CN111096077B - 用于电气负载的操作设备和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的各种实例的目的在于，特别准确地控制流向电气负载，例如发光二极管的电流。为此，在各种实例中使用具有DC‑DC开关转换器(100)的操作设备(90)。

Description

用于电气负载的操作设备和方法
技术领域
本发明的各种实例涉及用于电气负载，如例如发光二极管的操作设备。本发明的各种实例尤其涉及该操作设备的DC-DC开关转换器的一个或多个开关的工作。
背景技术
为控制灯具的亮度，能够设置成，控制流向灯具，例如发光二极管的时间平均电流即平均电流以及对应的电压。为此能够使用开关转换器。开关转换器的实例包括降压转换器(buck converter)和反激式转换器(flyback converter)。
对于这样的开关转换器设置有一种开关，该开关控制蓄能器，例如线圈的充电和放电。例如从DE 10 2015 203 249 A1中已知，借助于开关转换器和控制器实现调节回路，该调节回路实现调光功能。在此，能够根据与指令变量的依赖关系调节流向灯具的平均电流，该指令变量反之基于调光等级来确定。
在各种应用中，能够值得追求的是，特别准确地控制灯具的亮度，也就是说将亮度设置成与调光等级高度一致。由于开关转换器的低开关频率，还应当避免灯具的典型的闪烁。另一方面，开关转换器的高开关频率能够引起相对高的损耗，从而使得能效受损。
发明内容
存在改进电流调节技术的需求
该目的由独立权利要求的特征来实现。从属权利要求的特征定义实施方式。
在一个实例中，用于电气负载的操作设备包括具有变压器的DC-DC反激式转换器。DC-DC反激式转换器还包括第一开关，该第一开关安排在变压器的初级侧。此外，DC-DC反激式转换器还包括第二开关。第二开关安排在变压器的次级侧。操作设备还包括控制器。控制器适配成，基于调节回路的操纵变量切换第二开关。操纵变量在此包括持续时间，在该持续时间内使第二开关在导通状态下工作。
用于控制具有变压器、安排在变压器的初级侧的第一开关和安排在变压器的次级侧的第二开关的DC-DC反激式转换器的方法包括：基于调节回路的操纵变量切换第二开关。在此，操纵变量包括持续时间，在该持续时间内使第二开关在导通状态下工作。
用于电气负载的操作设备包括DC-DC开关转换器。DC-DC开关转换器具有第一开关、第二开关以及蓄能器。操作设备还包括控制器。控制器适配成，在第一阶段使第一开关在导通状态下工作并且使第二开关在非导通状态下工作。控制器另外适配成，在第二阶段使第一开关在非导通状态下工作并且使第二开关在导通状态下工作。控制器另外适配成，在第三阶段使第一开关在非导通状态下工作并且使第二开关在非导通状态下工作。
例如，第一开关可能控制蓄能器的充电，而第二开关可能控制蓄能器向负载的放电。
用于控制具有第一开关、第二开关和蓄能器的DC-DC开关转换器的方法包括：在第一阶段，使第一开关在导通状态下工作并且使第二开关在非导通状态下工作；在第二阶段，使第一开关在非导通状态下工作并且使第二开关在导通状态下工作；以及在第三阶段：使第一开关在非导通状态下工作并且使第二开关在非导通状态下工作。
用于使DC-DC开关转换器工作的方法包括在混合模式下控制DC-DC开关转换器，该混合模式为连续模式和非连续模式的混合。
上述特征和下述特征不仅能够以对应的明确说明的组合使用，而且还能够以其他组合或者单独地使用，而不脱离本发明的保护范围。
附图说明
图1示意性地图解说明了根据各种实例的具有控制器和开关转换器的操作设备。
图2示意性地图解说明了根据各种实例的操作设备的反激式转换器。
图3示意性地图解说明了根据各种实例的操作设备的降压转换器。
图4示意性地图解说明了调节回路，该调节回路能够通过各种实例中的操作设备的开关转换器和控制器来实现。
图5示意性地图解说明了根据各种实例的反激式转换器的开关的工作的时间过程。
图6示意性地图解说明了根据各种实例的反激式转换器的开关的工作的时间过程。
图7示意性地图解说明了根据各种实例的反激式转换器的开关的工作的时间过程。
图8根据各种实例图解说明了参照这方面的观点，即操纵变量根据与调节回路的指令变量的依赖关系的变化。
图9为示例性的方法的流程图。
图10示意性地图解说明了根据各种实例的反激式转换器的开关的工作的时间过程。
图11根据各种实例图解说明了参照这方面的观点，即调节回路的操纵变量根据与指令变量的依赖关系的变化。
图12为示例性的方法的流程图。
图13示意性地图解说明了根据各种实例的操作设备的反激式转换器。
具体实施方式
本发明的上述属性、特征和优点以及实现这些属性、特征和优点的方式方法结合实施例的以下描述将变得更加清楚和更容易理解，这些实施例将结合附图进行进一步阐释。
下面将根据优选实施方式参照附图进一步阐释本发明。在附图中，相同的附图标记代表相同或相似的元素。附图是本发明的各种实施方式的示意性表示。附图中所展示的元素不一定按正确比例展示。更确切地说，附图中展示的不同元素是如此再现的，即使得其功能和一般目的对于专业人士而言是易懂的。图中所示的功能单元和元素之间的连接和耦合也能够作为间接连接或耦合来实现。连接或耦合能够以有线或无线的方式来实现。功能单元能够作为硬件、软件或软件和硬件的组合来实现。
下面将描述借助于操作设备使电气负载工作的技术。本文描述的技术能够在用于灯具的操作设备中应用；在这样的情况下灯具，例如发光二极管形成负载。下面主要参照这种在用于灯具的操作设备中的应用，然而本文描述的技术也能够在其他类型的负载的工作中应用。
在本文描述的实例中，使用DC-DC开关转换器(下文简称开关转换器)使发光二极管工作。这样的开关转换器具有一个或多个开关，例如通过半导体晶体管来实现，以及一个蓄能器。开关转换器的实例包括具有和不具有电势隔离的转换器。实例包括降压转换器、反激式转换器、升降压转换器和升压转换器。
典型地，在导通和非导通状态之间周期性地来回切换开关转换器的至少一个开关。通过周期性地来回切换的占空比能够控制电压和流向负载的电流。一般而言，至少一个切换式开关转换器发生切换的周期能够具有多个阶段，这些阶段重复地且周期性地发生；在此，不同阶段的区别能够在于，视阶段而定使至少一个开关在不同的状态下工作。例如，在第一阶段可能使第一开关在导通状态下工作，而在第一阶段可能使第二开关在非导通状态下工作；然后在第二阶段可能使第一开关在非导通状态下工作，而在第二阶段可能使第二开关在导通状态下工作。
在此，能够例如基于调节回路的操纵变量控制至少一个开关的工作。这意味着，能够有针对性地在导通状态(或“通”状态或闭合状态)与非导通状态(或“断”状态或断开状态)之间来回切换至少一个开关。由此能够尤其地控制流向发光二极管的平均电流。就此而论，能够考虑调节回路的一个或多个对流向发光二极管的平均电流具有指示性意义的调节变量和操纵变量。
在部分实例中可行的是，特别准确地监控流向发光二极管的平均电流。这可通过采集对流向发光二极管的电流具有指示性意义的测量信号来发生，其中通过测量电路采集该测量信号，该测量电路安排成邻接开关转换器的负载侧的输出接口。这尤其意味着，测量电路安排在输出接口与开关转换器的至少一个开关之间。例如，对于反激式转换器，测量电路能够安排在测量电路的变压器的次级侧。由此能够特别准确地监控操纵变量对于流向发光二极管的平均电流的影响。但在其他实例中，测量流向负载的电流的测量电路也可能安排成远离输出接口，例如在反激式转换器的情况下在变压器的初级侧。
