CN113014110B - 一种副边并联lcd电路的正激变换器及*** - Google Patents

一种副边并联lcd电路的正激变换器及*** Download PDF

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Abstract

本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种副边并联LCD电路的正激变换器及***。正激变换器包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第三二极管、第二电容和第二电感。本发明具有以下优点：输入输出电气隔离，易于实现多路输出，整体电路功耗低，实用性强；具有高稳定性、高可靠性等特点，磁复位回路结构简单，功率损耗低，能量传输效率高，便于应用与推广；可以实现将励磁能量向负载侧转移，变压器励磁能量的利用率有效提高，整体提升了变换器的效率；并且输出端两电感电流增减性相反，可降低变换器的输出电流纹波。

Description

一种副边并联LCD电路的正激变换器及***
技术领域
本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种副边并联LCD电路的正激变换器及***。
背景技术
在众多的隔离型开关电源变换拓扑中，相对于反激变换器，正激变换器的效率较高，并且输出功率大小不会受到变压器储能能力的限制；相对于半桥、全桥变换器，正激变换器不会存在开关桥臂直通的可能性，可靠性高，且电路结构相对简单，成本较低。
然而，由于单管正激变换器的高频变压器磁芯只能单向磁化，其本身无法完成磁复位，这极有可能导致磁饱和现象的发生。一旦发生磁饱和，流过开关管的电流将猛增，甚至损坏开关管。因此，必须采取一定措施对变压器磁芯进行复位，从而使变换器可靠工作。根据复位电路在变换器中的位置可将复位方式分为原边复位方式和副边复位方式两种。
常见的原边复位方式主要包括：辅助绕组复位、原边RCD或LCD复位电路复位、有源钳位复位、谐振式复位等。辅助绕组复位可将励磁能量传递至输入电源，但会使得变压器设计复杂；传统的RCD钳位复位方式电路虽然比较简单，但主要的问题是会在电阻R上产生损耗，使***整体的效率难以提高；LCD复位可实现占空比大于0.5及无损复位，但造成开关管上电流应力过高；有源钳位复位电路可实现变压器的双向磁化，减小变压器体积，但需额外增加辅助开关管；谐振复位方式结构最为简单、器件最少，但开关管上电压应力过高。综上，原边复位方式都是将励磁能量消耗掉或者传递至输入电源，对励磁能量的利用率较低。
而副边复位方式是在变压器的二次侧存在复位电路，在开关管关断期间可将励磁能量传递至负载端，实现了励磁能量的高效利用。但现有的副边复位方式要么限制了正激电感的工作模式或其他电气性能指标，使其无法实现大功率的输出；要么电路的复杂程度较高，增加了变换器设计难度及制造成本；要么采用了较多开关管，增加了控制电路复杂性；要么在实现能量转移时需要经过较多的二极管，增加了损耗。
因此，研究高性能的磁复位方法成为本领域技术人员的重点研究问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种副边并联LCD电路的正激变换器及***，解决现有磁复位电路励磁能量利用率低、电路组成复杂、功率损耗大、效率低的问题。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种副边并联LCD电路的正激变换器，包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第三二极管、第二电容和第二电感；其中，所述高频变压器的原边同名端为正激变换器主电路的正极电压输入端，其原边异名端与开关管的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管的阴极和第一电感的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管的阴极和第三二极管的阳极连接；所述开关管的源极为正激变换器主电路的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；所述第一电感的另一端分别与第一电容的一端和第二电感的一端连接且为正激变换器主电路的正极电压输出端；所述第一二极管的阳极分别与第二二极管的阳极、第一电容的另一端和第二电容的一端连接且为正激变换器主电路的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地；所述第二电容的另一端分别与第三二极管的阴极和第二电感的另一端连接。
其中，较佳方案是：所述第一二极管和第二二极管均为快恢复二极管。
其中，较佳方案是：所述开关管为全控型功率半导体器件。
其中，较佳方案是：所述开关管为NMOS开关管。
其中，较佳方案是，所述第二电容的选取步骤包括：步骤S110、选取第二电容的容值C2；步骤S120、计算第二电容的耐压值VC2,max；步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为第二电容。
其中，较佳方案是，所述第二电感的选取步骤包括：步骤S210、确定第二电感的感值L2的取值范围；步骤S220、确定流过第二电感的最大电流IL2,max；步骤S230、根据感值L2的取值范围和最大电流IL2,max选取满足条件的电感作为第二电感。
其中，较佳方案是，所述第三二极管的选取步骤包括：步骤S310、计算流过第三二极管的最大电流ID3,max；步骤S320、根据最大电流ID3,max选取满足条件的二极管作为第三二极管。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种正激变换***，所述正激变换***包括所述的正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器，以及与正激变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载。
本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1、本发明能够结合正激变换器电路和反激变换器电路的优点，输入输出电气隔离，易于实现多路输出，整体电路功耗低，实用性强；
2、相对于辅助绕组复位而言，减小了变压器相关参数设计难度；
3、具有高稳定性、高可靠性等特点，磁复位回路结构简单，功率损耗低，能量传输效率高，便于应用与推广；
4、可以实现将励磁能量向负载侧转移，变压器励磁能量的利用率有效提高，整体提升了变换器的效率；
5、相比较传统正激变换器，在开关管开通和关断期间正激电感与辅助电感电流增减性相反，因此可降低输出电流纹波；
6、本发明与现有大多数副边磁复位正激变换器相比较而言，可使正激电感工作于连续导电模式，相对传统的正激变换器而言，可应用于更大功率场合；
7、本发明能量转移与传输电路的电感串接有单向导电二极管，可防止输出端能量反灌，减少损耗，进一步提高效率；
8、具有更高的工作稳定性、可靠性和安全性，且能量传输与转移电路能够有效提高能量利用率；可以广泛应用于工业控制、计算机电源、航天电源***、医疗通信电源等很多领域，具有有较高的推广及应用价值。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明正激变换器的电路示意图；
图2是本发明正激变换***的电路示意图；
图3是本发明第二电容的选取的流程示意图；
图4是本发明第二电感的选取的流程示意图；
图5是本发明第三二极管的选取的流程示意图。
具体实施方式
现结合附图，对本发明的较佳实施例作详细说明。
如图1所示，本发明提供一种副边采用LCD自复位电路的正激变换器的优选实施例。
