CN111682750A - 一种副边并联lcd实现正反激能量传输的正激变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，包括正激变换器主电路以及能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述能量转移与传输电路包括二极管D3、电容C2和电感L2。本发明电路结构简单,可靠性高，不仅实现了励磁能量转移到负载侧，还能传输正激能量，提高了能量传输效率，还可实现开关管的软关断，并消除二极管D1、D2的反向恢复问题，进一步减小开关管和二极管损耗，提升整体效率。

Description

一种副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器。
背景技术
在众多的隔离型开关电源变换拓扑中，相对于反激变换器，正激变换器的功率大小并不受限于变压器储存能量的能力；相对于半桥、全桥变换器，正激变换器而言，其所用的元器件更少，电路更简单，成本更低廉，可靠性更高。
并且，由于正激变换器电路具有结构相对简单、成本较低、输入输出隔离、工作可靠性高等诸多优点，更适合应用在中小功率电能变换场合，并受到业界高度关注。但是，对于对于单管正激变换器而言，其工作在正向激磁状态下，其高频变压器磁芯单向磁化，本身没有磁复位功能，致使其极有可能引起磁芯饱和等问题。磁饱和的结果将导致流过开关管的电流猛增，甚至损坏开关管，上述问题均在很大程度上限制了正激变换器的推广，所以必须添加专门的磁复位电路或者能量转移电路来避免磁芯饱和。
其中，磁复位电路是每个周期的开关关断时间内将励磁能量进行转移，可以消耗在其他器件上或者返回到输入电源或传输到负载端。主要分成三种方案。方案一、在输入端接入复位绕组，使能量返回输入电源；方案二、变压器原边侧连接RCD、LCD等复位电路，使能量消耗掉或者返回到输入端；方案三、副边采取复位措施，可将能量转移到输出端。
但是，传统的RCD钳位电路比较简单，其不足是将励磁能量消耗在箝位电阻中，使***的整体效率难以提高；有源钳位技术实现磁复位是一种性能优良的方法，但其增加了变换器电路的复杂性、设计难度与成本；磁复位绕组复位方法技术成熟可靠，励磁能量可返回到输入电源中，但是磁复位绕组增加了变压器结构的复杂度，并增加了功率开关管的电压应力。
现有的副边复位办法：要么需要增加复位绕组或电路复杂，增加了变压器或电路的设计和制造难度及成本；要么实现能量转移需要通过较多的二极管，增加了电路损耗；要么会影响正激电感的工作模式或其它电气性能指标，不利于大功率传输。因此，磁复位的相关问题是本领域技术人员重点研究的技术方案一直，以解决磁复位带来的各种问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器。解决解决现有磁复位电路励磁能量利用率低、电路组成复杂、损耗大、效率低的问题。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，包括正激变换器主电路(1)以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2和电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D3的阴极连接，其另一端与正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+连接。
其中，较佳方案是：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
其中，较佳方案是：所述开关管S为全控型功率半导体器件。
其中，较佳方案是：所述副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器的电容C2根据第一选取步骤选取，其中，所述第一选取步骤的步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、结合变换器输入电压Vi，变压器的匝比n，计算电容C2的耐压值VC2,Ton；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,Ton的电容作为电容C2。
其中，较佳方案是：所述副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器的L2根据第二选取步骤选取，其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤202、确定电感L2的电流；
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感L2。
其中，较佳方案是：所述副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器的二极管D3根据第三选取步骤选取，其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤302、计算二极管D2的耐压值VD3,max；
步骤303、根据步骤301、步骤302选取二极管D3。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、实现励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，提升了变换器的整体效率；
2、本发明的工作稳定性和可靠性高，磁复位回路结构简单，电路简单，功耗低，能量传输效率高，便于推广使用；
3、二极管D1、D2不存在反向恢复问题，减小了二极管损耗，可进一步提高变换器效率；
4、开关管可实现低电压关断，甚至零电压关断，降低开关损耗；
5、本发明设计的副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，相对辅助绕组复位，降低了变压器的设计难度；