本文描述的技术使得能够特别准确地控制并且例如尤其准确地调节流向负载的平均电流。尤其地，调节回路能够通过操作设备的开关转换器和控制器来实现，该调节回路将至少一个对流向负载的平均电流具有指示性意义的变量考虑为调节变量。这意味着，能够通过调节回路准确且在监控下设置流向负载的平均电流，例如参照指令变量。在干扰变量的框架下能够考虑例如由于发光二极管的温度波动或老化造成的时间偏移。
发光二极管的亮度依赖于平均电流，利用该平均电流使发光二极管工作。通过借助于调节回路控制流向负载的平均电流的方法，本文描述的技术使得能够准确地且在监控下设置发光二极管的亮度。由此能够例如实现调光功能。
各种实例基于这样的知识，即通过适当地控制至少一个开关的工作，能够特别准确地设置流向负载的电流。同时，借助于本文描述的各种实例能够可行的是，避免特别低的开关频率，该特别低的开关频率典型地会引起发光二极管的闪烁。另一方面，借助于本文描述的各种实例能够可行的是，避免特别高的开关频率，该特别高的开关频率由于频繁的开关过程典型地会引起高的功率损耗。
在一个实例中，为此使用反激式转换器，该反激式转换器具有变压器、第一开关以及第二开关。在此，第一开关安排在变压器的初级侧，也就是说例如面向电源或DC总线***。第二开关安排在变压器的次级侧，也就是说比第一开关更靠近待供电的发光二极管。控制器在此适配成，基于调节回路的操纵变量切换反激式转换器的至少第二开关。在此，调节回路的操纵变量能够包括持续时间，在该持续时间内使第二开关在导通状态下工作，有时也称为低电阻状态或“通”状态。因而这能够意味着，通过有针对性地按时间段控制第二开关来实现调节，例如调节为对流向发光二极管的所期望的平均电流。
尤其与参考实现方式相比，在该参考实现方式中根据与操纵变量的依赖关系控制第二开关，该操纵变量定义流过反激式转换器流向负载的电流，能够如此达到通过调节回路实现的调节的提高的准确性。尤其地，通过按时间段的控制能够避免比较器的量化噪声，结合这样的参考实现方式会典型地用到该比较器。
在另一个实例中，通过控制器适当地控制具有第一开关和第二开关以及具有蓄能器的开关转换器。尤其地，控制器能够适配成，按第一阶段、第二阶段和第三阶段控制DC-DC开关转换器。在第一阶段使第一开关在导通状态下工作并且使第二开关在非导通状态下工作。然后在第二阶段使第一开关在非导通状态下工作，而使第二开关在导通状态下工作。最终在第三阶段使第一开关和第二开关均在非导通状态下工作。
例如，第一阶段、第二阶段和第三阶段能够按周期重复地且周期性地发生。那么在第一阶段能够通过电源接口或者一般而言通过供电线路为DC-DC开关转换器的蓄能器充电，而在接下来的第二阶段为蓄能器放电。第三阶段能够用于精调流向发光二极管的平均电流。
通过设置第三阶段尤其能够达到，还能够实现流过DC-DC开关转换器流向发光二极管的相对低的平均电流：这是因为，在第三阶段期间典型地没有特别高的电流流动。因此，电流的时间平均值在周期的重复过程中也会下降，该时间平均值相当于流向发光二极管的平均电流。
图1图解说明了参照能够因本文描述的技术而获益的操作设备90的观点。操作设备90包括电源接口95。操作设备90适配成，通过电源接口95接收电源电压。电源电压能够为振幅在100V至300V范围内的AC电压。
操作设备90还包括AC-DC转换器91。AC-DC转换器91适配成，将电源电压转换成DC信号。例如，AC-DC转换器可能具有桥式整流器、一个或多个平滑滤波器等。
在图1中操作设备接收AC电压，而在其他实现方式中操作设备也可能接收DC电压，例如从DC总线***(DC string)。
操作设备90还包括开关转换器100，该开关转换器适配成，通过输入接口101接收来自AC-DC转换器91的DC信号。DC信号具有一定的电压振幅。开关转换器100适配成，通过输出接口96向发光二极管(图1中未显示)输出另一DC信号，其中该另一DC信号具有不同于开关转换器100的输入端101上的DC信号的电压振幅的电压振幅。开关转换器还影响流向发光二极管的电流。
此外，操作设备90还包括控制器92。控制器92可能例如通过微控制器或可编程开关阵列(field-programmable array,FPGA)来实现。控制器92能够作为硬件和/或软件来实现。
控制器92实现调光功能。这意味着，控制器92基于调光信号93在调节下控制开关转换器100的工作。调光信号93能够指示用户的亮度愿望。
控制器可能例如包括计时器。计时器能够提供计时器信号，基于该计时器信号结合调光功能切换开关转换器100的一个或多个开关。计时器进而能够基于时钟源的时钟信号(clock signal)提供计时器信号。例如可能使用压电石英等。
尤其地，在部分实例中，控制器92与开关转换器100一起实现调节回路。在此，作为调节回路的操纵变量切换开关转换器100的至少一个开关，也就是说使该至少一个开关可选地在导通或非导通状态下工作。由此尤其能够调节流向负载96的平均电流，从而能够调节实现负载的灯具的亮度。指令变量能够基于调光信号93来确定。
图2图解说明了参照开关转换器100的观点。图2图解说明了开关转换器100的示例性的实现方式。在图2的实例中，开关转换器100作为具有电势隔离的反激式转换器来实现。
反激式转换器100包括一对线圈102，这些线圈实现变压器。这意味着，线圈102电感耦合。线圈102充当蓄能器。
反激式转换器100还包括开关111，该开关安排在线圈102对地的初级侧，以及电阻105。另外，反激式转换器100包括开关112，该开关安排在线圈102的次级侧。反激式转换器100还包括电容器104，该电容器提供平滑功能。在部分实例中，也可能使用二极管代替开关112。
在图2的实例中还显示了发光二极管130，该发光二极管与反激式转换器100的输出接口96相连并且该发光二极管实现负载。
在图2中另外还显示了，能够如何通过测量电路121测量线圈102的初级侧的电流181。此外，在图2中还显示了，能够如何通过另一测量电路122和/或测量电路123测量线圈102的次级侧的电流182。测量电路121、122、123可能例如分别包括一个分流电阻。这些测量电路能够适配成，输出测量信号，该测量信号对相应的电流具有指示性意义。可能可行的是，使用电感耦合。
下面描述反激式转换器100的作用原理。第一阶段(i)：首先使开关111在导通状态下工作。然后，流过初级线圈102的电流上升并且能量被储存在线圈102中。这意味着，开关111控制通过线圈102或实现变压器的蓄能器的充电过程。同时，开关112被切换为非导通：因此没有电流流过次级线圈102。流向负载130的电流由平滑电容器104供应。第二阶段(ii)：然后将开关111切换为非导通并且将开关112切换为导通。此阶段通常被称为反激阶段。之前储存在线圈102中的能量供应流向负载130的电流并且此外为电容器104充电。通过适当地在导通状态和非导通状态之间来回切换开关111、121，阶段(i)和(ii)周期性地重复。
在部分实例中可行的是，存在另一第三阶段(iii)。在此使开关111和开关112均在非导通状态下工作。这样的话，阶段(i)、(ii)和(iii)能够重复地且周期性地发生，例如先是(i)，然后是(ii)，然后是(iii)，然后又是(i)等。
