CN111682778B - 一种磁复位正激变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种可抑制副边串联LCD储能电容反向充电的磁复位正激变换器，包括正激变换器主电路以及能量转移与传输电路，正激变换器主电路包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，能量转移与传输电路包括二极管D3、电容C2、电感L2、二极管D4。本发明电路结构简单,可靠性高，保证了电容C2不会反向充电，减小了无功损耗；并且实现了励磁能量转移到负载侧，提高了变压器转换效率；同时，还可消除二极管D1的反向恢复问题。

Description

一种磁复位正激变换器
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种磁复位正激变换器，优选为一种可抑制副边串联LCD储能电容反向充电的磁复位正激变换器。
背景技术
在众多的隔离型开关电源变换拓扑中，相对于反激变换器，正激变换器的功率大小并不受限于变压器储存能量的能力；相对于半桥、全桥变换器，正激变换器而言，其所用的元器件更少，电路更简单，成本更低廉，可靠性更高。因此，正激变换器电路因其结构相对简单、成本较低、输入输出隔离、工作可靠性高等诸多优点，更适合应用在中小功率电能变换场合，并受到业界高度关注。
但对于单管正激变换器而言，因为其工作在正向激磁状态下，其高频变压器磁芯单向磁化，本身没有磁复位功能，致使其极有可能引起磁芯饱和等问题。磁饱和的结果将导致流过开关管的电流猛增，甚至损坏开关管，在很大程度上限制了正激变换器的推广，所以必须添加专门的磁复位电路或者能量转移电路来避免磁芯饱和。
磁复位电路的主要工作机理是在每个周期的开关关断时间内将励磁能量进行转移，可以消耗在其他器件上或者返回到输入电源或传输到负载端。现有的正激变换器所采用的磁复位电路种类较多，大致分为三种，一种是在输入端接入复位绕组，使能量返回输入电源；第二种是在变压器原边侧连接RCD、LCD等复位电路，使能量消耗掉或者返回到输入端；第三种是在副边采取复位措施，可将能量转移到输出端。传统的RCD钳位电路比较简单，其不足是将励磁能量消耗在箝位电阻中，使***的整体效率难以提高；有源钳位技术实现磁复位是一种性能优良的方法，但其增加了变换器电路的复杂性、设计难度与成本；磁复位绕组复位方法技术成熟可靠，励磁能量可返回到输入电源中，但是磁复位绕组增加了变压器结构的复杂度，并增加了功率开关管的电压应力。现有的副边复位办法：要么需要增加复位绕组或电路复杂，增加了变压器或电路的设计和制造难度及成本；要么实现能量转移需要通过较多的二极管，增加了电路损耗；要么会影响正激电感的工作模式或其它电气性能指标，不利于大功率传输。因此，为使正激变换器得到进一步推广应用，解决其磁复位问题，提升其综合性能，并针对其他复位方式存在的缺点，研究新的磁复位方式是需要不断探讨的课题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种磁复位正激变换器，解决解决现有磁复位电路励磁能量利用率低、电路组成复杂、损耗大、效率低的问题。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种磁复位正激变换器，包括正激变换器主电路(1)，以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)；其中，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D2的阳极连接，所述二极管D2的阴极与二极管D1的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D1的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2、电感L2和二极管D4，所述二极管D3的阳极与高频变压器T副边的异名端连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的第二端连接，所述电容C2的第一端与二极管D2的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D1的阴极连接，其另一端与电容C2的第二端连接，所述二极管D4的阳极与能量转移与传输电路(2)的电容C2的第一端连接，其阴极与电容C2的第二端连接。
其中，较佳方案是：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
其中，较佳方案是：所述开关管S为全控型功率半导体器件。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种磁复位正激变换器的磁复位正激变换器，所述磁复位正激变换器应用于磁复位正激变换器中，所述磁复位正激变换器的电容C2根据第一选取步骤选取，具体步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、根计算电容C2的耐压值VC2,max；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2。
其中，较佳方案是：所述磁复位正激变换器的电感L2根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、确定电感L2的电流；
步骤202、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感量和过电流能力的电感L2。
其中，较佳方案是：所述磁复位正激变换器的二极管D3和二极管D4参数设计及型号选型根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤302、计算二极管D3的耐压值VD3,max；
步骤303、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3；
步骤304、计算流过二极管D4的最大电流ID4,max；
步骤305、计算二极管D4的耐压值VD4,max；
