CN111030431B - 半导体装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及半导体装置。串联连接地构成桥臂的P侧IGBT(200P)及N侧IGBT(200N)的每一者具有第一栅极(G1)及第二栅极(G2)。在对与P侧IGBT(200P)的集电极(C)对应的第一栅极(G1)的电压进行控制的驱动电路单元(100P‑1)、对与P侧IGBT(200P)的发射极(E)对应的第二栅极(G2)的电压进行控制的驱动电路单元(100P‑2)、及对与N侧IGBT(200N)的集电极(C)对应的第二栅极(G2)的电压进行控制的驱动电路单元(100N‑2)的每一者中，信号处理电路(111P、112P、112N)和输出电路(121P、122P、112N)之间通过绝缘分离构造电绝缘。

Description

半导体装置
技术领域
本发明涉及半导体装置。
背景技术
具有多个控制电极的半导体开关元件的构造是公知的。例如，在日本特开2002-100971号公报中记载了在相同的主面之上设置主栅极电极及辅助栅极电极的双栅极构造的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)。在专利文献1中还记载了用于以最佳的截止特性对该双栅极IGBT进行驱动的驱动方法。
作为半导体开关元件的代表性的使用例，通过在高电压的电力线和低电压的电力线之间串联连接2个半导体开关元件，从而从2个半导体开关元件的连接节点选择性地输出上述高电压及低电压的所谓的桥臂结构是公知的。例如，在用于DC/AC电力转换的逆变器、及用于DC/DC转换的斩波电路等中使用该桥臂结构。
在桥臂结构中，在对半导体开关元件的控制电极的电压进行控制的驱动电路中导入绝缘分离构造。绝缘分离构造的导入引起构造的复杂化及制造成本的上升，但能够防止异常时的破损位置的扩大。
这里，在由具有多个控制电极的半导体开关元件形成的桥臂结构中，相对于所驱动的控制电极的数量增加，如何设置绝缘分离构造成为问题。关于该点，在日本特开2002-100971号公报中记载了单一双栅极IGBT的驱动方法，但没有记载上述那样的桥臂结构中的驱动电路的结构。
发明内容
本发明的目的在于提供关于应用了具有多个控制电极的半导体开关元件的桥臂结构的驱动电路，恰当地设置绝缘分离构造的结构。
在本发明的某方案中，其为对串联连接后的第一及第二半导体开关元件进行驱动的半导体装置，具备：第一驱动电路，其对第一半导体开关元件的通断进行控制；以及第二驱动电路，其对第二半导体开关元件的通断进行控制。第一半导体开关元件具有作为主电极的第一阳极及第一阴极、第一及第二控制电极。第二半导体开关元件具有作为主电极的第二阳极及第二阴极、以及第三及第四控制电极。第一阴极及第二阳极电连接.第一驱动电路包含第一及第二驱动电路单元。第一驱动电路单元对与第一阴极对应的第一控制电极的电压进行控制。第二驱动电路单元对与第一阳极对应的第二控制电极的电压进行控制。第二驱动电路包含第三及第四驱动电路单元。第三驱动电路单元对与第二阴极对应的第三控制电极的电压进行控制。第四驱动电路单元对与第二阳极对应的第四控制电极的电压进行控制。第一至第四驱动电路单元的每一者具有信号处理电路及输出电路。各信号处理电路按照第一及第二半导体开关元件的通断指令，输出成为第一至第四控制电极中对应的控制电极的电压指令的脉冲信号。各输出电路按照来自信号处理电路的脉冲信号，对针对第一及第二阳极以及第一及第二阴极中对应的主电极的、对应的控制电极的电压进行驱动。第一、第二及第四驱动电路单元的每一者构成为经由绝缘分离构造，从信号处理电路向输出电路传送脉冲信号。
通过结合附图进行理解的、与本发明相关的以下的详细说明，使本发明的上述及其它目的、特征、方案以及优点变得明确。
附图说明
图1是说明应用了对比例涉及的桥臂结构的电力转换***的一个例子的电路图。
图2是表示对比例涉及的对应于1相的桥臂的驱动电路的结构的框图。
图3是本实施方式涉及的桥臂结构中所应用的双栅极构造的半导体开关元件(IGBT)的符号图。
图4是用于说明图3所示的IGBT的构造的一个例子的剖视图。
图5是表示实施方式1涉及的对应于1相的桥臂的驱动电路的结构的框图。
图6是说明图5所示的电平移位电路的结构例的电路图。
图7是图6中的NMOS晶体管的概念性的剖视图。
图8是说明实施方式1的变形例涉及的电平移位电路的第一结构例的电路图。
图9是说明实施方式1的变形例涉及的电平移位电路的第二结构例的电路图。
图10是说明实施方式2涉及的时钟电路的共享结构的框图。
图11是用于说明通过信号处理电路实现的使用了时钟信号的栅极电压的控制例的概念性的波形图。
图12是说明实施方式2涉及的电源电路的共享结构的框图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施的方式进行详细说明。另外，下面，对图中的相同或相当部分标注相同的标号，原则上不重复其说明。
实施方式1.