6、L2更容易工作于CCM，辅路比主路提供的功率更大且无二极管导通损耗，有助于实现大功率输出；
7、本发明与现有大多数副边磁复位正激变换器相比较而言，可使正激电感工作于连续导电模式，相对传统的正激变换器而言，可应用于更大功率场合；
8、本发明的能量转移与传输电路，还能传输正激能量，适合大功率应用；
9、在开关电源中使用本发明后，开关电源的工作安全性和可靠性更高，能量转移与传输电路能够使能量利用率提高，可广泛应用于计算机、医疗通信、工业控制、航天设备等领域，因此本发明有较高的推广应用价值。
综上所述，本发明电路结构简单，实现方便且成本低，工作模式简单，工作稳定性和可靠性高，使用寿命长，功耗低，变压器利用率高，能量传输效率高，能够提高开关电源的工作安全性和可靠性，实用性强，推广应用价值高。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器的电路原理图。
附图标记说明:
1—正激变换器主电路；2—能量转移与传输电路。
具体实施方式
如图1所示，本发明的副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，包括正激变换器主电路1、以及与正激变换器主电路1连接的能量转移与传输电路2，所述正激变换器主电路1包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路1的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路1的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路2包括二极管D3、电容C2和电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D3的阴极连接，其另一端与正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+连接。
具体实施时，负载RL接在正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+与负极电压输出端OUT-之间。所述正激变换器主电路1中，电感L1和电容C1均用于滤波。
本实施例中，所述二极管D1为整流二极管，所述二极管D2为快恢复二极管。二极管D2用于续流。
本实施例中，所述开关管S为NMOS开关管。
本实施例的工作原理为：
在对本实施例的工作原理进行分析前，假设正激电感L1工作于DCM，辅助电感L2及变压器副边电感Lw2工作于CCM。下面分成开关管关断期间和导通期间来分析本实施例的工作原理。为了便于介绍原理，约定：对于电容C2，假定其电压左负右正为正向电压，左正右负为反向电压；对于副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流，从上到下为反向电流。
1、开关管S关断期间的工作原理
假设开关关断时刻前，C2反向电压上升到最大值，电感L1、L2及Lw2电流上升到最大值。D1导通，D2、D3关断。
第一阶段：开关管低电压关断
在开关管从导通过渡到关断的过程中，励磁电流+副边反射电流为开关管寄生电容充电，变压器原、副边电压减小，当副边电压减小到等于C2的反向电压值时，此阶段结束。此阶段，开关管承受电压为Vi-nVC2(Vi输入电压，VC2为C2反向最大电压，n为变压器变比)，所以，开关管承受的电压要比Vi小很多，实现了低电压关断(在特定参数下，还可实现零电压关断。)。此阶段，D1维持导通，D2、D3关断。
第二阶段：电容C2释放反向储能
副边电压减小到等于C2反向电压后，D3导通，L2开始续流，C2开始释放反向储能。此时D1维持导通，C2的反向储能通过两条回路释放：一条为电容C2经过D1、L1、RL、D3释放能量，这使得二极管D1不会立刻关断，但D2仍然处于关断状态；另一条为C2经过W2、D3释放能量。当C2放电到反向电压下降为零时，变压器原、副边电压同时也减小到零，D3仍维持导通，C2的反向储能释放完毕，此阶段结束。此阶段，C2的反向电压降到零后，D1与D2自然换流，因此，D1实现零电压、零电流关断，而D2零电压、零电流导通。
第三阶段：电容C2正向储能(L1、L2同时续流)
电容C2的反向电压值下降到零后，D3维持导通，L2继续保持续流，变压器副边绕组的反向电流为电容C2正向充电，其正向电压从零开始增加。在此过程中，D2导通，电感L1续流，直至电感L1电流下降为零，此阶段结束。
第四阶段：电容C2正向储能(仅L2续流)
电感L1电流下降为零后，D3仍维持导通，电感L2继续通过D3续流并线性下降。变压器副边绕组的反向电流继续下降，并继续给电容C2充电。直至下一个开关导通周期到来，L2电流下降至最小值，此时，副边绕组的反向电流也下降到最小值，C2的正向电压达到最大值，此阶段结束。
2、开关管S导通期间的工作原理
第一阶段：C2正向储能释放
开关管导通后，输入电压Vi施加在变压器原边绕组两端，耦合到二次绕组w2的电压上正下负，D1导通，正激能量通过两条支路向负载转移，其一，通过D1、L1向负载转移能量，L1电流线性上升；其二，经过C2、L2向负载提供能量，L2电流曲线上升。在此过程中，C2励磁储能从最大值开始释放，C2正向电压逐渐下降，直至电容C2正向电压下降为零，此过程结束。
第二阶段：C2反向储能
电容C2正向电压下降为零后，D1仍维持导通，L1电流继续线性上升。C2从零开始反向充电，L2电流继续曲线上升，为了实现L2支路传输大功率(可降低二极管损耗)，L2电流在导通期间一直上升。直至开关关断时刻到来，L1、L2电流均达到最大值，C2两端电压达到反向最大，为实现低电压关断做好准备，此过程结束。
在本实施例中，所述电容C2根据第一选取步骤选取，其中，所述第一选取步骤的步骤包括：
步骤101、根据公式