从上述描述中能够看出，通过有针对性地切换开关111、112能够控制流向负载130的电流。在此，原则上参照对开关111、112的切换已知不同的工作模式。例如，能够使开关111、112在所谓的连续模式(continuous mode)下工作。在此，在电流182降至零或者此外还降为负值之前，将开关111切换为导通。这意味着，不会观察到电流182的负值。还可能可行的是，使开关111、112在所谓的间歇模式(discontinuous mode)下工作。在此，在电流182已降至零一段时间后，才重新将开关111切换为导通。所谓的临界模式(borderline或boundary mode)是从连续模式至间歇模式的过渡；也就是说，在电流182降至零的那一刻便将开关111切换为导通状态。
还有一种在各种实例中被称为混合模式的模式。混合模式表示的是间歇模式和连续模式的混合。在此，在阶段(II)中电流182呈现负值直至负的最小值，对应于连续模式；然后在阶段(III)中使开关111和开关112均在非导通状态下工作，对应于间歇模式。由此能够设置流向发光二极管130的极小的平均电流。同时，由于为阶段(II)中的电流182设置有负的最小值，阶段(III)的长度能够设计得相对短，尤其是与经典的间歇模式相比。
在图2的小图(点划线)中显示了电流测量电路121至123的示例性的实现方式。设置有分流电阻和电容器。通过电容器的设计，能够进行低通滤波。在部分实例中，例如在要识别出电流181或电流182的最大值时，能够不追求低通滤波。因此一般而言，电流测量电路121-123能够具有多个支路，这些支路分别具有不同的滤波参数。
图3图解说明了参照开关转换器100的观点。图3图解说明了开关转换器100的示例性的实现方式。在图3的实例中，开关转换器100作为降压转换器来实现。
降压转换器100包括线圈202。线圈202充当蓄能器。
降压转换器100还包括开关211，该开关安排成邻接输入接口101(有时也被称为高边开关)。降压转换器100另外还包括对地安排的另一开关212(有时也被称为低边开关)以及地侧电阻205。有时还使用二极管来代替开关212。设置有平滑电容器204。
在图3中还显示了，能够如何通过测量电路221测量电流281；以及能够如何通过测量电路222测量电流282。
原则上，根据图3的实例的降压转换器100的工作相当于根据图2的实例的反激式转换器100的工作。当开关211被切换为导通，便为蓄能器202充电。当开关211被切换为非导通，便为蓄能器202放电。尤其还可行的是，使降压转换器100在连续模式、间歇模式、临界模式或混合模式下工作。
下面为了简单起见，主要参照开关转换器作为反激式转换器的实现方式；但是，对应的技术可能也可以直接转移到其他类型的开关转换器上，例如也根据图3的实例的降压转换器100。
图4图解说明了参照调节回路500的观点，该调节回路在本文描述的各种实例中能够用于控制开关转换器100的工作。调节回路500能够以硬件和/或软件的形式来实现。调节回路500能够例如通过控制器92和开关转换器100来实现。
调节回路500借助于操纵变量502控制开关转换器100的工作。调节回路500的调节段503因而通过开关转换器100和尤其一个或多个开关111、112、211、212来实现。操纵变量502能够例如通过控制信号的合适的设计来实现，该控制信号被输出至开关111、112、211、212并且该控制信号确定开关111、112、211、212在导通或非导通状态下工作。可能为开关111、112、211、212设置有对应的栅极驱动器，这些开关作为场效应晶体管来实现。
调节段503还通过一个或多个用于监控工作的传感器来实现。例如，调节段还可能包括测量电路121、122、221、222。这样的话，例如测量电路121或221的信号可能与测量电路122或222的信号组合，以便确定对调节变量505具有指示性意义的测量信号506。
因而通过基于操纵变量502对开关转换器100的工作的控制影响调节变量505。调节变量505能够与流过开关转换器100流向发光二极管130的平均电流相互关联。这意味着，调节变量505的变化也会引起流过开关转换器100流向发光二极管130的平均电流的变化，并且由此引起亮度的变化。
在此，在本文描述的各种实例中能够实现不同的调节变量505。例如，调节变量505可能参照流过开关转换器的最大电流和/或参照流过开关转换器的最小电流来进行。这意味着，参照流过开关转换器100的电流的特定属性进行调节。
将调节变量505或对该调节变量具有指示性意义的测量信号506与指令变量509进行对比并且基于对比提供调整后的操纵变量502。这通过调节器501来实现。调节器501可能例如确定指令变量509与调节变量505之间的偏差并且通过操纵变量502的适当变化来使得这种偏差最小化。
例如可能可行的是，指令变量509根据与流向负载130的平均电流的依赖关系发生变化；例如流向负载130的平均电流可能根据与所期望的调光等级的依赖关系发生变化。
结合图4还显示了，一个或多个时变干扰变量504能够影响调节段503。由于一个或多个干扰变量504导致的调节段503的行为的变化能够通过调节回路500来补偿。
图5图解说明了参照根据各种实例的开关转换器100的工作的观点。尤其地，图5图解说明了参照反激式转换器100的工作的观点(比照图2)。但是，如下面结合图5所讨论的对应的技术可能也用于其他类型的开关转换器100。
图5尤其图解说明了参照电流181(图5中的实线，上方)和另外参照电流182(图5中的虚线，上方)的观点。从图5中可以看出，在阶段(I)361中电流181从负值上升为正值，该电流流过通过线圈102实现的变压器的初级侧的开关111。在接下来的阶段(II)362中电流182从正值降低为负值，该电流流过通过线圈102实现的变压器的次级侧的开关112，该正值对应于开关转换器100中的电流的正的最大值351，该负值对应于开关转换器100中的电流的负的最小值352。电流181与电流182之比尤其由线圈102的绕组比决定。通过使用开关112代替二极管，能够实现负电流181、182。
在图5中还显示了电流181的最小值401，以及电流181的最大值402。
图5另外图解说明了参照开关转换器100的开关111、112的工作的观点。在图5下方显示了，在阶段(I)361和阶段(II)362中对开关111、112的控制是如何发生的。例如，在图5下方显示的信号形状可能对应于控制信号，这些控制信号由控制器92提供给开关111、112的控制接口。
从图5中可以看出，控制器92适配成，在阶段(I)361使开关111在导通状态381下工作并且使开关112在非导通状态382下工作。控制器92适配成，在阶段(II)362使开关111在非导通状态382下工作并且使开关112在导通状态381下工作。
在图5中还显示了流过开关转换器100的时间平均电流345。通过电流181、182的时间过程的变化，平均电流345和由此发光二极管130的亮度也能够变化。这能够通过选择适当的操纵变量505实现调节回路500来进行。例如，在各种参考实现方式中，最大电流351以及最小电流352用作操纵变量505。然而，这能够具有这样的缺点：由于对应的比较器的量化噪声，该比较器将测量电路122的测量信号和/或测量电路121的测量信号与对应于操纵变量502的对应阈值进行对比，是相对不准确的。
基于该认识，结合本文描述的技术，能够可行的是，使用持续时间372作为操纵变量502，在该持续时间内使开关112在导通状态381下工作，也就是说即例如阶段(II)362的长度。典型地，这样的按时间段的调节能够相对准确地实现。如果例如通过调整操纵变量502缩短持续时间372，在参数未另外变化的情况下，典型地平均电流345上升。
