数小于3ppm/℃，其能够为ADC等高精度模拟电路提供高精度电压基准源。
进一步的，高阶补偿电路中，Q3的基极与Q2的基极电连接，Q3的集电极与NM3的源极电连接，Q3的发射极与R3及NM2的漏极电连接，且R3的另一端与Q2的发射极电连接。
NM2及NM1的源极接地，NM2的栅极与NM1的栅极电连接，NM2的漏极与ICTAT电流源电连接，且ICTAT电流源与基准电压源输出端电连接。
进一步的，NM1的漏极还与NM2的栅极电连接，NM2能够复制流过NM1的与温度负相关的ICTAT电流，并强制使该电流流过Q3。
进一步的，带隙基准电压源还包括NM3，NM3位于Brokaw结构带隙基准电路与高阶补偿电路之间。NM3的栅极与PM2的漏极电连接，NM3的漏极与PM2的源极电连接，NM3的源极与Q1的基极、Q2的基极、电源输出端连接，NM3形成构成电源输出端的输出电压VBG的源极跟随器驱动电路。
进一步的，电源输出端的输出电压VBG的表达式为VBG＝
Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N),其中，Vbg0为在绝对温度为-273℃的带隙电压，T0是一个参考温度，VBE2,0是Q2在T0温度下的VBE电压值，VT＝kT/q是热电压，具有正温度系数，k为玻尔兹曼常量，T为绝对温度，q是电子电荷量，N为Q2和Q1的基极面积比值。
上述公式中，-(Vbg0-VBE0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N)中有关温度的一阶项相互抵消，使得VBG＝Vbg0，式中不包含任何与温度相关的量，因此VBG与温度无关。
本发明的低温漂的带隙基准电压源工作原理是：
通常三极管Q(Q1、Q2、Q3)的集电极的电压为VBE，其VBE的表达式为：VBE＝Vbg0-(Vbg0-VBE0)T/T0-(η-α)VTln(T/T0)，其中Vbg0为在绝对温度为-273℃的带隙电压，T0是一个参考温度，VBE0是在T0温度下的VBE电压值，η是与工艺相关的常数，一般取值为4；α是流过三极管Q的集电极的电流的温度系数，若流过的为与温度无关的电流则α＝0，若流过的为与温度正线性相关的电流则α＝1，若流过的为与温度负线性相关的电流则α＝-1。
1.由于流过Q2的电流与温度正线性相关，因此，VBE2的表达式为：VBE2＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0-(η-1)VTln(T/T0)，其中(η-1)VTln(T/T0)为与温度相关的高阶项，在本发明中将用以下方式消除。
2.由于流过Q3的电流与温度负线性相关，因此，VBE3的表达式为：VBE3＝Vbg0-(Vbg0-VBE3,0)T/T0-(η+1)VTln(T/T0)。
3.VBE2-VBE3＝(VBE2,0-VBE3,0)T/T0+2VTln(T/T0),在T0温度下取VBE2,0＝VBE3,0，则VBE2-VBE3＝2VTln(T/T0)，因此得到了VBE的温度高阶项。
4.R3两端的压差为VBE2-VBE3＝2VTln(T/T0)，因此，R3的电流I3＝(2VT/R3)ln(T/T0)，R3的电流I3在R2上所产生的电压为V2＝(2VTR2/R3)ln(T/T0),在本发明中，只需使V2＝(η-1)VTln(T/T0)即可消除在VBE2中所包含的高阶温度系数，而η＝4，因此R2/R3＝1.5即可。
综上所述，VBG＝VBE2+(2R2/R1)VTln(N)+(2VTR2/R3)ln(T/T0)
＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0-3VTln(T/T0)+(2R2/R1)VTln(N)+3VTln(T/T0)
＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N)
＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N)，其中不包含与温度相关的高阶项。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明的低温漂的带隙基准电压源提出新型高阶温度补偿结构，能够使带隙基准电压源的温度系数小于3ppm/℃，为ADC等高精度模拟电路提供高精度电压基准源。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为传统的带隙基准电压源的电路图；
图2为现有技术中带有高阶温度补偿的带隙基准电路图；