(对比例的说明)
首先，将由具有单一控制电极的半导体开关元件形成的桥臂结构中的驱动电路的结构作为本实施方式的对比例而进行说明。
图1是说明应用了对比例涉及的桥臂结构的电力转换***的一个例子的电路图。
参照图1，电力转换***构成为具备AC/DC转换器20和DC/AC逆变器(下面，也仅称为“逆变器”)50，对电动机60进行可变速驱动。在图1的例子中，电动机60由三相的线圈绕组65U、65V、65W被施加于定子(未图示)的三相交流电动机构成。
AC/DC转换器20包含二极管电桥21和平滑电容器25，将来自交流电源10的交流电压转换为直流电压(下面，也称为电源电压)Vcc，输出至高压侧的电力线PL及低压侧的电力线NL之间。
逆变器50具有构成产生U相、V相及W相的三相交流电压的三相逆变器的6个半导体开关元件(作为代表，由于使用IGBT，因此下面仅标记为“IGBT”)200#及6个二极管400。在U相、V相、及W相的各相中，通过将2个IGBT 200#串联连接于电力线PL及NL之间，从而构成桥臂。
对比例的各IGBT 200#通过单一栅极电极对通断进行控制。各IGBT 200#的栅极(控制电极)的电压按照来自微型计算机(仅标记为“微机”)90的通断指令，由驱动电路100控制。
与各IGBT 200#对应地，处理电路110具有信号处理电路110及输出电路120。信号处理电路110相对于来自微机90的通断指令而生成实施了定时处理的脉冲信号。输出电路120按照来自信号处理电路110的脉冲信号，将对应的IGBT 200#的栅极电压驱动为用于将IGBT 200#接通的电压、及用于将IGBT 200#断开的电压中的一者。这样，通过由驱动电路100实现的栅极的电压控制，对各IGBT 200#的通断进行控制。
在以大的电压及电流使电动机60进行动作的情况下，通过将15～16(V)左右的正电压施加于栅极-发射极间，从而IGBT 200#被接通，但此时，有时需要瞬间地超过1(A)那样的驱动电流。因此，在驱动电路100中，难以根据来自信号处理电路110的脉冲信号，直接地对IGBT 200#的栅极充分地进行驱动。因此，通过配置输出电路120，将来自信号处理电路110的脉冲信号放大，输出至IGBT的栅极电极，从而对IGBT 200#的通断进行控制。
在图2中示出对比例涉及的对应于1相的桥臂的驱动结构。
参照图2，高电压侧(P侧、或高电位侧)IGBT 200#P、低电压侧(N侧、或低电位侧)IGBT 200#N通过经由输出节点No而串联连接于电力线PL及NL之间，从而构成桥臂。IGBT200#P及200#N的每一者具有作为主电极的集电极C(阳极)及发射极E(阴极)、作为控制电极的栅极G。
在图1及图2的例子中，与P侧IGBT 200#P及N侧IGBT 200#N的连接节点对应的输出节点No与线圈绕组65连接。线圈绕组65相当于总括地标记了线圈绕组65U、65V、65W的对应于1相的线圈绕组。
例如，在各桥臂中，通过对各个预先确定好的控制周期中的P侧IGBT 200#P及N侧IGBT 200#N的通断期间比(所谓的占空比)进行控制，从而能够对各相交流电压的振幅(有效值)及频率进行控制。由此，能够对供给至电动机60的驱动电力进行控制，实现电动机60的可变速驱动控制。例如，从微机90输出用于该占空比控制的表示P侧IGBT 200#P及N侧IGBT 200#N通断的控制指令。
用于按照微机90的通断指令对P侧IGBT 200#P进行通断的驱动电路100P包含信号处理电路110P及输出电路120P。同样地，用于按照微机90的通断指令对N侧IGBT 200#N进行通断的驱动电路100N包含信号处理电路110N及输出电路120N。
信号处理电路110P按照来自微机90的通断指令，输出对P侧IGBT 200#P的通断进行控制的脉冲信号。同样地，信号处理电路110N按照来自微机90的通断指令，输出对N侧IGBT 200#N的通断进行控制的脉冲信号。信号处理电路110P、110N针对来自微机90的通断指令，反映用于避免P侧IGBT 200#P及N侧IGBT 200#N同时接通的桥臂短路的空载时间的附加、及用于降低通断损耗或浪涌的定时调整，生成脉冲信号。
输出电路120P按照来自信号处理电路110P的脉冲信号的电平，控制针对P侧IGBT200#P的发射极E的栅极G的电压(栅极电压)。同样地，输出电路120N按照来自信号处理电路110N的脉冲信号的电平，控制针对N侧IGBT 200#N的发射极E的栅极G的电压(栅极电压)。例如，如果将栅极电压控制为比阈值电压高的正电压，则各IGBT 200#P、200#N接通。另一方面，通过将栅极电压设为零电压(即，发射极E及栅极G为相同电位)，从而各IGBT 200#P、200#N被断开。
二极管400P以形成从P侧IGBT 200#P的发射极E朝向集电极C的电流路径的方式相对于P侧IGBT 200#P反并联连接。同样地，二极管400N以形成从N侧IGBT 200#N的发射极E朝向集电极C的电流路径的方式相对于N侧IGBT 200#N反并联连接。二极管400P、400N作为用于在IGBT 200#P、200#N的断开动作期间确保由积蓄于线圈绕组65的能量产生的电流的续流路径的续流二极管(FWD：Free Wheeling Diode)而设置。
通过将低电压侧的电力线NL接地，从而N侧IGBT 200#N的发射极(阴极)接地，作为基准电压而得到零电压(GND)。通过将N侧IGBT 200#N或P侧IGBT 200#P接通，从而输出节点No向线圈绕组65输出电力线PL的电源电压Vcc及零电压(GND)中的一种电压。
因此，N侧IGBT 200#N的发射极的电压固定为零伏，另一方面，输出节点No，即P侧IGBT 200P#的发射极的电压从零伏大幅地变动为对电源电压Vcc施加了浪涌电压的正电压。此外，众所周知，浪涌电压由配线的电感(L)和通断时的电流的时间变化率(di/dt)之积决定。
如上所述，通过使各桥臂中的从输出节点No输出电源电压Vcc的期间的比率即占空比变化，从而能够使电动机60的输出自由地变化。另一方面，在发生了电动机60的短路事故等情况下，构成逆变器50的IGBT 200#由于流过大幅度超过能够控制的电流的短路电流而有可能破损。在由于IGBT 200#破损，因此丧失了集电极-发射极间电压的阻止(耐电压)功能的情况下，电源电压Vcc可能施加于输出电路120P。
由此，通常，以将耐电压性能没那么高的通常的电子电路作为主要结构部件的输出电路120P为代表，由于对与该输出电路120电连接的电路组也施加高电压，因此担心电气破损扩大。