图5还图解说明了与进一步提高调节准确性相结合的技术。典型地提供计时器信号(timer signal)，控制器使用该计时器信号有针对性地确保在持续时间372内开关112在导通状态381下工作。例如，计时器信号在持续时间372结束之后可能呈现为不同于持续时间372结束之前的另一个值。因而一般而言，计时器信号对持续时间372具有指示性意义并且开关驱动器适配成，基于计时器信号在导通状态381与非导通状态382之间切换开关112。
典型地，提供计时器信号的计时器适配成，基于时钟信号377以特定的时钟周期378提供计时器信号。例如，计时器信号可能与时钟信号377的边沿时间重合地指示持续时间372结束。计时器信号可能定义为时钟周期378的整数倍。因而这意味着，作为操纵变量502的持续时间372能够发生变化的准确性由于时钟信号379的时钟周期378能够是受限的。典型的时钟周期378处于微秒到毫秒的范围内。由此能够引起调节时的一定程度的不准确性。然而典型地，由时钟周期378引起的不准确性(结合调节回路500的按时间段定义的操纵变量502)是相对小的，例如尤其与由量化噪声引起的不准确性(结合根据参考实现方式参照电流181、182定义的操纵变量502)相比。
为还继续降低这种残留的不准确性，能够使用抖动技术。例如可能可行的是，抖动源适配成，提供抖动信号。抖动信号能够引起持续时间372的调制379。这种调制379可能例如随机或伪随机地进行。能够使用线性移位寄存器提供抖动信号。调制379的频谱可能具有预先规定的形状，例如三角形等。调制379的频谱可能以零为中心。调制379可能例如处于时钟周期378的20％至200％的范围内，可选地处于80％至120％的范围内。如此能够通过在阶段361、362的多个周期中取平均值来实现调节的准确性，该准确性比没有抖动信号时更高；也就是说，能够消除或减少因有限的时钟周期378带来的限制。
上面描述了各种技术，其中持续时间372基于调节回路500的操纵变量502发生变化，在该持续时间内使通过线圈102实现的变压器的次级侧的开关112在导通状态381下工作。在部分实例中可能还可行的是，操纵变量502也包括持续时间371。但是可能还可行的是，持续时间371不在调节回路500的框架下发生变化，在该持续时间内在阶段(I)361使开关111在导通状态381下工作。这能够尤其意味着，操纵变量502尽管包括持续时间372，然而不包括持续时间371。
这能够使得持续时间371的参数化调整成为可能，例如根据与指令变量509的依赖关系或者一般而言根据与发光二极管130的调光等级的依赖关系。由此进而一方面能够进行对开关转换器的开关频率，即阶段(I)361和(II)362的周期的周期时间的平衡控制，以及另一方面能够进行对极端电流351、352的平衡控制。由此一方面能够在闪烁方面对开关转换器100的工作进行优化，另一方面能够在损耗方面进行优化。这也结合图6和7进行了显示。
图6图解说明了参照开关转换器100的工作的观点。在此，图6的实例原则上相当于图5的实例。然而，在图6的实例中，所期望的平均电流345例如由于降低的调光等级，该降低的调光等级对应于发光二极管130的更低的亮度，而对比例如图5中更低。这通过调节回路的对应调整的指令变量509来加以考虑。调整后的指令变量509进而引起，在持续时间371相同的情况下，调整作为调节回路500的操纵变量502的持续时间372，而且尤其与图5的实例相比延长该持续时间。这意味着，持续时间371、372的总和增加了并且由此开关转换器100工作的开关频率降低了。
在这样的和其他场景中能够出现的是，在特定的调光等级或指令变量509的特定设计下，开关转换器100工作的开关频率过于严重地下降。这能够引起发光二极管130闪烁，这应当加以避免。为避免开关频率过于严重的下降，可行的是，将持续时间371作为参数，即在调节回路500之外，进行更改。这也结合图7进行了显示。
图7图解说明了参照开关转换器100的工作的观点。在此，图7的实例原则上相当于图5和6的实例。在图7的实例中，所期望的平均电流345如此设计，如图6中的实例那样，即尤其小于图5的实例中的平均电流。但是，持续时间371在此根据与预先规定的平均电流345的依赖关系来确定。在此存在这样的趋势，针对更小的流向发光二极管130的平均电流345将持续时间371设计得更短。由此能够实现不同的效果。
通过参数化地更改持续时间371能够实现，针对更小的流向发光二极管130的平均电流345，减小或完全避免开关频率的下降。由此能够避免闪烁。
通过参数化地更改持续时间371另外还能够针对更小的流向发光二极管130的平均电流345实现，达到开关转换器100中的电流181、182的更小的极端值351、352。由此能够降低损耗。
通过参数化地更改持续时间371，还能够避免或无论如何减小开关频率的上升。典型地，对于特别大的开关频率，功率损耗由于开关111、112的频繁的开关过程而增加。
持续时间371根据与预先规定的平均电流345的依赖关系的更改能够借助于参照调节的指令变量509来考虑。尤其地，指令变量509能够根据与持续时间371的依赖关系来确定，例如除了与预先规定的平均电流345的依赖关系之外。这也结合图8进行了描述。
图8图解说明了参照持续时间371与平均电流345的依赖关系的观点。从图8中可以看出，存在这样的趋势，即针对更小的平均电流345将持续时间371设计得更短。
图8还图解说明了参照这方面的观点，即持续时间372借助于调节回路500，通过适当地选择对应的操纵变量502进行调节。从图8中可以看出，针对更小的平均电流345，尤其由于持续时间371设计得更短，也能够存在更短的持续时间372的趋势。
在图8中显示的依赖关系纯粹是说明性的并且一般而言能够取决于调节段503的情况。
例如可能设置有查询表，该查询表针对不同的调光等级或平均电流345以及还针对不同的持续时间371指定了待选择的指令变量509，该指令变量涉及包括持续时间372在内的控制变量502。但是在部分实例中，在调光等级、持续时间371与指令变量509之间还存在一对一的对应关系，该指令变量是参照作为操纵变量502的持续时间372定义的。
在此，指令变量509的变化率，以及由此至少在某些实例中还包括调整持续时间371的变化率尤其能够基于调节回路500的时间常数来确定，尤其受限制。例如，由此能够避免的是，持续时间371在调节回路500之外太过迅速地发生变化：在这样的情况下，可能仅时间延迟地调整作为调节回路500的操纵变量502的持续时间372，从而可能会观察到发光二极管130的亮度的不期望的变化。
因而上面描述了这样的技术，根据与指令变量509的依赖关系参数化地调整初级侧电流181，即通过更改持续时间371。替代性地可能还可行的是，如设置电流181的最大值402并且使用可变的持续时间371。因此在本文描述的各种实例中，可能可行的是，根据与持续时间372的依赖关系确定电流181的最大值402。这就引起，持续时间371也根据与持续时间372的依赖关系而发生变化。为此能够监控电流181并且能够基于监控在达到最大值402时切换开关111。
通过这样的技术，能够相对于电源电压的变化提高鲁棒性。尤其地，能够相对于电源电压的时间波动(ripple)提高鲁棒性。通常，电源电压的这样的波动伴以处于20Hz至100Hz的范围内的频率出现，即与典型的开关频率或持续时间371、372相比相对缓慢。电源电压的波动能够通过其他耗电器引起。绝对地来看，电源电压的波动振幅能够是小的，例如为电源电压的平均振幅的0.5％至2％。
该发现的理由说明如下。
流向发光二极管的平均电流345通过以下等式得出：
等式(1)