图3为本发明低温漂的带隙基准电压源的电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施例来进一步描述本发明，本发明的优点和特点将会随着描述而更为清楚。但这些实施例仅是范例性的，并不对本发明的范围构成任何限制。本领域技术人员应该理解的是，在不偏离本发明的精神和范围下可以对本发明技术方案的细节和形式进行修改或替换，但这些修改和替换均落入本发明的保护范围内。
在本实施例的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明创造和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明创造的限制。
此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明创造的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
为了更好地理解本具体实施方式提供的方案，下面先对本具体实施方式中涉及电子元器件进行说明：其中请参阅图1所示，下述实施例中Q1、Q2、Q3为三极管，PM1、PM2为P-MOS管；NM1、NM2、NM3为N-MOS管，R1、R2、R3为电阻。
实施例1：
本实施方式提供一种低温漂的带隙基准电压源，在本实施方式中，低温漂的带隙基准电压源包括Brokaw结构带隙基准电路及高阶补偿电路。
其中，如图3所示，Brokaw结构带隙基准电路包括Q1、Q2、R1、R2、运算放大器A。Brokaw结构带隙基准电路还包括PM1、PM2。
具体的，如图3所示，PM1的栅极与PM2的栅极及运算放大器A的输出端电连接，PM1的源极与PM2的源极电连接，PM1的漏极与运算放大器A的反相端及Q1的集电极电连接。PM2的漏极与Q2的集电极及运算放大器A的同相端电连接。Q1的基极与Q2的基极电连接，Q1的发射极与R1的一端连接，R1的另一端与R2及Q2的发射极电连接，且R2的另一端接地。
其中，如图3所示，高阶补偿电路包括Q3、NM1、NM2、R3、ICTAT电流源，高阶补偿电路用于补偿带隙基准中与温度相关的高阶电压项，即抵消表达式VBG＝VBE2+(1+R1/R2)VTln(N)中Q2基极发射极电压VBE2中包含的与温度相关的高阶项。
具体的，如图3所示，在高阶补偿电路中，Q3的基极与Q2的基极电连接，Q3的集电极与NM3的源极电连接，Q3的发射极与R3及NM2的漏极电连接，且R3的另一端与Q2的发射极电连接。NM2及NM1的源极接地，NM2的栅极与NM1的栅极电连接，NM2的漏极与ICTAT电流源电连接，且ICTAT电流源与基准电压源输出端电连接。
进一步的，在高阶补偿电路中，NM1的栅极还与NM2的栅极电连接，NM2能够复制流过NM1的与温度负相关的ICTAT电流，并强制使该电流流过Q3。
其中，如图3所示，带隙基准电压源还包括NM3，NM3位于Brokaw结构带隙基准电路与高阶补偿电路之间。NM3的栅极与PM2的漏极电连接，NM3的漏极与PM2的源极电连接，NM3的源极与Q1的基极、Q2的基极、电源输出端连接，NM3形成构成电源输出端的输出电压VBG的源极跟随器驱动电路。
进一步的，电源输出端的输出电压VBG的表达式为VBG＝
Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N),其中，Vbg0为在绝对温度为-273℃的带隙电压，T0是一个参考温度，VBE2,0是Q2在T0温度下的VBE电压值，VT＝kT/q是热电压，具有正温度系数，k为玻尔兹曼常量，T为绝对温度，q是电子电荷量，N为Q2和Q1的基极面积比值。
上述公式中，-(Vbg0-VBE0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N)中有关温度的一阶项相互抵消，使得VBG＝Vbg0，式中不包含任何与温度相关的量，因此VBG与温度无关。
上述低温漂的带隙基准电压源工作原理是：
通常三极管Q(Q1、Q2、Q3)的集电极的电压为VBE，其VBE的表达式为：VBE＝Vbg0-(Vbg0-VBE0)T/T0-(η-α)VTln(T/T0)，其中Vbg0为在绝对温度为-273℃的带隙电压，T0是一个参考温度，VBE0是在T0温度下的VBE电压值，η是与工艺相关的常数，一般取值为4；α是流过三极管Q的集电极的电流的温度系数，若流过的为与温度无关的电流则α＝0，若流过的为与温度正线性相关的电流则α＝1，若流过的为与温度负线性相关的电流则α＝-1。