一种副边并联LCD电路的正激变换器，包括正激变换器主电路110和能量转移与传输电路120，所述正激变换器主电路110包括高频变压器T、开关管S、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1和第一电容C1，所述能量转移与传输电路120包括第三二极管D3、第二电容C2和第二电感L2；其中，所述高频变压器T的原边同名端为正激变换器主电路110的正极电压输入端，其原边异名端与开关管S的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管D2的阴极和第一电感L1的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管D1的阴极和第三二极管D3的阳极连接；所述开关管S的源极为正激变换器主电路110的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；所述第一电感L1的另一端分别与第一电容C1的一端和第二电感L2的一端连接且为正激变换器主电路110的正极电压输出端；所述第一二极管D1的阳极分别与第二二极管D2的阳极、第一电容C1的另一端和第二电容C2的一端连接且为正激变换器主电路110的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地；所述第二电容C2的另一端分别与第三二极管D3的阴极和第二电感L2的另一端连接。
其中，高频变压器T包括原边绕组w1和副边绕组w2。
具体地，并参考图2，设置一正激变换***，所述正激变换***包括所述的正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源200，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器300，以及与正激变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载400。
在本实施例中，所述第一二极管D1和第二二极管D2均为快恢复二极管，快恢复二极管(简称FRD)是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，主要应用于开关电源、PWM脉宽调制器、变频器等电子电路中，并且，快恢复二极管的反向恢复时间较短，正向压降较低，反向击穿电压(耐压值)较高，通过缩短第一二极管D1和第二二极管D2的反向恢复时间，从而减小了高频变换器T的反向恢复损耗。特别是，第二二极管D2用于为第一电感L1续流。
在本实施例中，所述开关管S为全控型功率半导体器件，全控型器件又称为自关断器件，是指通过控制信号既可以控制其导通，又可以控制其关断的电力电子器件，这类器件很多，门极可关断晶闸管，电力场效应晶体管，绝缘栅双极晶体管均属于此。优选地，所述开关管S为NMOS开关管。
在本实施例中，第一电感L1和第一电容C1均用于滤波，为负载400提供稳定电压。
在本实施例中，关于正激变换器的工作原理，首先，假设第一电感L1、第二电感L2及高频变压器T原边绕组w1的励磁电感工作于CCM；其中，CCM为连续导通模式，在一个开关周期内，元器件的电流从不会到零，或者说，器件从不“复位”，意味着在开关周期内元器件的磁通从不回到零，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。以及对于第二电容C2，假定其电压下正上负为正向电压；对于副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流，从上到下为反向电流。
在开关管S关断期间包括四个阶段：
假设开关管S关断时刻前，第二电容C2电压已经降至0，第一电感L1及副边绕组w2电流上升到最大值。第一二极管D1导通，第二二极管D2、第三二极管D3关断。
在第一阶段为开关管S从导通过渡到关断的过程，励磁电流和副边绕组w2的反射电流为开关管S的寄生电容Cc充电，高频变压器T原边电流和副边电流减小，直至副边绕组w2的正向电流减小至0，开关管S的电压增大至Vi，第一电感L1的电流上升到最大值，此阶段结束。此阶段，第一二极管D1维持导通，第二电感L2续流，第二二极管D2关断。
在第二阶段中，副边绕组w2的正向电流减小到零后，第一二极管D1与第二二极管D2自然换流，第一电感L1和第二电感L2续流。第三二极管D3导通，高频变压器T的副边电流经第三二极管D3与第二二极管D2向第二电容C2充电，第二电容C2两端电压从零开始增加。当第二电容C2的电压增加至Vo时，第二电感L2的电流下降至最小值，此阶段结束。此阶段，开关管S的两端承受电压为Vi+nVC2(n为高频变压器T的原边与副边的匝比N1：N2)。
在第三阶段中，高频变压器T的副边电流继续经第三二极管D3与第二二极管D2向第二电容C2充电，同时也为第二电感L2充电，第二电容C2的电压先上升后下降，直到第二电容C2的电压下降至等于Vo，此阶段结束。在此过程中，第一电感L1续流，开关管S的两端承受电压仍为Vi+nVC2，并且在此阶段，开关管S两端电压将跟随第二电容C2两端电压达到最大值而达到峰值。
在第四阶段中，当第二电容C2的电压等于Vo时，第二电容C2和第二电感L2共同向负载400供电，第二电容C2电压继续下降。此过程中，第一电感L1续流；开关管S的两端承受电压仍为Vi+nVC2，直至下一个开关周期到来，此阶段结束。此时副边绕组w2的反向电流也下降至最小值。
在开关管S导通期间包括一个阶段：
开关管S导通后，输入电压Vi施加在高频变压器T的原边绕组w1两端，耦合到副边绕组w2的电压上正下负，第一二极管D1导通，正激能量通过第一电感L1和第一二极管D1向负载400转移，第一电感L1的电流线性上升，第二电感L2通过第一二极管D1和第三二极管D3续流。直到开关关断，此过程结束。
如图3至图5所示，本发明提供第二电容C2、第二电感L2和第三二极管D3的选取的较佳实施例。
所述第二电容C2的选取步骤包括：
步骤S110、选取第二电容C2的容值C2；
步骤S120、计算第二电容C2的耐压值VC2,max；
步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为第二电容C2。
具体地，在步骤S110中，根据公式(A1)选取励磁储能的第二电容C2的容值C2；
Figure BDA0002979365940000081
在步骤S120中，根据公式(A2)计算第二电容C2的耐压值VC2,max；
Figure BDA0002979365940000082
其中，Vo为正激变换器主电路110的输出电压，Lw2为高频变压器T副边绕组w2的电感量，f为正激变换器主电路110的工作频率。
以及，参考图4，所述第二电感L2的选取步骤包括：
步骤S210、确定第二电感L2的感值L2的取值范围；
步骤S220、确定流过第二电感L2的最大电流IL2,max；
步骤S230、根据感值L2的取值范围和最大电流IL2,max选取满足条件的电感作为第二电感L2。
具体地，在步骤S210中，根据公式(A3)确定第二电感L2的电感值L2的取值范围；
Figure BDA0002979365940000091
其中，Lm为高频变压器T的励磁电感量，n为高频变压器T的绕组匝比；在步骤S220中，根据公式(A4)确定第二电感L2的电流，
Figure BDA0002979365940000092
以及，参考图5，所述第三二极管D3的选取步骤包括：
步骤S310、计算流过第三二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤S320、根据最大电流ID3,max选取满足条件的二极管作为第三二极管D3。
具体地，根据公式(A5)计算流过第三二极管D3的最大电流ID3,max；
Figure BDA0002979365940000093
其中，Vi为变换器输入电压。
另外，在本实施例中，令第二电容C2两端电压在开关管S导通前已经降至0，则第三二极管D3不必再承受反向电压，从而减小了第三二极管D3的电压应力。
以上所述者，仅为本发明最佳实施例而已，并非用于限制本发明的范围，凡依本发明申请专利范围所作的等效变化或修饰，皆为本发明所涵盖。