另外，如果由于噪声等错误信号，形成同一桥臂的2个IGBT 200#P及200#N同时地接通，则电源电压Vcc不经由线圈绕组65等负载而直接施加于IGBT 200#P及200#N，由此有可能流过大电流，并且电源电压Vcc输入至栅极电极。
通常，设想将IGBT栅极的绝缘能力设计为上述15～16(V)左右，因此如果施加远超过该绝缘能力的电源电压Vcc，则栅极的绝缘能力丧失，如果对驱动电路100P中的输出电路120P施加高电压，则有可能在驱动电路100P内引起进一步破损。
为了尽量减少这样的二次破坏，通常，在对集电极(阳极)始终施加高电压的P侧IGBT 200#P的驱动电路100P中，设为将与栅极电极电连接的输出电路120P和信号处理电路110P之间电绝缘的构造。例如，通过光电耦合器或绝缘变压器或具有带有电压阻止能力的半导体元件的绝缘功能的器件，能够实现绝缘分离构造。针对该绝缘分离构造，通过将该绝缘元件***于信号处理电路110P及输出电路120P之间的信号传送路径，将异常时的高电压由该绝缘元件负担而不施加于信号处理电路110P，由此能够防止破损的扩大。
另一方面，就N侧IGBT 200#N而言，由于成为栅极电压的基准的发射极(阴极)接地，因此动作相对于P侧IGBT 200#P稳定。因此，从由采用绝缘分离构造导致的成本上升方面来看，特别地，除了高可靠性用途的逆变器之外，通常在N侧驱动电路100N中，输出电路120N及信号处理电路110N之间没有电绝缘。即，通常，在由具有单一栅极电极的IGBT 200#形成的桥臂结构中，在P侧的驱动电路中设置由绝缘元件形成的电绝缘分离构造，但在N侧的驱动电路中没有设置该绝缘分离构造，由此实现防止异常时的二次破坏和制造成本上升的平衡化。
相对于此，在本实施方式中，对由具有多个栅极电极(控制电极)的双栅极构造的半导体开关元件形成的桥臂结构中的驱动电路的结构进行说明。
图3示出本实施方式涉及的桥臂结构中所应用的双栅极构造的半导体开关元件(IGBT)200的符号图。下面，将半导体开关元件200标记为IGBT 200。
参照图3，IGBT 200与在对比例中说明过的IGBT 200#同样地，具有作为主电极的集电极C(阳极)及发射极E(阴极)。而且，IGBT 200具有作为多个控制电极的第一栅极G1及第二栅极G2。下面，集电极电压Vce由针对发射极E的集电极C的电压定义，第一栅极电压Vg1由针对发射极E的第一栅极G1的电压定义，第二栅极电压Vg2由针对集电极C的第二栅极G2的电压定义。双栅极构造的IGBT 200例如能够由图4所示的两面栅极构造构成。通常，已知在双面栅极构造的IGBT中，改善了接通电压及通断损耗的折衷关系。
图4是用于说明图3所示的IGBT的构造的一个例子的剖视图。
参照图4，IGBT 200具有双面栅极构造，具备具有第一及第二主面的n基极201、p基极202、n发射极203、p集电极204、n集电极205、p发射极206、沟槽207、第一栅极绝缘膜208、第一栅极电极209、第一栅极层间绝缘膜210、发射极电极211、集电极电极212、第二栅极绝缘膜213、第二栅极电极214、第二栅极层间绝缘膜215。
发射极电极211在IGBT 200的第一主面侧的表面由导体(作为代表为金属)形成。同样地，集电极电极212在IGBT 200的第二主面侧的表面由导体(作为代表为金属)形成。发射极电极211相当于图3中的发射极E(阴极)，集电极电极212相当于图3中的集电极C(阳极)。
p基极202配设于n基极201的第一主面侧。为了实现与发射极电极211的良好的欧姆接触，高浓度的p发射极206选择性地设置于p基极202的表面(第一主面侧)。n发射极203选择性地配设于p基极202的第一主面侧的一部分区域。
沟槽207贯穿n发射极203及p基极202，以到达n基极201的方式设置于IGBT 200的第一主面侧。第一栅极绝缘膜208形成于沟槽207的表面之上。在沟槽207的内部，第一栅极电极209代表性地使用多晶硅而形成于第一栅极绝缘膜208之上(第一主面侧)。第一栅极层间绝缘膜210形成于沟槽207及n发射极203、发射极电极211之间。由此，在第一主面的发射极侧形成由增强型n沟道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor)构造形成的第一栅极部。
在n基极201的第二主面侧配设p集电极204。n集电极205选择性地配设于p集电极204的第二主面侧的一部分区域。而且，在图1中，通过形成第二栅极绝缘膜213、第二栅极电极214、及第二栅极层间绝缘膜215，从而在第二主面的集电极侧也形成由增强型n沟道MOSFET构造形成的第二栅极部。
第一栅极绝缘膜208及第二栅极绝缘膜213通常由氧化膜(作为代表为SiO2)构成。第一栅极电极209及第二栅极电极214代表性地由掺杂了n型杂质的多晶硅构成。
这样，IGBT 200在第一主面侧及与该第一主面侧相对的第二主面侧的每一者(即，双面)，具有作为控制电极起作用的第一栅极电极209及第二栅极电极214。第一栅极电极209相当于图3中的第一栅极G1，第二栅极电极214相当于图3中的第二栅极G2。
接着，对双面栅极构造的IGBT 200的动作进行说明。IGBT 200的动作由施加于第一栅极电极209的第一栅极电压Vg1及施加于第二栅极电极214的第二栅极电压Vg2控制。
在图2中说明过的桥臂结构中，对发射极电极211及集电极电极212施加正电压(Vce>0)。在Vce>0的状态下，通过发射极侧的第一栅极电压Vg1，对IGBT 200的通断进行控制。具体而言，如果第一栅极电压Vg1变为超过阈值电压Vt的正电压(标记为Vg1＝“+”)，则无论集电极侧的第二栅极电压Vg2为上述正电压(标记为Vg2＝“+”)、或没有施加上述正电压的状态(标记为Vg2＝“0”)的哪一个，IGBT 200都会成为即使在低的集电极电压Vce下也从集电极电极212向发射极电极211流动大的电流的状态即正向电流通电状态(下面，简称为“接通状态”)。
另一方面，如果设为第一栅极电压Vg1＝“0”，即对第一栅极电极209没有施加上述正电压的状态，则无论第二栅极电压Vg2为“+”及“0”的哪一个，IGBT 200都会成为在Vce>0的状态下电流没有从集电极电极212流向发射极电极211的电压阻止状态(下面，简称为“断开状态”)。
特别地，如果设为第一栅极电压Vg1＝“+”且第二栅极电压Vg2＝“0”，则p基极202中的第一栅极电极209的附近区域反转为n型，由此形成n沟道(第一n沟道)，并且形成从n发射极203经由第一n沟道而达到至n基极201的电流路径。通过该路径，从发射极电极211向n基极201注入电子(负电荷)。
