CN110945782A - 多尔蒂放大器和放大电路 - Google Patents

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Abstract

如果放大对象信号的功率为阈值以上，则信号分配器(2)将一个信号输出到载波放大器(6)，将相位比一个信号延迟90度的另一个信号输出到峰值放大器(8)，并且，按照放大对象信号的频率对相位调整器(7)的信号相移量进行调整，如果放大对象信号的功率小于阈值，则信号分配器(2)不将另一个信号输出到峰值放大器(8)，将一个信号输出到载波放大器(6)。

Description

多尔蒂放大器和放大电路
技术领域
本发明涉及对放大对象信号进行放大的多尔蒂放大器和放大电路。
背景技术
FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)等放大元件在饱和区域附近进行动作的大信号动作时，功率效率良好，但是，输入输出特性的线性劣化。
此外，放大元件在比饱和区域低的功率区域进行动作的小信号动作时，输入输出特性的线性良好，但是，存在功率效率降低这样的问题。作为决定该问题的放大器，公知有多尔蒂放大器。
以下的专利文献1公开的多尔蒂放大器具有以下所示的(1)～(7)的要素。
(1)将放大对象信号分配给2个信号的分配器
(2)对由分配器分配的一个信号进行放大的载波放大器
(3)一端与载波放大器的输出侧连接的第1传输线路
(4)使由分配器分配的另一个信号的相位延迟90度的相位调整器
(5)对由相位调整器延迟相位后的信号进行放大的峰值放大器
(6)一端与峰值放大器的输出侧连接的第2传输线路
(7)第1输入端子与第1传输线路的另一端连接且第2输入端子与第2传输线路的另一端连接的合成器
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2006-332829号公报
发明内容
发明要解决的课题
关于多尔蒂放大器，在载波放大器的饱和区域中，载波放大器和峰值放大器双方进行动作，在比饱和区域低的功率区域中，仅载波放大器进行动作(以下称作退避动作)，由此，能够实现输入输出特性的高线性和高功率效率。
但是，在专利文献1公开的多尔蒂放大器中，与放大对象信号的功率无关，由分配器分配的信号始终被提供给峰值放大器。因此，在退避动作时，峰值放大器也进行动作，因此，存在在退避动作时产生无用功耗这样的课题。
此外，在载波放大器的输出侧连接有第1传输线路，在峰值放大器的输出侧连接有第2传输线路，因此，实现载波放大器的输出阻抗与峰值放大器的输出阻抗的匹配。但是，当放大对象信号的频率从期望的频率变化时，在载波放大器的输出阻抗与峰值放大器的输出阻抗之间产生不匹配。因此，当放大对象信号的频率从期望的频率变化时，存在功率效率降低这样的课题。
本发明正是为了解决上述这种课题而完成的，其目的在于，得到如下的多尔蒂放大器和放大电路：能够抑制退避动作时的无用功耗，并且，即使放大对象信号的频率变化，也能够抑制功率效率的降低。
用于解决课题的手段
本发明的多尔蒂放大器具有：信号分配器，其分配放大对象信号；载波放大器，其对由信号分配器分配的一个信号进行放大；相位调整器，其对由载波放大器放大后的信号的相位进行调整；峰值放大器，其对由信号分配器分配的另一个信号进行放大；以及信号合成器，其对由相位调整器调整相位后的信号和由峰值放大器放大后的信号进行合成，如果放大对象信号的功率为阈值以上，则信号分配器将一个信号输出到载波放大器，将相位比一个信号延迟90度的另一个信号输出到峰值放大器，并且，按照放大对象信号的频率对相位调整器的信号相移量进行调整，如果放大对象信号的功率小于阈值，则信号分配器不将另一个信号输出到峰值放大器，将一个信号输出到载波放大器。
发明效果
根据本发明，构成为如果放大对象信号的功率为阈值以上，则信号分配器将一个信号输出到载波放大器，将相位比一个信号延迟90度的另一个信号输出到峰值放大器，并且，按照放大对象信号的频率对相位调整器的信号相移量进行调整，如果放大对象信号的功率小于阈值，则信号分配器不将另一个信号输出到峰值放大器，将一个信号输出到载波放大器。因此，具有如下效果：能够抑制退避动作时的无用功耗，并且，即使放大对象信号的频率变化，也能够抑制功率效率的降低。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的多尔蒂放大器的结构图。