Figure GDA0003503774270000141
其中is表示最大值351，ts表示持续时间372并且tp表示持续时间371。这意味着，电流345对于次级侧电流182的最大值351is的变化非常敏感，其中次级侧电流182的最大值351直接依赖于电流181的最大值402。由此，最大值402的变化对平均电流345的变化产生非常大的影响。
假设电源电压VB的波动：
等式(2)
Figure GDA0003503774270000142
典型地，r≈1-5。
最大值402针对两个不同的持续时间371：
等式(3)
Figure GDA0003503774270000151
其中Lp表示变压器102的初级侧电感。
持续时间371的变化由等式(1)与等式(2)与等式(3)得出：
等式(4)
Figure GDA0003503774270000152
由此可见，电源电压的这样的波动决定了持续时间371，tp的变化，以获得初级侧电流371的相同的最大值351。此外，从等式(1)中得出，电源电压的波动通过持续时间371的变化会对平均电流345产生(尽管有限的)影响。
因此，能够有意义的是，如上所述将持续时间372用作操纵变量；并且固定初级侧电流371的最大值402。因而可行的是，在初级侧电流181达到最大值402时便切换开关111。然后尽管持续时间371伴随着电源电压的波动而变化；但是这对平均电流345的影响比最大值402和由此最大值351的变化的影响更小，参照等式(1)和等式(4)。
如上面结合持续时间371所描述的那样，最大值402能够根据与指令变量的依赖关系，如例如流向发光二极管的平均电流345，参数化地确定。在另一种特别简单的实现方式中，初级侧电流371的最大值402可能根据与持续时间372的依赖关系来确定。在此，能够例如设置有持续时间372的低通滤波，以考虑这样的缓慢的变化，例如由指令变量的变化造成的。然后将一如既往地通过对持续时间372的控制获得对特定的平均电流345的快速调节。由此能够获得具有鲁棒性的调节。
为在达到最大值402时切换开关111，能够例如设置有比较器电路，该比较器电路将测量电路121的测量信号与预先规定的最大值402(参见图2)进行对比并且根据与该对比的依赖关系切换开关111。由此能够通过在模拟域中的处理进行无数字化的快速切换。
参照图5至7另外还显示了，还能够针对电流181、182设置有阈值351A、352A。例如，借助于测量电路121、122可能检查出一个或多个电流181、182是否超出对应的阈值351A、352A。如果发现这样超出了一个或多个阈值351A、352A，则可能通过考虑按时间段定义的操纵变量502来忽略对开关转换器100的调节。这样能够确保，通过按时间段的调节不达到电流181、182的峰值，这些峰值可能会引起开关111、112或开关转换器100的其他电子部件损坏。
图9为示例性的方法的流程图。例如，根据图9的方法可能由控制器92实施。
在方框1001中，基于调节回路的操纵变量控制反激式转换器，例如具有电位隔离的反激式转换器的开关。在此按时间段定义操纵变量。例如，可能通过操纵变量切换安排在具有电位隔离的反激式转换器的次级侧的开关。
可选地，可能可行的是，该方法在方框1002中包括根据与定义指令变量的变量的依赖关系来调整反激式转换器的另一开关的切换。例如，在方框1002中根据与调光等级的依赖关系，该调光等级也定义了指令变量，参数化地确定了持续时间，在该持续时间内使另一开关在导通状态下工作。尤其地，因而能够在调节回路之外进行对另一开关的切换的调整；调节回路然后能够对另一开关的切换的调整作出反应。例如，在方框1002中可能对安排在具有电位隔离的反激式转换器的初级侧的另一开关的切换进行调整。
图10图解说明了参照根据各种实例的开关转换器100的工作的观点。尤其地，图10图解说明了参照反激式转换器的工作的观点。在图10的实例中显示反激式转换器的工作；但是，对应的技术也可能针对其他类型的开关转换器来实现，例如尤其针对具有两个开关的降压转换器。
图10图解说明了参照开关转换器100的开关111、112的工作的观点。在图10中显示了实现阶段(I)361，在该阶段使开关111在导通状态381下工作并且在该阶段使开关112在非导通状态382下工作。另外实现阶段(II)362，在该阶段使开关111在非导通状态382下工作并且在该阶段使开关112在导通状态381下工作。与图5至图7的实例相反，额外实现阶段(III)363，在该阶段使开关111和开关112均在非导通状态382下工作。
从图10中可以看出，在阶段(III)363中，电流181、182呈现相对小的值。由此可行的是，将流向发光二极管130的平均电流345设计得特别小。通过延长或缩短持续时间373，在该持续时间内使开关111和开关112均在非导通状态382下工作，即通过延长或缩短阶段(III)363的长度，能够特别准确地设置流向发光二极管130的平均电流345。
因而为了特别精细地设置平均电流345，可能可行的是，调节回路500的操纵变量502包括持续时间373。这意味着，按时间段定义的操纵变量502也能够结合阶段(III)363使用。
在图10中可以看出，例如与传统的间歇模式相反，在阶段(II)362使开关112如此长时间地在导通状态381下工作，直至电流182呈现负的最大值352(这原则上对应于连续模式)。但是附加地设置有阶段(III)363(这原则上对应于间歇模式)。在传统的间歇模式中，电流182仅降至零，然而不呈现明显的负值。因此，在图10中显示的针对反激式转换器100的工作的模式也被称为混合模式，因为该模式是间歇模式与连续模式之间的混合。
尤其可行的是，正的最大值351的量值具有与负的最小值352的量值大致相同的数量级。例如可能可行的是，最大值351的量值位于最小值352的量值的20％至500％的范围内。这意味着，通过适当地选择最小值352就已能够进行平均电流345的粗略的设置。平均电流345的精细的设置然后能够通过适当地设计阶段(III)363或持续时间373的长度来进行。
通过设置阶段(III)363进行的平均电流345的这样的精细设置可能例如如下量化：经过全部的阶段(I)、(II)和(III)361至363流向负载130的平均电流181、182能够仅轻微地不同于经过阶段(I)和(II)361、362流向负载的平均电流181、182。这意味着，阶段(III)363对流向负载130的平均电流181、182的设置的贡献仅相对小。例如，可能可行的是，经过全部的阶段(I)、(II)和(III)361至363的流向负载130的平均电流181、182位于仅经过阶段(I)和(II)361、362中流向负载130的平均电流181、182的80％至120％的范围内，可选位于95％至105％的范围内。流向负载130的平均电流181、182的这样的精细设置对于本文描述的混合模式而言是典型的并且与间歇模式明显不同，其中通过对应的阶段(III)进行对流向负载130的平均电流181、182的较大的调整，由此使开关频率特别严重的下降。开关频率的这种严重的下降能够通过在阶段(I)361和阶段(II)362中使用负电流181、182而在当前情况下得以避免。