n基极201由于该注入的电子而带电为负极性，由此由p集电极204及n基极201形成的pn结(下面也称为“J1结”)被正向偏置。由此，从集电极电极212通过p集电极204，向n基极201注入空穴(正电荷)。
其结果，存在于n基极201的空穴的密度增加，从而发生传导率调制，因此n基极201的电阻成分大幅度减少。由此，IGBT 200成为接通状态。此时的IGBT 200的集电极-发射极间的压降相当于所谓的接通电压。
接着，对从上述接通状态向电压阻止状态(断开状态)转换的截止通断动作进行说明。
在Vce>0的状态下，如果设为第一栅极电压Vg1＝“0”，并且第二栅极电压Vg2＝“0”，则在Vg1＝“+”时反转为n型而形成了第一n沟道的、p基极202中的第一栅极电极209的附近区域恢复为p型。由此，由于没有从n发射极203向n基极201的电子的流动路径，因此从发射极电极211向n基极201的电子的注入停止。由此，由p集电极204及n基极201构成的上述J1结的正向偏置消除，从集电极电极212经由p集电极204而向n基极201的空穴的注入停止。
其结果，接通动作期间中的n基极201的传导率调制消除，n基极201的电阻恢复为引起传导率调制前的状态。而且，由p基极202及n基极201构成的pn结(下面，也称为“J2结”)耗尽。由此，IGBT 200在Vce>0的状态下，电流没有从集电极电极212流向发射极电极211，成为电压阻止状态(断开状态)。
特别地，在IGBT 200的截止通断动作中，通过在即将停止向发射极侧的第一栅极电极209施加正电压之前或大致同时，对集电极侧的第二栅极电极214施加规定的正电压，从而第二栅极电极214的附近区域反转为n型，形成第二n沟道，由此形成由n基极201～第二n沟道～n集电极205构成的电流路径。由此，通过从n基极201向集电极电极212排出电子，从而n基极201的电子密度开始降低。由于该电子密度的降低使由p集电极204及n基极201构成的pn结(上述J1结)的正向偏置减弱，因此从p集电极204向n基极201的空穴的注入减少。
在该状况下，如果将施加于第一栅极电极209的正电压切换为零伏，则反转为n型的第一n沟道恢复为p型，来自发射极电极211的电子的注入停止。另一方面，积蓄于n基极201的电子从第二n沟道通过n集电极205而向集电极电极212脱出。同样地，积蓄于n基极201的空穴从p基极202通过p发射极206而向发射极电极211脱出。而且，通过由p基极202及n基极201构成的pn结(J2结)耗尽而产生的耗尽层电场，使上述的积蓄于n基极201的电子及空穴的向集电极电极212及发射极电极211的排出高速化。
这样，在截止动作时，在即将使发射极侧的第一栅极电压Vg1从“+”变化为“0”之前(或，大致同时)，通过设为集电极侧的第二栅极电压Vg2＝“+”，从而缩短直至积蓄于n基极201的过剩电荷消失为止的时间，通过该效果，能够减少截止通断的损耗。
如上所述，如果设为第一栅极电压Vg1＝“0”，则IGBT 200成为断开状态(电压阻止状态)。在IGBT 200的断开动作期间中，通过对第二栅极电极214施加正电压(Vg2＝“+”)，维持第二栅极的接通，从而如果使n基极201及集电极电极212导通，则能够使由p基极202及n基极201形成的pn结(上述J2结)作为连接于发射极电极211及集电极电极212之间的二极管起作用。因此，在双面栅极构造的IGBT 200中，不必如对比例的IGBT 200#那样在外部连接二极管400(FWD)，就能够确保逆电流的路径。
这样，在双面栅极构造的IGBT中，通过第一栅极电压Vg1及第二栅极电压Vg2的控制，能够等效地作为内置有FWD的半导体开关元件起作用。另一方面，由于存在多个控制电极(栅极)，因此在使用双栅极构造的IGBT 200而构成桥臂的情况下，例如，在图1的电力转换***中，在替代单一栅极构造的IGBT 200#，应用双栅极构造的IGBT 200而构成逆变器50的情况下，需要决定与对比例(图2)不同的驱动电路中的电绝缘规格。即，需要这样的绝缘规格：即使在异常时针对双栅极构造的IGBT 200的驱动电路施加高电压，也能够平衡电路侧的二次破坏的防止和制造成本上升。
图5是表示实施方式1涉及的对应于1相桥臂的驱动电路的结构的框图。在图5中，使用双栅极构造的IGBT 200而构成桥臂。
参照图5，高电压侧(P侧、或高电位侧)IGBT 200P、低电压侧(N侧、或低电位侧)IGBT 200N通过经由输出节点No而串联连接于电力线PL及NL之间，从而构成桥臂。IGBT200P及200N的每一者如图3中说明过那样，具有作为主电极的集电极C(阳极)及发射极E(阴极)、作为控制电极的第一栅极G1及第二栅极G2。
输出节点No例如与图2同样地，与电动机60的线圈绕组65连接。因此，按照与图2中所说明的相同的占空比控制，微机90能够生成各桥臂的P侧IGBT 200P及N侧IGBT 200N的通断指令。
用于按照微机90的通断指令对P侧IGBT 200P进行通断的驱动电路100P具有用于对第一栅极G1进行驱动的驱动电路单元100P-1、用于对第二栅极G2进行驱动的驱动电路单元100P-2。驱动电路单元100P-1具有信号处理电路111P、输出电路121P及电平移位电路131P。同样地，驱动电路单元100P-2具有信号处理电路112P、输出电路122P及电平移位电路132P。
信号处理电路111P输出用于对P侧IGBT 200P的第一栅极电压Vg1进行控制的脉冲信号。该脉冲信号是用于对上述的设为Vg1＝“+”的期间、设为Vg1＝“0”的期间进行指示的二值信号。同样地，信号处理电路112P输出用于对P侧IGBT 200P的第二栅极电压Vg2进行控制的脉冲信号。该脉冲信号是用于对上述的设为Vg2＝“+”的期间、设为Vg2＝“0”的期间进行指示的二值信号。
信号处理电路111P及112P按照来自微机90的通断指令，为了对第一栅极电压Vg1及第二栅极电压Vg2进行控制而生成上述的脉冲信号，以对P侧IGBT 200P进行通断。在该脉冲信号中，反映了上述空载时间的附加、及用于降低通断损耗或浪涌的定时调整。
从信号处理电路111P及112P输出的脉冲信号各自经由电平移位电路131P及132P，向输出电路121P及122P传送。输出电路121P导入P侧IGBT 200的发射极(阴极)，即输出节点No的电压作为基准电压，按照电平移位电路131P的输出，将针对P侧IGBT 200P的发射极的第一栅极电压Vg1控制为“0”及“+”的任意者。
输出电路122P导入P侧IGBT 200的集电极(阳极)，即电力线PL的电压作为基准电压，按照电平移位电路132P的输出，将针对P侧IGBT 200P的集电极的第二栅极电压Vg2控制为“0”及“+”的任意者。