步骤306、根据流过二极管D4的最大电流ID4,max和二极管D4的耐压值VD4,max选择二极管D4。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明的可抑制副边串联LCD储能电容反向充电的磁复位正激变换器，实现励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，提升了变换器的整体效率。
2、励磁能量存储过程和释放过程均经过1个二极管，较现有副边复位正激变换器，减少了二极管损耗；
3、电感L2可同时工作CCM和DCM，有利于电感L1工作于CCM，适合大功率输出。
4、电容C2和L2组成支路可仅传输励磁能量，L2取值可较小，有利于变换器实现高功率密度和降低变换器的成本。
5、二极管D4可抑制电容C2反向充电，降低变换器的无功功率损耗。
6、二极管D1不存在反向恢复问题，减小了浪涌电流及反向恢复过程引起的损耗。
7、本发明设计实现的可抑制副边串联LCD储能电容反向充电的磁复位正激变换器，工作稳定性和可靠性高，电路简单，不需要复杂控制，具有较广的推广价值。
8、本发明设计的可抑制副边串联LCD储能电容反向充电的磁复位正激变换器，相对辅助绕组复位，降低了变压器的设计难度。
综上所述，本发明电路结构简单，实现方便且成本低，工作模式简单，工作稳定性和可靠性高，使用寿命长，功耗低，变压器利用率高，能量传输效率高，能够提高开关电源的工作安全性和可靠性，实用性强，推广应用价值高。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明磁复位正激变换器的电路原理图。
附图标记说明:
1—正激变换器主电路；2—能量转移与传输电路。
具体实施方式
如图1所示，本发明的磁复位正激变换器，可抑制副边串联LCD储能电容反向充电，包括正激变换器主电路1，以及与正激变换器主电路1连接的能量转移与传输电路2；其中，所述正激变换器主电路1包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路1的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路1的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D2的阳极连接，所述二极管D2的阴极与二极管D1的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D1的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路2包括二极管D3、电容C2、电感L2和二极管D4，所述二极管D3的阳极与高频变压器T副边的异名端连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的第二端连接，所述电容C2的第一端与二极管D2的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D1的阴极连接，其另一端与电容C2的第二端连接，所述二极管D4的阳极与能量转移与传输电路2的电容C2的第一端连接，其阴极与电容C2的第二端连接。
具体实施时，负载RL接在正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+与负极电压输出端OUT-之间。所述正激变换器主电路1中，电感L1和电容C1均用于滤波。
本实施例中，所述二极管D1、D2为快恢复二极管。二极管D2用于续流。
本实施例中，所述开关管S为全控型功率半导体器件。
本实施例的工作原理为：
在对本实施例的工作原理进行分析前，假设电感L1、L2、Lw2均工作于CCM。在此分成开关管导通期间和关断期间来分析本实施例的工作原理。且为了便于介绍原理，做如下约定：对于电容C2，假定其电压左负右正为正向电压，左正右负为反向电压；对于副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流，从上到下为反向电流。
1、开关管S导通期间的工作原理
假设开关导通时刻前，励磁电流Lw2下降至最小值(非零)，C2正向电压最大，L1、L2均下降至最小值。D3导通，D1、D2、D4均截止。
第一阶段：正激能量传输(C2向L2转移能量)
开关管导通后，输入电压Vi施加在变压器原边绕组两端，耦合到二次绕组w2的电压同为上正下负，D2导通，正激能量经过电感L1向负载提供能量。由于D2导通，C2、L2串联支路被短路，C2向电感L2释放能量，直至C2正向电压下降为零时，此阶段结束。在此过程中，D4因承受C2反向电压而保持截止。
第二阶段：正激能量传输(L2电流维持)
电容C2正向电压下降为零后，D4自然导通(零电压、零电流导通)，D2仍维持导通，L2、C2、D4被短路，L2电流保持不变。正激能量继续通过D2、L1向负载提供能量，L1电流继续上升，直至开关关断时，L1电流达到最大值，此阶段结束。
2、开关管S关断期间的能量传输过程及工作原理
第一阶段：开关管寄生电容Cc充电
开关管驱动信号由高电平变为低电平后，开关管进入关断期间。在开关管从导通过渡到关断的过程中，励磁电流+副边反射电流为开关管寄生电容Cc充电，变压器原、副边电压减小，直至副边电压减小到零时，此阶段结束。此阶段，D2、D4维持导通，D1、D3关断。
第二阶段：仅L1续流向负载提供能量(L2电流恒定)
副边电压减小到零后，二极管D3导通，变压器副边绕组为电容C2正向充电，其正向电压从零开始逐渐增加，D4关断。在此过程中,D1导通，电感L1经过D1续流向负载继续提供能量，L1电流线性下降。由于D1、D3均保持导通，电感L2电流保持不变，直至L1电流下降至L2电流时，D1自然关断，此阶段结束。此阶段中，L1电流下降至L2电流时，D1自然关断，实现D1零电流关断。
第三阶段：L1、L2同时续流，并向负载提供能量
电感L1电流下降至等于L2电流后，D1关断。此后，D3仍维持导通，电感L1、L2同时经过D3续流，并向负载提供能量。直至开关管S导通时，L1、L2电流下降至最小值，C2两端电压达到最大，副边绕组Lw2电流下降至最小值，此过程结束。
在本实施例中，所述电容C2根据第一选取步骤选取；其中，所述第一选取步骤的步骤包括：
步骤101、根据公式
Figure GDA0004054112720000081