Figure BDA0002521254040000081
选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、根据公式(A1)计算电容C2的耐压值VC2,Ton；
Figure BDA0002521254040000082
其中，Vi为正激变换器主电路1输入电压，d为开关管S的占空比，n为高频变压器T的一次绕组与二次绕组的匝数比，Lm为高频变压器T的一次绕组的励磁电感量，f为正激变换器主电路1的工作频率，λ一般取0.8≤λ≤1。
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,Ton的电容作为电容C2；
在本实施例中，所述电感L1、L2根据第二选取步骤选取，其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、根据公式(A2)确定电感L2的电感值L2的取值范围；
L2＝min(L2,min1,L2,min2) (A2)
其中，电感L2最小值L2,min1和L2,min1分别为
Figure BDA0002521254040000083
和
Figure BDA0002521254040000091
其中，Vo为正激变换器主电路1的输出电压；
步骤202、根据公式(A5)确定电感L2的电流
Figure BDA0002521254040000092
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感L2。
在本实施例中，所述二极管D3根据第三选取步骤选取，其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、根据公式(A14)计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
Figure BDA0002521254040000093
步骤302、根据公式(A15)计算二极管D2的耐压值VD3,max；
Figure BDA0002521254040000094
其中，IL1,max为流过高频变压器T的一次绕组的最大电流，IL2为流过电感L2的电流；
步骤303、根据步骤301、步骤302选取二极管D3。
当然，上述描述只是为了说明本发明技术方案的可行性，所列举的其中一种工作模式的原理及其对应的公式，但并非唯一且限定的描述，仅作为参考使用。
应当特别说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，对本领域技术人员来说，可以对上述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而所有这些修改和替换，都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (6)

1.一种副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，其特征在于：包括正激变换器主电路(1)以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2和电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D3的阴极连接，其另一端与正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+连接。
2.根据权利要求1所述的副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，其特征在于：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，其特征在于：所述开关管S为全控型功率半导体器件。
4.根据权利要求1所述的副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，其特征在于：所述副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器的电容C2根据第一选取步骤选取，其中，所述第一选取步骤的步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、结合变换器输入电压Vi，变压器的匝比n，计算电容C2的耐压值VC2,Ton；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,Ton的电容作为电容C2。
5.根据权利要求4所述的副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，其特征在于：所述副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器的L2根据第二选取步骤选取，其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤202、确定电感L2的电流；
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感L2。
6.根据权利要求4或5所述的副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器，其特征在于：所述副边并联LCD实现正反激能量传输的正激变换器的二极管D3根据第三选取步骤选取，其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤302、计算二极管D2的耐压值VD3,max；
步骤303、根据步骤301、步骤302选取二极管D3。
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