同样地，用于按照微机90的通断指令对N侧IGBT 200N进行通断的驱动电路100N具有用于对第一栅极G1进行驱动的驱动电路单元100N-1、用于对第二栅极G2进行驱动的驱动电路单元100N-2。驱动电路单元100N-1具有信号处理电路111N、输出电路121N及电平移位电路131N。同样地，驱动电路单元100N-2具有信号处理电路112N、输出电路122N及电平移位电路132N。
信号处理电路111N及112N各自输出用于对N侧IGBT 200N的第一栅极电压Vg1及第二栅极电压Vg2进行控制的脉冲信号。来自信号处理电路111N及112N的脉冲信号为与来自信号处理电路111P及112P的脉冲信号同样的二值信号。信号处理电路111N及112N与信号处理电路111P及112P同样地，按照来自微机90的通断指令，为了对第一栅极电压Vg1及第二栅极电压Vg2进行控制而生成上述的脉冲信号，以对N侧IGBT 200N进行通断。在该脉冲信号中，反映了上述空载时间的附加、及用于降低通断损耗或浪涌的定时调整。
从信号处理电路111N及112N输出的脉冲信号各自经由电平移位电路131N及132N，向输出电路121N及122N传送。输出电路121N导入N侧IGBT 200的发射极(阴极)，即电力线NL的电压作为基准电压，按照电平移位电路131N的输出，将针对N侧IGBT 200N的发射极的第一栅极电压Vg1控制为“0”及“+”的任意者。
输出电路122N导入N侧IGBT 200的集电极(阳极)，即输出节点No的电压作为基准电压，按照电平移位电路132N的输出，将针对N侧IGBT 200N的集电极的第二栅极电压Vg2控制为“0”及“+”的任意者。
在图5的桥臂结构中，与P侧IGBT 200P及N侧IGBT 200N的通断对应的输出节点No的电压也与图2同样。因此，对P侧IGBT 200P的第二栅极G2施加以电源电压Vcc为基准的栅极电压。另外，由于在P侧IGBT 200P的第一栅极G1、及N侧IGBT 200N的第二栅极G2中，以输出节点No为基准对栅极电压进行控制，因此存在施加以电源电压Vcc为基准的栅极电压的期间。另一方面，以固定为GND的发射极(阴极)的电压(GND)为基准产生N侧IGBT 200N的第一栅极电压Vg1。
因此，对于图5的桥臂结构，通过电平移位电路131P及132P将与P侧IGBT 200P的第一栅极G1对应的输出电路121P及信号处理电路111P之间、以及与第二栅极G2对应的输出电路122P及信号处理电路112P之间这两者电绝缘。而且，关于与N侧IGBT 200N的第二栅极G2对应的输出电路122N及信号处理电路112N之间，也通过电平移位电路132N而电绝缘。另一方面，关于在与N侧IGBT200N的第一栅极G1对应的输出电路121N及信号处理电路111N之间连接的电平移位电路131N，也能够以不具备绝缘分离构造的方式构成。此外，在图5中，用双线标记能够伴随着电绝缘而进行信号传送的连接，用单线标记电连接。
在图5中，P侧IGBT 200P与“第一半导体开关元件”的一个实施例对应，N侧IGBT200N与“第二半导体开关元件”的一个实施例对应。而且，与“第一半导体开关元件”对应的P侧IGBT 200P的集电极C与“第一阳极”的一个实施例对应，发射极E与“第一阴极”的一个实施例对应，第一栅极G1与“第一控制电极”的一个实施例对应，第二栅极G2与“第二控制电极”的一个实施例对应。同样地，与“第二半导体开关元件”对应的N侧IGBT 200N的集电极C与“第二阳极”的一个实施例对应，发射极E与“第二阴极”的一个实施例对应，第一栅极G1与“第三控制电极”的一个实施例对应，第二栅极G2与“第四控制电极”的一个实施例对应。
另外，P侧IGBT 200P的驱动电路100P与“第一驱动电路”的一个实施例对应，驱动电路单元100P-1与“第一驱动电路单元”的一个实施例对应，驱动电路单元100P-2与“第二驱动电路单元”的一个实施例对应。同样地，N侧IGBT 200N的驱动电路100N与“第二驱动电路”的一个实施例对应，驱动电路单元100N-1与“第三驱动电路单元”的一个实施例对应，驱动电路单元100N-2与“第四驱动电路单元”的一个实施例对应。
图6是说明图5所示的电平移位电路的结构例的电路图。
参照图6，电平移位电路131P、132P、132N的每一者具有直流电源140、二极管141、电容器142、电阻元件143及NMOS晶体管145。在图6中，代表性地对电平移位电路132P的电路结构进行说明。是说明图5所示的电平移位电路的结构例的电路图。
直流电源140及二极管141串联连接于低电压侧的电力线NL(GND)和节点N1之间。直流电源140的阴极与电力线NL电连接，二极管141以从直流电源140的阳极向节点N1的方向为正向进行连接。直流电源140输出比IGBT 200的阈值电压Vt高的直流电压Vdd。如上所述，通常直流电压Vdd设为15～16(V)。电容器142连接于节点N1及高电压侧的电力线PL之间。
电阻元件143连接于输出电路122P的输入节点Ndy和节点N1之间。NMOS晶体管145电连接于低电压侧的电力线NL(GLD)和输入节点Ndy之间。即，NMOS晶体管145的源极(S)与电力线NL(GLD)连接，漏极(D)与输入节点Ndy连接。NMOS晶体管145的栅极(G)输入由信号处理电路112P输出的脉冲信号Spl。
在图7中示出NMOS晶体管145的概念性的剖视图。
参照图7，NMOS晶体管145具有形成于p型区域146之上的n型区域147及148、栅极电极149。n型区域147与电力线NL电连接且作为源极(S)起作用。n型区域148与输出电路122P的输入节点Ndy连接，并且经由电阻元件143与节点N1连接。n型区域148作为漏极(D)起作用。栅极电极149经由形成于n型区域147及148之间的沟道区域、栅极绝缘膜而形成。由信号处理电路112P输出的脉冲信号Spl输入至栅极电极149。
在作为二值信号的脉冲信号Spl为逻辑低电平(下面，简称为“L电平”)期间，由于NMOS晶体管145断开，因此经由二极管141及电阻元件143，来自直流电源140的直流电压Vdd被输入至输出电路122P的输入节点Ndy。由此，输出电路122P将第2栅极G2驱动为作为基准电压而导入的电力线PL的电压(电源电压Vcc)+Vdd(V)的电压。由此，能够设为第二栅极电压Vg2＝“+”的状态。