选取励磁储能电容C2的容值C2
步骤102、根据公式(A1)计算电容C2的耐压值VC2,max；
Figure GDA0004054112720000082
其中，
Figure GDA0004054112720000083
d为开关管S的占空比，n为高频变压器T的一次绕组与二次绕组的匝数比，Lm为高频变压器T的一次绕组的励磁电感量，f为正激变换器主电路1的工作频率，Vi为正激变换器主电路1输入电压；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2。
在本实施例中，所述电感L2选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、根据公式(A2)确定电感L2的电流
Figure GDA0004054112720000084
步骤202、根据公式(A3)确定电感L2的电感值L2的取值范围；
Figure GDA0004054112720000085
其中，IL2为流过电感L2的电流，Vo为正激变换器主电路1的输出电压；
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感量和过电流能力的电感L2。
在本实施例中，所述二极管D1～D4参数设计及型号选型；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、根据公式(A10)计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
Figure GDA0004054112720000091
步骤302、根据公式(A11)计算二极管D3的耐压值VD3,max；
Figure GDA0004054112720000092
其中，IL1,max为流过高频变压器T的一次绕组的最大电流；
步骤303、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3。
步骤304、根据公式(A12)计算流过二极管D4的最大电流ID4,max；
Figure GDA0004054112720000093
步骤305、根据公式(A13)计算二极管D4的耐压值VD4,max；
Figure GDA0004054112720000094
步骤306、根据流过二极管D4的最大电流ID4,max和二极管D4的耐压值VD4,max选择二极管D4。
当然，上述描述只是为了说明本发明技术方案的可行性，所列举的其中一种工作模式的原理及其对应的公式，但并非唯一且限定的描述，仅作为参考使用。
应当特别说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，对本领域技术人员来说，可以对上述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而所有这些修改和替换，都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (6)

1.一种磁复位正激变换器，可抑制副边串联LCD储能电容反向充电，其特征在于：包括正激变换器主电路(1)，以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)；其中，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D2的阳极连接，所述二极管D2的阴极与二极管D1的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D1的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2、电感L2和二极管D4，所述二极管D3的阳极与高频变压器T副边的异名端连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的第二端连接，所述电容C2的第一端与二极管D2的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D1的阴极连接，其另一端与电容C2的第二端连接，所述二极管D4的阳极与能量转移与传输电路(2)的电容C2的第一端连接，其阴极与电容C2的第二端连接。
2.根据权利要求1所述的磁复位正激变换器，其特征在于：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的磁复位正激变换器，其特征在于：所述开关管S为全控型功率半导体器件。
4.根据权利要求1所述的磁复位正激变换器，其特征在于：所述磁复位正激变换器的电容C2根据第一选取步骤选取，具体步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、计算电容C2的耐压值VC2,max；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2。
5.根据权利要求4所述的磁复位正激变换器，其特征在于：所述磁复位正激变换器的电感L2根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、确定电感L2的电流；
步骤202、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感量和过电流能力的电感L2。
6.根据权利要求4或5所述的磁复位正激变换器，其特征在于：所述磁复位正激变换器的二极管D3和二极管D4参数设计及型号选型根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤302、计算二极管D3的耐压值VD3,max；
步骤303、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3；
步骤304、计算流过二极管D4的最大电流ID4,max；
步骤305、计算二极管D4的耐压值VD4,max；
步骤306、根据流过二极管D4的最大电流ID4,max和二极管D4的耐压值VD4,max选择二极管D4。
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