图2是示出本发明的实施方式1的多尔蒂放大器的相位调整器7的结构图。
图3是示出载波放大器6的输入信号即第1模拟信号A1和峰值放大器8的输入信号即第2模拟信号A2的功率的关系的说明图。
图4是示出实施方式1的多尔蒂放大器相对于输出功率的功率效率和专利文献1公开的多尔蒂放大器相对于输出功率的功率效率的说明图。
图5是示出实施方式1的多尔蒂放大器中的退避动作时的功率效率的频率特性和专利文献1公开的多尔蒂放大器中的退避动作时的功率效率的频率特性的仿真结果的说明图。
图6是示出本发明的实施方式2的多尔蒂放大器的相位调整器7的结构图。
图7是示出本发明的实施方式3的多尔蒂放大器的相位调整器7的结构图。
图8是示出本发明的实施方式4的多尔蒂放大器的结构图。
图9是示出本发明的实施方式5的放大电路的结构图。
具体实施方式
下面，为了更加详细地说明本发明，按照附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1
图1是示出本发明的实施方式1的多尔蒂放大器的结构图。
在图1中，输入端子1是被输入放大对象信号的端子。
在本实施方式1中，对放大对象信号是数字信号的例子进行说明，但是，在放大对象信号是模拟信号的情况下，不需要数字模拟转换器3、4。
在图1中，如“DAC”那样表记数字模拟转换器3、4。
信号分配器2是对从输入端子1输入的数字信号D进行分配的分配器，例如通过数字信号处理器(DSP：Digital Signal Processor)实现。
具体而言，信号分配器2对从输入端子1输入的数字信号D的功率P和事前设定的阈值Pth进行比较。
如果从输入端子1输入的数字信号D的功率P为阈值Pth以上，则信号分配器2将所分配的一个数字信号即第1数字信号D1输出到数字模拟转换器3，将所分配的另一个数字信号即第2数字信号D2输出到数字模拟转换器4。此时，信号分配器2将第1数字信号D1的相位设定为θ1＝0°，将第2数字信号D2的相位设定为θ2＝-90°。
此外，信号分配器2按照数字信号D的频率f对相位调整器7的信号相移量进行调整，使得相位在相位调整器7中延迟90°。
如果从输入端子1输入的数字信号D的功率P小于阈值Pth，则信号分配器2不将第2数字信号D2输出到数字模拟转换器4，将第1数字信号D1输出到数字模拟转换器3。
数字模拟转换器3将从信号分配器2输出的第1数字信号D1转换成第1模拟信号A1，将第1模拟信号A1输出到上变频器5。
数字模拟转换器4将从信号分配器2输出的第2数字信号D2转换成第2模拟信号A2，将第2模拟信号A2输出到上变频器5。
上变频器5实施提高从数字模拟转换器3输出的第1模拟信号A1的频率的频率转换，将频率转换后的第1模拟信号A1输出到载波放大器6。
此外，上变频器5实施提高从数字模拟转换器4输出的第2模拟信号A2的频率的频率转换，将频率转换后的第2模拟信号A2输出到峰值放大器8。
载波放大器6例如通过在AB级进行动作的放大元件实现。
载波放大器6对从上变频器5输出的第1模拟信号A1进行放大，将放大后的第1模拟信号A1输出到相位调整器7。
相位调整器7对从载波放大器6输出的放大后的第1模拟信号A1的相位进行调整，将相位调整后的第1模拟信号A1输出到信号合成器9。
峰值放大器8例如通过在A级或C级进行动作的放大元件实现。
峰值放大器8对从上变频器5输出的第2模拟信号A2进行放大，将放大后的第2模拟信号A2输出到信号合成器9。
信号合成器9的一个输入侧与相位调整器7的输出侧连接，另一个输入侧与峰值放大器8的输出侧连接。
信号合成器9对从相位调整器7输出的相位调整后的第1模拟信号A1和从峰值放大器8输出的放大后的第2模拟信号A2进行合成，将第1模拟信号A1与第2模拟信号A2的合成信号S输出到输出端子10。
输出端子10是输出合成信号S的端子。
图2是示出本发明的实施方式1的多尔蒂放大器的相位调整器7的结构图。