另一方面，在脉冲信号Spl为逻辑高电平(下面，简称为“H电平”)期间，通过将NMOS晶体管145接通，从而输出电路122P的输入节点Ndy及低电压侧的电力线NL之间导通。由此，对输出电路122P输入GND，输出电路122P将第2栅极G2驱动为作为基准电压而导入的电力线PL的电压(电源电压Vcc)+0(V)的电压。由此，能够设为第二栅极电压Vg2＝“0”的状态。
另外，在NMOS晶体管145中，由p型区域146及n型区域148形成pn结(J0结)。即使在异常时来自输出电路122P的高电压施加于NMOS晶体管145，通过由该J0结的反向偏置形成的耐压，也能够将该高电压传送至p型区域146。由此，能够防止由于伴随着栅极绝缘膜的破坏而高电压向信号处理电路112P施加引起的二次破坏。即，通过NMOS晶体管145的pn结(J0结)，能够将输出电路122P及信号处理电路112P之间电绝缘分离。这样，J0结与用于实现“绝缘分离构造”的“半导体元件的pn结”的一个实施例对应，NMOS晶体管145与“场效应晶体管”的一个实施例对应。
再参照图6，与P侧IGBT 200P的第一栅极G1连接的输出电路121P经由与电平移位电路132P同样地构成的电平移位电路131P，与信号处理电路111P连接。因此，关于输出电路121P，能够按照来自信号处理电路111P的脉冲信号，以P侧IGBT 200P的发射极的电压(即，输出节点No的电压)为基准，将第一栅极电压Vg1控制为Vg1＝“+”或“0”。
同样地，与N侧IGBT 200N的第二栅极G2连接的输出电路122N经由与电平移位电路132P同样地构成的电平移位电路132N，与信号处理电路112N连接。因此，输出电路122N能够按照来自信号处理电路112N的脉冲信号，以N侧IGBT 200N的集电极的电压(即，输出节点No的电压)为基准，将第二栅极电压Vg2控制为Vg2＝“+”或“0”。
此外，在电平移位电路131P及132N的每一者中，电容器142连接于输出节点No及节点N1之间。在电平移位电路131P及132N中，也能够通过NMOS晶体管145中的pn结(图7的J0结)，将输出电路121P及信号处理电路111P之间、以及输出电路122N及信号处理电路112N之间的每一者电绝缘分离。
另一方面，由于N侧IGBT 200N的发射极接地且电压稳定，用于供给将该发射极作为基准的栅极电压的信号处理电路111N及输出电路121N之间设置绝缘分离构造的必要性低。因此，将信号处理电路111N及输出电路121N之间电连接而电平移位电路131N不具有绝缘分离构造。
不具备绝缘分离构造的电平移位电路131N例如能够由电阻元件161及162构成。电阻元件161连接于信号处理电路111N的输出节点和节点N2之间。电阻元件162连接于节点N2和电力线NL(GND)之间。节点N2与输出电路121的输入节点Ndy连接。其结果，输出电路121的输入节点Ndy被输入通过电阻元件161、162将由信号处理电路111N输出的脉冲信号分压后得到的二值电压信号(H电平或L电平)。
例如，输出电路121N在脉冲信号为H电平时，将N侧IGBT 200N的第一栅极G1驱动为作为基准电压而导入的接地电压GND+Vdd(V)的电压。由此，能够设为第一栅极电压Vg1＝“+”的状态。相反地，输出电路121N在脉冲信号为L电平时，将N侧IGBT 200N的第一栅极G1驱动为接地电压GND的电压。
这样，根据如图5及图6所示的实施方式1涉及的桥臂结构的驱动电路的结构，在可施加高电压侧电力线PL的电源电压Vcc的P侧IGBT 200P的第一栅极G1及第二栅极G2这两者、以及与N侧IGBT 200N的第二栅极G2对应的驱动电路单元中，信号处理电路111P、112P、112N和输出电路121P、122P、122N之间通过具有绝缘分离构造的电平移位电路131P、132P、132N而电绝缘分离。
因此，即使在双栅极构造的IGBT 200P、200N异常时电源电压Vcc绕入至输出电路121P、122P、122N，也能够通过上述绝缘分离而防止电源电压向信号处理电路111P、112P、112N绕入。其结果，能够避免在信号处理电路111P、112P、112N产生二次破坏。
另外，关于供给以接地电压GND为基准的栅极电压的、N侧IGBT 200N的第一栅极G1的信号处理电路111N及输出电路121N之间，由不具有绝缘元件的结构的电平移位电路131N连接。由此，能够将绝缘分离构造设为最小限度而抑制制造成本。
而且，通过由NMOS晶体管等半导体元件的pn结的耐电压阻止特性实现电平移位电路131P、132P、132N中的绝缘分离构造，从而能够容易地将其组装于IC(IntegratedCircuit)等半导体装置。其结果，虽然廉价，但能够使确保信号处理电路及输出电路间的绝缘分离的电平移位电路在低压电源下进行动作。
此外，在图6的结构中，由于P侧IGBT 200P的发射极(阴极)和N侧IGBT 200N的集电极(阳极)为相同电位，因此即使在P侧IGBT 200P的第一栅极G1的输出电路121P和N侧IGBT200N的第二栅极G2的输出电路122N之间设置绝缘分离构造，也难以将两者绝缘分离。
但是，在图6的结构中，通过电平移位电路131P及132N的配置，如上所述，在通过NMOS晶体管145将信号处理电路111P及输出电路121P之间、以及信号处理电路112N及输出电路122N之间绝缘分离后，能够进一步通过二极管141的反向电压阻止功能，将输出电路122N及信号处理电路111P之间及输出电路121P及信号处理电路112N之间电绝缘分离。另外，关于P侧IGBT 200P的第一栅极G1的驱动部(图5的驱动电路单元100P-1)和N侧IGBT200N的第二栅极G2的驱动部(图5的驱动电路单元100N-2)之间，能够通过电平移位电路131P、132N中的电容器142局部地电分离。
其结果，能够设置绝缘分离构造，以使得P侧IGBT 200P中的破损的影响(主要是高电压的产生)不影响N侧IGBT 200N的第二栅极G2的驱动部(图5的驱动电路单元100N-2)，或相反地，N侧IGBT 200N中的破损的影响(主要是高电压的产生)不影响P侧IGBT 200P的第一栅极G1的驱动部(图5的驱动电路单元100P-1)。
本发明涉及的半导体装置将构成桥臂的2个半导体开关元件(例如，图5的P侧IGBT200P及N侧IGBT 200N)的每一者的2个驱动电路(例如，图5的驱动电路100P及100N)设为结构要素，但该2个驱动电路可以设为一体化构造，也可以以分体构成。另外，各驱动电路也可以通过与对应的半导体开关元件的一体化构造而模块化。或者，1个桥臂量的2个半导体开关元件及2个驱动电路也可以通过一体化构造而内置于同一模块(即，单模块化)。
实施方式1的变形例.