1.由于流过Q2的电流与温度正线性相关，因此，VBE2的表达式为：VBE2＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0-(η-1)VTln(T/T0)，其中(η-1)VTln(T/T0)为与温度相关的高阶项，在本发明中将用以下方式消除。
2.由于流过Q3的电流与温度负线性相关，因此，VBE3的表达式为：VBE3＝Vbg0-(Vbg0-VBE3,0)T/T0-(η+1)VTln(T/T0)。
3.VBE2-VBE3＝(VBE2,0-VBE3,0)T/T0+2VTln(T/T0),在T0温度下取VBE2,0＝VBE3,0，则VBE2-VBE3＝2VTln(T/T0)，因此得到了VBE的温度高阶项。
4.R3两端的压差为VBE2-VBE3＝2VTln(T/T0)，因此，R3的电流I3＝(2VT/R3)ln(T/T0)，R3的电流I3在R2上所产生的电压为V2＝(2VTR2/R3)ln(T/T0),在本发明中，只需使V2＝(η-1)VTln(T/T0)即可消除在VBE2中所包含的高阶温度系数，而η＝4，因此R2/R3＝1.5即可。
综上所述，VBG＝VBE2+(2R2/R1)VTln(N)+(2VTR2/R3)ln(T/T0)
＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0-3VTln(T/T0)+(2R2/R1)VTln(N)+3VTln(T/T0)
＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N)
＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0+(2R2/R1)VTln(N)，其中不包含与温度相关的高阶项。
本实施例的低温漂的带隙基准电压源，通过提出新型高阶温度补偿结构，能够使带隙基准电压源的温度系数小于3ppm/℃，其能够为ADC等高精度模拟电路提供高精度电压基准源。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (2)

1.一种低温漂的带隙基准电压源，包括Brokaw结构带隙基准电路，所述Brokaw结构带隙基准电路包括Q1、Q2、R1、R2、运算放大器A，R2一端接地，另一端与Q2的发射极、R1电连接，其特征在于：所述Brokaw结构带隙基准电路还包括PM1、PM2，所述PM1的栅极与所述PM2的栅极及所述运算放大器A的输出端电连接，所述PM1的源极与所述PM2的源极电连接，所述PM1的漏极与所述运算放大器A的反相端及所述Q1的集电极电连接；所述PM2的漏极与所述Q2的集电极及所述运算放大器A的同相端电连接；
带隙基准电压源还包括高阶补偿电路，所述高阶补偿电路包括Q3、NM1、NM2、R3、ICTAT电流源，所述高阶补偿电路用于补偿带隙基准中与温度相关的高阶电压项；
带隙基准电压源还包括NM3，所述NM3位于所述Brokaw结构带隙基准电路与所述高阶补偿电路之间；所述NM3的栅极与所述PM2的漏极和所述放大器A的同相端电连接，所述NM3的漏极与所述PM2的源极电连接，所述NM3的源极还与所述Q1的基极、所述Q2的基极、电源输出端连接，所述NM3形成构成所述电源输出端的输出电压VBG的源极跟随器驱动电路；
所述高阶补偿电路中，所述Q3的基极与所述Q2的基极和所述Q1的基极电连接，所述Q3的集电极与NM3的源极、所述Q2的基极、所述Q1的基极、所述Q3的基极电连接，所述Q3的发射极与所述R3及所述NM2的漏极电连接，且所述R3的另一端与所述Q2的发射极、所述R2电连接；
所述NM2的源极及所述NM1的源极接地，所述NM2的栅极与所述NM1的栅极、所述ICTAT电流源、所述NM1的漏极电连接，所述NM2的漏极与所述R3电连接，且所述ICTAT电流源与NM1的漏极及基准电压源输出端电连接；
其中，Q1、Q2、Q3为三极管，PM1、PM2为P-MOS管；NM1、NM2、NM3为N-MOS管，R1、R2、R3为电阻。
2.根据权利要求1所述的低温漂的带隙基准电压源，其特征在于：电源输出端的输出电压VBG的表达式为：VBG＝Vbg0-(Vbg0-VBE2,0)T/T0+(2R2/R1)VTl n(N),其中，Vbg0为在绝对温度为-273℃的带隙电压，T0是一个参考温度，VBE2,0是Q2在T0温度下的VBE电压值，VT＝kT/q为热电压，具有正温度系数，k为玻尔兹曼常量，T为绝对温度，q是电子电荷量，N为Q2和Q1的基极面积比值。
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