在图10中显示了，在阶段(III)363中能够出现开关111上的电压189的振荡(在图10中显示在最下方并且通过VDS，即漏源电压来表示；另请参见图2)和由此随之而来的还有电流181、182的振荡。可能还可行的是，通过适当的测量电路采集电压189。流过开关111的电流181通过测量电路121来测量。可能可行的是，考虑在从阶段(III)363转向阶段(I)361时将开关111从非导通状态382切换为导通381时的电流181和/或电压189。由此能够例如在小的电流181、182时进行切换(如在图10中显示的那样)。但是可能还可行的是，在小的电压时切换VDS(未在图10中显示)。尤其地，由此能够降低切换时的功率损耗，方式是例如当注意到特别低的电流181或存在特别低的电压189时便进行切换。这样的技术有时被称为低谷切换(Tal)。
上面已阐述了，参照阶段(III)363的控制变量502能够包括持续时间373。在此，在结合阶段(I)361和阶段(II)362时可能也可行的是，使用按时间段定义的控制变量502。例如可能可行的是，如上面结合图5-图9所讨论的那样，调节回路500的控制变量502包括持续时间372。但是替代性地，可能还可行的是，控制变量502例如包括最大电流351和/或负的电流352。这可能意味着，参照阶段(I)361和(II)362通过电流强度进行调节；而参照阶段(III)363按时间段进行调节。在此，调节回路500的指令变量509进而能够根据与平均电流345的依赖关系来确定，即例如与调光等级的依赖关系。
换句话说，这意味着，流向发光二极管130的所期望的平均电流345的变化能够以各种方式方法来实现：例如可能通过在阶段(I)361或者阶段(II)362中调整对应的指令变量509使开关转换器100中的电流181、182的最大值351和/或开关转换器100中的电流181、182的最小值352发生变化。替代性地或此外，还可能使持续时间373发生变化，通过在阶段(III)363中调整对应的指令变量509。
就此而言可行的是，参照对开关转换器100的工作的这样的属性的调整使用各种各样的技术，该调整作为变化的调光等级或变化的所期望的平均电流345的功能。尤其地，由此能够在一方面开关频率过低时的闪烁与另一方面开关频率过高时的功率损耗之间实现特别好的平衡。例如可能可行的是，平均电流345的变化引起指令变量509在阶段(III)363中参照持续时间373的第一变化，以及指令变量509在阶段(I)361和阶段(II)362中参照最大值351和/或最小值352的第二变化。一般而言这意味着，在平均电流345发生变化时阶段(I)361和阶段(II)362的长度以及阶段(III)363的长度能够得到调整。因而参照阶段(I)361和/或阶段(II)362定义的指令变量509可能得到调整；和/或参照阶段(III)363定义的指令变量得到调整。这两个指令变量的相对调整能够根据与开关频率和/或开关时的损耗的依赖关系来进行。例如，由此可能将开关频率稳定在所期望的值。例如可能可行的是，预先规定上述第一变化与第二次变化之间的比例。例如，该比例可能根据与开关频率和/或切换时的损耗的依赖关系来预先规定。如此能够视参数树中的项目而定进行不同阶段361至363的长度的不同强度的变化，从而能够在闪烁和功率损耗方面优化开关频率。
图11图解说明了参照开关转换器100的工作的观点。尤其地，图11图解说明了参照这方面的观点，即在阶段(I)361和阶段(II)362中选择操纵变量502，该操纵变量包括流过开关转换器100的电流181、182的最大值351和最小值352。
在图11中显示了，作为所期望的平均电流345的功能，如何调整操纵变量502和由此作为对应的操纵值的极端值351、352。从图11中可以看出，针对更小的平均电流345也能够通过适当地调整操纵变量502实现更小的极端值351、352。在此，尤其针对低于特定阈值345A的平均电流345将最小值352设置为零。然后开关转换器100的工作相当于间歇模式。通过这样的技术，能够获得并且准确地设置特别小的平均电流345。
图12为示例性的方法的流程图。例如，根据图12的实例的方法可能由操作设备90的控制器92实施。
首先，在方框1011中实现第一阶段，例如结合附图在上面描述的阶段(I)361。在此，使开关转换器的第一开关在导通状态下工作并且使开关转换器的第二开关在非导通状态下工作。开关转换器可能例如为降压转换器或者但是也可能为具有电位隔离的反激式转换器。
然后，在方框1012中实现第二阶段，例如结合附图在上面描述的阶段(II)362。在此，使第一开关在非导通状态下工作并且使第二开关在导通状态下工作。
然后，在方框1013中实现第三阶段，例如结合附图在上面描述的阶段(III)363。在此，使第一开关和第二开关均在非导通状态下工作。
然后重复方框1011。
图13示意性地图解说明了根据各种实例的反激式转换器100。在图13的实例中，控制器与电流测量电路123相连。在此，电流测量电路123安排在输出接口96与开关111、112之间。电流测量电路123的这样的安排可能也可设想在其他类型的开关转换器上。
在将开关转换器作为反激式转换器来实现时(如图13中所显示的那样)，电流测量电路123尤其安排在变压器102的次级侧。
控制器92也安排在变压器102的次级侧。如在上面在各种实例中所描述的那样，控制器92适配成，根据与电流测量电路123的测量值的依赖关系确定调节回路500的操纵变量，用以切换开关112和开关111。电流测量电路123的测量值因而能够作为调节回路500的测量信号506来考虑(参见图4)。
在此，一般而言可行的是，实现调节回路的不同变体。例如可能可行的是，操纵变量502包括初级侧电流181的最大值402。替代性地或此外，可能可行的是，操纵变量包括次级侧电流182的最大值351。在其他实例中，还可能考虑按时间段的操纵变量502，例如持续时间372(参见图5至图7)。
即使开关111并不作为调节回路500的操纵变量502发生切换，一般而言仍可能通过控制器92切换开关111，例如根据与指令变量509的依赖关系或从操纵变量502得出。为将对应的控制信号从次级侧传输至初级侧，设置有光电耦合器81。在图13中，控制信号被传递至开关111的一般而言可选的栅极驱动器单元82。开关112的栅极驱动器单元82也得到控制。
通过使用调节回路500的测量信号506，该信号对应于安排在输出侧的测量电路123的测量值，能够进行特别准确的调节。尤其地，能够特别准确地实现指令变量509，该指令变量对应于流向发光二极管130的平均电流。为了得出关于流向发光二极管130的平均电流345的结论，不必做与开关转换器100的电气器件的行为有关的模型假设。
此外，在反激式转换器100的情况下能够通过在变压器102的次级侧设置控制器92来使用电源电压，该电源电压符合SELV要求(Safety Extra-Low Voltage，安全特低电压)。
此外，在反激式转换器100的情况下借助于光电耦合器81的实现方式相对便宜。
总而言之，上面描述了这样的技术，该技术能够实现特别准确地设置流过开关转换器流向负载的平均电流。另外，借助本文描述的技术还可行的是，在流向负载的平均电流的大的设置范围内，一方面在闪烁方面，另一方面在功率损耗方面优化地设计开关转换器的开关工作的开关频率。借助于本文描述的技术能够可行的是，使开关频率在大的设置范围内稳定在所期望的值。
当然，上述实施方式的特征和本发明的各观点能够相互组合。尤其地，这些特征不仅能够用在所描述的组合中，而且也能用在其他组合中或者单独使用，而不脱离本发明的领域。
例如，上面结合反激式转换器描述了各种技术。但是这些技术也可能结合其他开关转换器使用。
还能够提供其他耗电器代替发光二极管作为负载。

Claims (28)

1.用于电气负载(130)的操作设备(90)，所述操作设备包括：