在实施方式1的变形例中，对电平移位电路的结构的变形例进行说明。
图8是说明实施方式1的变形例涉及的电平移位电路的第一结构例的电路图。
图8与图6相比，在实施方式1的变形例涉及的电平移位电路的第一结构例中，在N侧IGBT 200N的第一栅极G1处，将在信号处理电路111N及输出电路121N之间连接的电平移位电路131N设为与其它电平移位电路131P、132P、132N相同的电路结构。
即，电平移位电路131N具有直流电源140、二极管141、电容器142、电阻元件143及NMOS晶体管145。电容器142连接于节点N1及低电压侧的电力线NL之间。
根据图8的结构，由绝缘分离构造的数量增加引起制造成本上升，但由于电平移位电路131P、132P、131N、132N的电路结构相同，因此在P侧IGBT 200P及N侧IGBT 200N之间、以及在第一栅极及第二栅极之间能够将栅极驱动的结构共通化。即，能够以同一规格制造图5所示的驱动电路单元100P-1、100P-2、100N-1、100N-2。从设计及部件的共通化方面来看能够实现制造成本的削减。另外，在制作时，还能够抑制驱动电路单元的安装工作错误。
图9是说明实施方式1的变形例涉及的电平移位电路的第二结构例的电路图。
参照图9，在实施方式1的变形例涉及的电平移位电路的第二结构例中，与P侧IGBT200P的第二栅极G2对应的电平移位电路132P构成为与其它电平移位电路131P、132N相比绝缘耐压高。
例如，电平移位电路132P除了与电平移位电路131P、132N同样的直流电源140、二极管141、电容器142、电阻元件143及NMOS晶体管145之外，还具有直流电源150、二极管151、电阻元件152及光电耦合器160。向绝缘元件即光电耦合器160输入从信号处理电路112输出的脉冲信号Spl。
通过直流电源150、二极管151及电阻元件152，向NMOS晶体管145的栅极供给用于将NMOS晶体管145设为常开的偏置电压。NMOS晶体管145的栅极进一步经由光电耦合器160而与低电压侧的电力线NL(GND)连接。
因此，在脉冲信号Spl的L电平期间，由于NMOS晶体管145的栅极与电力线NL断开，因此NMOS晶体管145接通，从而向输出电路122P输入接地电压GND。其结果，控制为P侧IGBT200P的第二栅极电压Vg2＝“0”。
另一方面，在脉冲信号Spl的H电平期间，通过NMOS晶体管145的栅极与电力线NL连接，从而NMOS晶体管145断开。由此，由于向输出电路122P输入来自直流电源140的直流电压Vdd，因此控制为P侧IGBT 200P的第二栅极电压Vg2＝“+”。
这样，通过使来自信号处理电路112P的脉冲信号Spl的极性(H电平/L电平)从图6的结构例反转，从而能够与图6中说明的同样地对P侧IGBT 200P的第二栅极电压Vg2进行控制。或者，通过利用逆变器将与图6的结构例同样的脉冲信号反转而向光电耦合器160输入，也能够实现同样的动作。
电力线PL中的电源电压Vcc根据AC/DC转换器20(图1)的输出变动、噪声电压的叠加、及由其它桥臂的IGBT的通断动作引起的浪涌电压的叠加等而变动。由于电源电压Vcc的变动，P侧IGBT 200P的第二栅极电压的基准电压也产生变动。
另外，电源电压Vcc的变动通过P侧IGBT 200P的接通而传播为输出节点No的电压变动。由此，P侧IGBT 200P的第一栅极电压的基准电压及N侧IGBT 200N的第二栅极的基准电压也产生变动。但是，输出节点No所产生的电压变动由于在接通状态的P侧IGBT 200P产生的压降的影响，比电源电压Vcc的电压变动少。
因此，在由双栅极构造的IGBT 200构成的桥臂的实际动作中，与N侧IGBT 200N的第二栅极G2的驱动电路相比，P侧IGBT 200P的第二栅极G2的驱动电路需要对高电压进行绝缘。
在图8的结构例中与P侧IGBT 200P的第二栅极G2连接的电平移位电路132P，除了NMOS晶体管145的pn结(图7)之外，通过进一步配置光电耦合器160，即通过多个绝缘元件的配置，将输出电路122P及信号处理电路112P之间电绝缘分离。另一方面，其它电平移位电路131P、132N通过NMOS晶体管145的pn结(图7)，将输出电路121P、121N及信号处理电路111P、112N之间电绝缘分离。
因此，与P侧IGBT 200的第二栅极G2连接的电平移位电路132P的绝缘性能(即，电压阻止能力)比其它电平移位电路，特别是与N侧IGBT 200N的第二栅极G2连接的电平移位电路132N高。由此，能够相对于电源电压Vcc的变动，使由双栅极构造的IGBT 200构成的桥臂稳定地动作。
此外，在图9的结构例中，替代光电耦合器160，通过配置脉冲变压器等其它绝缘元件，也能够提高电平移位电路132P的绝缘性能。另外，用于提高电平移位电路132P的绝缘性能的结构并不限于图8的例示。
另外，在图9的结构中，与图8同样地，也能够将N侧IGBT 200N的电平移位电路131N设为与电平移位电路131P、132N相同的电路结构。
实施方式2.