在图2中，电感元件11是电感器，其一端与载波放大器6的输出侧连接，另一端与信号合成器9的一个输入侧连接。
第1可变电容元件12是可变电容器，其一端与载波放大器6的输出侧连接，另一端接地，通过信号分配器2对电容值C1进行调整。
第2可变电容元件13是可变电容器，其一端与信号合成器9的一个输入侧连接，另一端接地，通过信号分配器2对电容值C2进行调整。
接着，对动作进行说明。
信号分配器2在从输入端子1输入数字信号D时，将数字信号D分配成2个数字信号。
这里，为了便于说明，设所分配的一个数字信号为第1数字信号D1，设所分配的另一个数字信号为第2数字信号D2。
信号分配器2对数字信号D的功率P和事前设定的阈值Pth进行比较。
阈值Pth被设定成载波放大器6饱和的功率或比载波放大器6饱和的功率小百分之几的功率等。
如果数字信号D的功率P为阈值Pth以上，则信号分配器2将第1数字信号D1输出到数字模拟转换器3，将第2数字信号D2输出到数字模拟转换器4。
此时，信号分配器2将第1数字信号D1的相位设定为θ1＝0°，将第2数字信号D2的相位设定为θ2＝-90°。
这里，将第1数字信号D1的相位设定为θ1＝0°，将第2数字信号D2的相位设定为θ2＝-90°，但是，只要θ1-θ2＝90°即可，例如，也可以设定为θ1＝20°，设定为θ2＝-110°。
此外，信号分配器2按照数字信号D的频率f对相位调整器7的信号相移量进行调整，使得相位在相位调整器7中延迟90°。
下面，对相位调整器7的相移量调整方法进行具体说明。
信号分配器2存储有表示数字信号D的频率f与相位调整器7中的第1可变电容元件12的电容值C1和第2可变电容元件13的电容值C2的关系的表。
信号分配器2参照表，分别取得与数字信号D的频率f对应的电容值C1和电容值C2。
信号分配器2对第1可变电容元件12进行调整，使得第1可变电容元件12的电容值为取得的C1。
此外，信号分配器2对第2可变电容元件13进行调整，使得第2可变电容元件13的电容值为取得的C2。
例如，如果数字信号D的频率f高于基准频率f0，则信号分配器2对第1可变电容元件12进行调整，使得第1可变电容元件12的电容值C1小于基准电容值C1,0。此外，信号分配器2对第2可变电容元件13进行调整，使得第2可变电容元件13的电容值C2小于基准的电容值C2,0。
如果数字信号D的频率f低于基准频率f0，则信号分配器2对第1可变电容元件12进行调整，使得第1可变电容元件12的电容值C1大于基准电容值C1,0。此外，信号分配器2对第2可变电容元件13进行调整，使得第2可变电容元件13的电容值C2大于基准电容值C2,0。
如果数字信号D的频率f与基准频率f0一致，则信号分配器2不对第1可变电容元件12和第2可变电容元件13进行调整。
由此，即使数字信号D的频率f变化，也能够将相位调整器7的信号相移量设定为90°。因此，如果第1数字信号D1的相位被设定为θ1＝0°，则相位调整器7的输出信号的相位为-90°。
如果从输入端子1输入的数字信号D的功率P小于阈值Pth，则信号分配器2不将第2数字信号D2输出到数字模拟转换器4，将第1数字信号D1输出到数字模拟转换器3。
此外，与数字信号D的功率P为阈值Pth以上的情况同样，信号分配器2按照数字信号D的频率f对相位调整器7的信号相移量进行调整，使得相位在相位调整器7中延迟90°。
这里，在数字信号D的功率P小于阈值Pth的情况下，信号分配器2也对相位调整器7的信号相移量进行调整，但是，不将第2数字信号D2输出到数字模拟转换器4，因此，信号合成器9不对第1模拟信号A1和第2模拟信号A2进行合成，输出第1模拟信号A1作为合成信号S。因此，信号分配器2也可以不对相位调整器7的信号相移量进行调整。
数字模拟转换器3将从信号分配器2输出的第1数字信号D1转换成第1模拟信号A1，将第1模拟信号A1输出到上变频器5。
数字模拟转换器4在从信号分配器2输出第2数字信号D2的情况下，将第2数字信号D2转换成第2模拟信号A2，将第2模拟信号A2输出到上变频器5。
上变频器5实施提高从数字模拟转换器3输出的第1模拟信号A1的频率的频率转换，将频率转换后的第1模拟信号A1输出到载波放大器6。