-DC-DC开关转换器(100)，所述DC-DC开关转换器(100)具有变压器(102)、安排在所述变压器(102)的初级侧的第一开关(111)和安排在所述变压器(102)的次级侧的第二开关(112)，
-控制器(92)，所述控制器适配成，基于调节回路(500)的操纵变量(502)切换所述第二开关(112)，其中，所述调节回路(500)通过所述控制器(92)和所述DC-DC开关转换器(100)来实现，以及
-调节器(501)，所述调节器(501)被适配成确定指令变量(509)与调节变量(505)之间的偏差并且通过改变所述操纵变量(502)使得该偏差最小化，其中，所述指令变量(509)对应于流向所述电气负载(130)的平均电流，并且其中，所述调节变量(505)与流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述电气负载(130)的平均电流相互关联，并且所述调节变量(505)包括流过所述DC-DC开关转换器(100)的电流(181,182)的最大值(351)和/或流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述电流(181,182)的最小值(352)，
其中所述操纵变量(502)包括持续时间(372)，在所述持续时间内使所述第二开关(112)在导通状态(381)下工作。
2.根据权利要求1所述的操作设备(90)，所述操作设备还包括：
-抖动源，所述抖动源适配成，提供抖动信号，
其中所述抖动信号引起作为操纵变量(502)的所述持续时间的调制(379)，在所述持续时间内使所述第二开关在所述导通状态(381)下工作。
3.根据权利要求2所述的操作设备(90)，所述操作设备还包括：
-计时器，所述计时器适配成，提供计时器信号，所述计时器信号对所述持续时间(372)具有指示性意义，在所述持续时间内使所述第二开关在所述导通状态(381)下工作，以及
-开关驱动器，所述开关驱动器适配成，基于所述计时器信号在所述导通状态(381)与非导通状态(382)之间切换所述第二开关(112)。
4.根据权利要求3所述的操作设备(90)，
其中所述计时器适配成，基于来自时钟源的时钟信号(377)提供所述计时器信号，
其中所述持续时间通过所述抖动信号的调制处于所述时钟信号(377)的时钟周期(378)的20％至200％的范围内，在所述持续时间内使所述第二开关在所述导通状态(381)下工作。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的操作设备(90)，
其中所述操纵变量(502)不包括另一持续时间(371)，在所述另一持续时间内使所述第一开关(111)在所述导通状态(381)下工作。
6.根据权利要求1所述的操作设备(90)，
其中流过所述第一开关(111)的电流(181)的最大值(402)和/或另一持续时间(371)根据与流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述负载(130)的预先规定的平均电流(345)的依赖关系来确定，在所述另一持续时间内使所述第一开关(111)在所述导通状态(381)下工作。
7.根据权利要求6所述的操作设备(90)，
其中针对流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述负载(130)的更小的预先规定的平均电流(345)，所述最大值(402)和/或所述另一持续时间(371)更小。
8.根据权利要求1所述的操作设备(90)，
其中所述控制器(92)适配成，当流过所述第一开关(111)的电流(181)达到预先规定的最大值(402)时，切换所述第一开关(111)。
9.根据权利要求8所述的操作设备(90)，
其中流过所述第一开关(111)的所述电流(181)的所述预先规定的最大值(402)根据与所述持续时间(372)的依赖关系来确定，在所述持续时间内使所述第二开关(112)在所述导通状态(381)下工作。
10.根据权利要求9所述的操作设备(90)，
其中流过所述第一开关(111)的所述电流的所述最大值根据与所述持续时间(372)的低通滤波的依赖关系来确定，在所述持续时间内使所述第二开关(112)在所述导通状态下工作。
11.根据权利要求1所述的操作设备(90)，
其中所述调节回路(500)的所述指令变量(509)根据与流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述负载(130)的预先规定的平均电流(345)的依赖关系和/或与另一持续时间(371)的依赖关系来确定，在所述另一持续时间内使所述第一开关(111)在所述导通状态(381)下工作。
12.根据权利要求11所述的操作设备(90)，
其中所述控制器(92)还适配成，基于所述调节回路(500)的时间常数限制所述指令变量(509)的变化率和/或所述另一持续时间(371)的变化率，在所述另一持续时间内使所述第一开关(111)在所述导通状态(381)下工作。
13.根据权利要求1所述的操作设备(90)，所述操作设备还包括：
-测量电路(122)，所述测量电路适配成，测量流过所述第二开关(112)的电流(182)，
其中所述控制器(92)适配成，根据与流过所述第二开关(112)的所述电流(182)与预先规定的阈值(351A,352A)之间的阈值对比的依赖关系，选择地忽略作为所述调节回路(500)的操纵变量(502)的对所述第二开关(112)的切换。
14.用于电气负载(130)的操作设备(90)，所述操作设备包括：
-DC-DC开关转换器(100)，所述DC-DC开关转换器(100)具有第一开关(111,112,211,212)、第二开关(112,212)和蓄能器(102,202)，
-控制器(92)，所述控制器适配成，在第一阶段(361)使所述第一开关(111,211)在导通状态(381)下工作并且使所述第二开关(112,212)在非导通状态(382)下工作，并且在第二阶段(362)使所述第一开关(111,211)在所述非导通状态(382)下工作并且使所述第二开关(112,212)在所述导通状态(381)下工作，并且在第三阶段(363)使所述第一开关(111,211)在所述非导通状态(382)下工作并且使所述第二开关(112,212)在所述非导通状态(382)下工作，以及
-调节器(501)，所述调节器(501)被适配成确定调节回路(500)的指令变量(509)与调节变量(505)之间的偏差并且通过改变所述调节回路(500)的操纵变量(502)使得该偏差最小化，其中，所述调节回路(500)通过所述控制器(92)和所述DC-DC开关转换器(100)来实现，其中，所述指令变量(509)对应于流向所述电气负载(130)的平均电流，并且其中，所述调节变量(505)与流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述电气负载(130)的平均电流相互关联，并且所述调节变量(505)包括流过所述DC-DC开关转换器(100)的电流(181,182)的最大值(351)和/或流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述电流(181,182)的最小值(352)，