Claims (8)

1.一种副边并联LCD电路的正激变换器，其特征在于：包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第三二极管、第二电容和第二电感；其中，
所述高频变压器的原边同名端为正激变换器主电路的正极电压输入端，其原边异名端与开关管的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管的阴极和第一电感的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管的阴极和第三二极管的阳极连接；
所述开关管的源极为正激变换器主电路的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；
所述第一电感的另一端分别与第一电容的一端和第二电感的一端连接且为正激变换器主电路的正极电压输出端；所述第一二极管的阳极分别与第二二极管的阳极、第一电容的另一端和第二电容的一端连接且为正激变换器主电路的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地；所述第二电容的另一端分别与第三二极管的阴极和第二电感的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于：所述第一二极管和第二二极管均为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于：所述开关管为全控型功率半导体器件。
4.根据权利要求1或3所述的正激变换器，其特征在于：所述开关管为NMOS开关管。
5.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于，所述第二电容的选取步骤包括：
步骤S110、选取第二电容的容值C2；
步骤S120、计算第二电容的耐压值VC2,max；
步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为第二电容。
6.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于，所述第二电感的选取步骤包括：
步骤S210、确定第二电感的感值L2的取值范围；
步骤S220、确定流过第二电感的最大电流IL2,max；
步骤S230、根据感值L2的取值范围和最大电流IL2,max选取满足条件的电感作为第二电感。
7.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于，所述第三二极管的选取步骤包括：
步骤S310、计算流过第三二极管的最大电流ID3,max；
步骤S320、根据最大电流ID3,max选取满足条件的二极管作为第三二极管。
8.一种正激变换***，其特征在于：所述正激变换***包括如权利要求1至7任一所述的正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器，以及与正激变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载。
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