上变频器5在从数字模拟转换器4输出第2模拟信号A2的情况下，实施提高第2模拟信号A2的频率的频率转换，将频率转换后的第2模拟信号A2输出到峰值放大器8。
载波放大器6对从上变频器5输出的第1模拟信号A1进行放大，将放大后的第1模拟信号A1输出到相位调整器7。
与数字信号D的功率P是否为阈值Pth以上无关，从上变频器5输出第1模拟信号A1，因此，载波放大器6始终对第1模拟信号A1进行放大。
峰值放大器8对从上变频器5输出的第2模拟信号A2进行放大，将放大后的第2模拟信号A2输出到信号合成器9。
仅在数字信号D的功率P为阈值Pth以上的情况下，从上变频器5输出第2模拟信号A2。因此，峰值放大器8在载波放大器6的饱和区域中对第2模拟信号A2进行放大，但是，在比载波放大器6的饱和区域低的功率区域中不对第2模拟信号A2进行放大。
因此，在比饱和区域低的功率区域中，成为仅载波放大器6进行动作的退避动作。
相位调整器7对从载波放大器6输出的放大后的第1模拟信号A1的相位进行调整，将相位调整后的第1模拟信号A1输出到信号合成器9。
通过信号分配器2，按照数字信号D的频率f对相位调整器7的信号相移量进行调整，因此，即使数字信号D的频率f变化，相位调整器7的相位调整后的第1模拟信号A1的相位也为-90°。
在载波放大器6的饱和区域中，信号合成器9对从相位调整器7输出的相位调整后的第1模拟信号A1与从峰值放大器8输出的放大后的第2模拟信号A2进行合成，将第1模拟信号A1与第2模拟信号A2的合成信号S输出到输出端子10。
从相位调整器7输出的相位调整后的第1模拟信号A1的相位为-90°，从峰值放大器8输出的放大后的第2模拟信号A2的相位为-90°，因此，在信号合成器9中，第1模拟信号A1和第2模拟信号A2进行同相合成。
在比饱和区域低的功率区域中，成为仅载波放大器6进行动作的退避动作，不从峰值放大器8输出放大后的第2模拟信号A2。因此，信号合成器9将从相位调整器7输出的相位调整后的第1模拟信号A1作为合成信号S输出到输出端子10。
在退避动作时，第2模拟信号A2未被输入到峰值放大器8，因此，能够抑制峰值放大器8中的无用功耗。
图3是示出载波放大器6的输入信号即第1模拟信号A1和峰值放大器8的输入信号即第2模拟信号A2的功率的关系的说明图。
在图3的例子中，-6～0(dBm)是载波放大器6的饱和区域。
在图3的例子中，示出第1模拟信号A1被线性地输入到载波放大器6，但是，仅在载波放大器6为饱和区域时第2模拟信号A2被输入到峰值放大器8。
在图3的例子中，信号分配器2中的阈值Pth例如被设定为-6(dBm)。
图4是示出实施方式1的多尔蒂放大器相对于输出功率的功率效率和专利文献1公开的多尔蒂放大器相对于输出功率的功率效率的说明图。
根据图4可知，在载波放大器6的饱和区域中，在任何多尔蒂放大器中，载波放大器6和峰值放大器8都并列进行动作，功率效率较高。
例如，在载波放大器6的饱和区域时的输出功率为27(dBm)时，任何多尔蒂放大器都成为功率效率接近80(％)的高效率。
在专利文献1公开的多尔蒂放大器中，在退避动作时，放大对象信号也被提供给峰值放大器。因此，峰值放大器进行动作，因此，与实施方式1的多尔蒂放大器相比，功率效率降低。
图5是示出实施方式1的多尔蒂放大器中的退避动作时的功率效率的频率特性和专利文献1公开的多尔蒂放大器中的退避动作时的功率效率的频率特性的仿真结果的说明图。
在图5中，横轴是归一化频率，纵轴是退避动作时的功率效率。
专利文献1公开的多尔蒂放大器在载波放大器的输出侧连接有第1传输线路，在峰值放大器的输出侧连接有第2传输线路，因此，实现载波放大器的输出阻抗与峰值放大器的输出阻抗的匹配。但是，当放大对象信号的频率从期望的频率变化时，在载波放大器的输出阻抗与峰值放大器的输出阻抗之间产生不匹配。
因此，在专利文献1公开的多尔蒂放大器中，如图5所示，随着频率的比例带宽变宽，功率效率减少。
在实施方式1的多尔蒂放大器中，信号分配器2按照数字信号D的频率f对相位调整器7的信号相移量进行调整，因此，与专利文献1公开的多尔蒂放大器相比，即使频率的比例带宽变宽，功率效率也较高。