其中所述控制器(92)适配成，基于所述调节回路(500)的所述操纵变量(502)在所述导通状态(381)与所述非导通状态(382)之间切换所述第一开关(111,211)和所述第二开关(112,212)，
其中所述操纵变量(502)包括持续时间(373)，在所述持续时间内在所述第三阶段(363)使所述第一开关(111,211)和所述第二开关(112,212)在所述非导通状态(382)下工作。
15.根据权利要求14所述的操作设备(90)，
其中所述控制器(92)适配成，在所述第二阶段(362)使所述第一开关(111,211)在所述非导通状态(382)下工作并且使所述第二开关(112,212)在所述导通状态(381)下工作，直至流过所述DC-DC开关转换器(100)的电流(182)呈现负的最小值(352)，
其中流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述电流(182)的正的最大值的量值处于所述最小值(352)的量值的20％至500％的范围内。
16.根据权利要求14或15所述的操作设备(90)，
其中所述控制器(92)适配成，基于调节回路(500)的所述操纵变量(502)在所述导通状态(381)与所述非导通状态(382)之间切换所述第一开关(111,211)和所述第二开关(112,212)。
17.根据权利要求16所述的操作设备(90)，
其中所述调节回路(500)的所述指令变量(509)根据与流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述负载(130)的预先规定的平均电流(345)的依赖关系来确定。
18.根据权利要求17所述的操作设备(90)，
其中流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述平均电流的变化引起所述指令变量(509)的参照所述持续时间的第一变化，在所述持续时间内在所述第三阶段使所述第一开关(111,112,211,212)和所述第二开关(111,112,211,212)在所述非导通状态(382)下工作，以及所述指令变量(509)的参照流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述电流的所述最大值(351)和流过所述DC-DC开关转换器的所述电流的所述最小值(352)的第二变化。
19.根据权利要求18所述的操作设备(90)，
其中所述第一变化与所述第二变化之间的比例根据与所述第一开关(111,211)和/或所述第二开关(112,212)的开关频率和/或与在切换所述第一开关和/或所述第二开关时的损耗的依赖关系来确定。
20.根据权利要求14所述的操作设备(90)，
其中所述调节回路(500)的所述指令变量(509)针对流过所述DC-DC开关转换器(100)的平均电流(345)，所述平均电流小于预先规定的阈值(345A)，在所述第二阶段预先规定了流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述电流的最小值基本上为零。
21.根据权利要求14所述的操作设备(90)，
其中经过所述第一阶段(361)、所述第二阶段(362)和所述第三阶段(363)的流过所述DC-DC开关转换器(100)的平均电流(181,182)处于仅经过所述第一阶段(361)和所述第二阶段(362)的流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述平均电流的80％至120％的范围内。
22.根据权利要求21所述的操作设备(90)，
其中经过所述第一阶段(361)、所述第二阶段(362)和所述第三阶段(363)的流过所述DC-DC开关转换器(100)的平均电流(181,182)处于仅经过所述第一阶段(361)和所述第二阶段(362)的流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述平均电流的95％至105％的范围内。
23.根据权利要求14所述的操作设备(90)，所述操作设备还包括：
-测量电路(121,221)，所述测量电路适配成，测量所述第一开关(111,211)的电气特性，
其中所述控制器(92)适配成，基于所述测量的电气特性将所述第一开关(111,211)从所述第三阶段(363)中的所述非导通状态(382)切换为所述第一阶段(361)中的所述导通状态(381)。
24.用于电气负载(130)的操作设备(90)，所述操作设备包括：
-DC-DC开关转换器(100)，所述DC-DC开关转换器(100)具有至少一个开关(111,112,211,212)和蓄能器(102,202)，
-电流测量电路(123)，所述电流测量电路适配成，提供测量信号，所述测量信号指示流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述负载(130)的电流(345)，
-输出接口(96)，所述输出接口适配成，向所述电气负载(130)输出电流，
其中所述电流测量电路(123)安排在所述输出接口(96)与所述至少一个开关(111,112,211,212)之间，并且
其中所述操作设备(90)根据权利要求1至23中任一项所述的操作设备(90)来实现。
25.根据权利要求24所述的操作设备(90)，
其中所述DC-DC开关转换器(100)为具有变压器(102)的DC-DC开关转换器(100)，
其中所述电流测量电路安排在所述变压器(102)的次级侧。
26.根据权利要求25所述的操作设备(90)，所述操作设备还包括：
-控制器(92)，所述控制器适配成，根据与所述电流测量电路(123)的测量值的依赖关系确定调节回路(500)的所述操纵变量(502)，用以切换所述至少一个开关(111,112,211,212)。
27.根据权利要求26所述的操作设备(90)，
其中所述至少一个开关(111,112)包括安排在所述变压器(102)的初级侧的第一开关(111)和安排在所述变压器(102)的次级侧的第二开关(112)，
其中所述操作设备(90)还包括：
-光电耦合器(81)，所述光电耦合器适配成，将所述控制器(92)的用于所述第一开关(111)的控制信号从所述次级侧传输到所述初级侧。
28.用于控制具有变压器(102)、安排在所述变压器(102)的初级侧的第一开关和安排在所述变压器(102)的次级侧的第二开关的DC-DC开关转换器(100)的方法，
其中所述方法包括：
-基于调节回路(500)的操纵变量(502)：切换所述第二开关，其中，所述调节回路(500)通过控制器(92)和所述DC-DC开关转换器(100)来实现，以及
-确定所述调节回路(500)的指令变量(509)与调节变量(505)之间的偏差并且通过改变所述操纵变量(502)使得该偏差最小化，其中，所述指令变量(509)对应于流向电气负载(130)的平均电流，并且其中，所述调节变量(505)与流过所述DC-DC开关转换器(100)流向所述电气负载(130)的平均电流相互关联，并且所述调节变量(505)包括流过所述DC-DC开关转换器(100)的电流(181,182)的最大值(351)和/或流过所述DC-DC开关转换器(100)的所述电流(181,182)的最小值(352)，
其中所述操纵变量(502)包括持续时间，在所述持续时间内使所述第二开关在导通状态(381)下工作。
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