在双栅极构造的IGBT 200的驱动电路中，由于与栅极电极数量的增加成比例地电路数量也增加，因此担心制造成本的上升。在实施方式2中，对实施方式1或其变形例组合的共享结构进行说明。
图10是说明实施方式2涉及的时钟电路的共享结构的框图。
参照图10，时钟电路118在与构成桥臂的2个IGBT 200的第一栅极G1及第二栅极G2各自对应地配置的多个信号处理电路111P、112P、111N、112N之间共享。即，在信号处理电路111P、112P、111N、112N中，共通地输入来自时钟电路118的时钟信号CLK。
图11是用于说明通过使用了时钟信号CLK的信号处理电路实现的栅极电压控制例的概念性波形图。
参照图11，例如，如果通过来自微机90的通断指令即信号Sigbt，对P侧IGBT 200P的截止进行指示，则为了使第一栅极电压Vg1从“+”变化为“0”，信号处理电路111P使脉冲信号从L电平向H电平变化。另一方面，为了使第二栅极电压Vg2从“0”变化为“+”，信号处理电路112P使脉冲信号Spl2从H电平变化为L电平。
如上所述，为了将图3所示的IGBT 200迅速地截止而降低通断损耗，优选在第一栅极电压Vg1即将从“0”变化为“+”前，使第二栅极电压Vg2从“+”变化为“0”。
因此，以Sigbt的信号电平产生变化的定时t0为起点，信号处理电路112P在经过预先确定好的时间长度Td1后使脉冲信号Spl2从H电平向L电平变化。另一方面，信号处理电路111P在从t0经过预先确定好的时间长度Td2(Td2>Td1)后通过使脉冲信号Spl1从L电平向H电平变化，能够实现上述优选的截止通断动作。此时，信号处理电路111P及112P能够换算为来自时钟电路118的共通的时钟信号CLK的周期数而对时间长度Td1、Td2的经过进行检测。同样地，在信号处理电路111P、112P、111N、112N中，能够使用时钟信号CLK，对空载时间的期间长度进行设定。
因此，通过在信号处理电路111P、112P、111N、112N之间共享时钟电路118而能够抑制制造成本，并且通过使用共通的时钟信号CLK而能够提高栅极电压控制的定时调整的精度。
图12是说明实施方式2涉及的电源电路的共享结构的框图。
参照图12，电源电路119在与构成桥臂的2个IGBT 200的第一栅极G1及第二栅极G2各自对应地配置的多个信号处理电路111P、112P、111N、112N之间共享。即，信号处理电路111P、112P、111N、112N从共通的电源电路119接收动作电源电压Vb的供给。
通过这样的结构，与对信号处理电路111P、112P、111N、112N的每一者产生动作电源电压Vb的结构相比，由于会削减电源电路119的配置个数，因此能够抑制制造成本。
此外，在实施方式2中说明过的共享结构能够与实施方式1或其变形例的任意者组合。
另外，在实施方式1及其变形例、以及实施方式2中说明的双栅极构造IGBT的驱动电路的结构并不限于图4中例示出的两面栅极构造的IGBT 200，可明确地记载如下方式，即，以专利文献1那样的双栅极构造的IGBT为代表，对于具有多个控制电极(栅极)的由IGBT所代表的栅极电压驱动型的半导体开关元件形成的桥臂结构能够共通地应用。
针对本发明的实施方式进行了说明，但应当认为本次公开的实施方式的所有方式都是例示且并不是限制性的内容。本发明的范围由权利要求书表示，旨在包含与权利要求书等同的含义以及范围内的全部变更。

Claims (9)

1.一种半导体装置，其对串联连接的第一及第二半导体开关元件进行驱动，该半导体装置具备：
第一驱动电路，其用于对所述第一半导体开关元件的通断进行控制；以及
第二驱动电路，其用于对所述第二半导体开关元件的通断进行控制；
所述第一半导体开关元件具有作为主电极的第一阳极及第一阴极、第一及第二控制电极，
所述第二半导体开关元件具有作为主电极的、与所述第一阴极电连接的第二阳极及第二阴极、以及第三及第四控制电极，
所述第一驱动电路包含：
第一驱动电路单元，其对与所述第一阴极对应的所述第一控制电极的电压进行控制；以及
第二驱动电路单元，其对与所述第一阳极对应的所述第二控制电极的电压进行控制，
所述第二驱动电路具备：
第三驱动电路单元，其对与所述第二阴极对应的所述第三控制电极的电压进行控制；以及
第四驱动电路单元，其对与所述第二阳极对应的所述第四控制电极的电压进行控制，
所述第一至第四驱动电路单元的每一者具有：
信号处理电路，其按照所述第一及第二半导体开关元件的通断指令，输出成为所述第一至第四控制电极中对应的控制电极的电压指令的脉冲信号；以及
输出电路，其按照来自所述信号处理电路的所述脉冲信号，对针对所述第一及第二阳极以及所述第一及第二阴极中对应的主电极的、所述对应的控制电极的电压进行驱动，
所述第一、第二及第四驱动电路单元的每一者构成为经由绝缘分离构造，从所述信号处理电路向所述输出电路传送所述脉冲信号，
所述绝缘分离构造由包含与所述输出电路电连接的n型区域的半导体元件的pn结构成。
2.根据权利要求1所述的半导体装置，其中，
所述第一、第二及第四驱动电路单元的每一者具有连接于所述信号处理电路及所述输出电路之间的电平移位电路，
所述电平移位电路具有以与通断对应地对向所述输出电路的输入电压进行切换的方式连接的场效应晶体管，
所述场效应晶体管具有：
输入所述脉冲信号的栅极；
p型区域，其包含在所述栅极的正下方形成的区域；以及
n型区域，其与所述输出电路连接，并且在与所述p型区域之间形成所述pn结。
3.根据权利要求1或2所述的半导体装置，其中，
在所述第三驱动电路单元中，所述信号处理电路及所述输出电路之间不经由所述绝缘分离构造而电连接。
4.根据权利要求1或2所述的半导体装置，其中，
在所述第三驱动电路单元中，所述信号处理电路及所述输出电路之间经由与所述第四驱动电路单元同样的所述绝缘分离构造连接。
5.根据权利要求1或2所述的半导体装置，其中，
在所述第三驱动电路单元中，所述信号处理电路及所述输出电路之间经由与所述第一、第二及第四驱动电路单元的每一者同样的所述绝缘分离构造连接。
6.根据权利要求1或2所述的半导体装置，其中，
所述第二驱动电路单元的所述绝缘分离构造的耐电压比所述第四驱动电路单元的所述绝缘分离构造的耐电压高。
7.根据权利要求1或2所述的半导体装置，其中，
所述第一至第四驱动电路单元的每一者的所述信号处理电路基于所述通断指令、从共通的时钟电路供给的时钟信号，生成所述脉冲信号。
8.根据权利要求1或2所述的半导体装置，其中，
从共通的电源电路将动作电源电压供给至所述第一至第四驱动电路单元的每一者的所述信号处理电路。
9.根据权利要求1或2所述的半导体装置，其中，
所述第一及第二驱动电路、所述第一及第二半导体开关元件通过一体化构造而内置于同一模块。
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