由以上可知，根据本实施方式1，构成为如果放大对象信号的功率为阈值以上，则信号分配器2将一个信号输出到载波放大器6，将相位比一个信号延迟90度的另一个信号输出到峰值放大器8，并且，按照放大对象信号的频率对相位调整器7的信号相移量进行调整，如果放大对象信号的功率小于阈值，则信号分配器2不将另一个信号输出到峰值放大器8，将一个信号输出到载波放大器6。由此，具有如下效果：能够抑制退避动作时的无用功耗，并且，即使放大对象信号的频率变化，也能够抑制功率效率的降低。
在本实施方式1中，示出载波放大器6通过在AB级进行动作的放大元件实现且峰值放大器8通过在A级或C级进行动作的放大元件实现的例子。
作为实现载波放大器6和峰值放大器8的放大元件，只要是具有放大作用的半导体元件即可。例如能够使用Si(硅)-LDMOS(Lateral Double diffused MOS)、FET、HEMT(HighElectron Mobility Transistor)或HBT(Hetero junction Bipolar Transistor)。
此外，载波放大器6和峰值放大器8也可以分别包含寄生分量和匹配电路。
实施方式2
在上述实施方式1中，示出相位调整器7具有电感元件11、第1可变电容元件12和第2可变电容元件13的例子。
在本实施方式2中，对相位调整器7具有第1电感元件21、第2电感元件22和可变电容元件23的例子进行说明。
图6是示出本发明的实施方式2的多尔蒂放大器的相位调整器7的结构图。
在图6中，第1电感元件21是电感器，其一端与载波放大器6的输出侧连接。
第2电感元件22是电感器，其一端与第1电感元件21的另一端连接，另一端与信号合成器9的一个输入侧连接。
可变电容元件23是可变电容器，其一端与第1电感元件21的另一端连接，另一端接地。
接着，对动作进行说明。
此外，信号分配器2按照数字信号D的频率f对相位调整器7的相移量进行调整，使得相位在相位调整器7中延迟90°。
下面，对相位调整器7的相移量调整方法进行具体说明。
信号分配器2存储有表示数字信号D的频率f与相位调整器7中的可变电容元件23的电容值C的关系的表。
信号分配器2参照表，取得与数字信号D的频率f对应的电容值C。
信号分配器2对可变电容元件23进行调整，使得可变电容元件23的电容值为取得的C。
例如，如果数字信号D的频率f高于基准频率f0，则信号分配器2对可变电容元件23进行调整，使得可变电容元件23的电容值C小于基准电容值C。
如果数字信号D的频率f低于基准频率f0，则信号分配器2对可变电容元件23进行调整，使得可变电容元件23的电容值C大于基准电容值C0。
如果数字信号D的频率f与基准频率f0一致，则信号分配器2不对可变电容元件23进行调整。
由此，即使数字信号D的频率f变化，也能够将相位调整器7的信号相移量设定为90°。因此，如果第1数字信号D1的相位被设定为θ1＝0°，则相位调整器7的输出信号的相位为-90°。
在相位调整器7具有第1电感元件21、第2电感元件22和可变电容元件23的情况下，也能够与上述实施方式1同样，按照数字信号D的频率f对信号的相移量进行调整。
实施方式3
在上述实施方式1中，示出相位调整器7具有电感元件11、第1可变电容元件12和第2可变电容元件13的例子。
在本实施方式2中，对相位调整器7具有传输线路31、第1可变电容元件32和第2可变电容元件33的例子进行说明。
图7是示出本发明的实施方式3的多尔蒂放大器的相位调整器7的结构图。
在图7中，传输线路31是线路，其一端与载波放大器6的输出侧连接，另一端与信号合成器9的一个输入侧连接。
第1可变电容元件32是可变电容器，其一端与载波放大器6的输出侧连接，另一端接地。
第2可变电容元件33是可变电容器，其一端与信号合成器9的一个输入侧连接，另一端接地。
接着，对动作进行说明。
信号分配器2按照数字信号D的频率f对相位调整器7的相移量进行调整，使得相位在相位调整器7中延迟90°。
下面，对相位调整器7的相移量调整方法进行具体说明。
信号分配器2存储有表示数字信号D的频率f与相位调整器7中的第1可变电容元件32的电容值C1和第2可变电容元件33的电容值C2的关系的表。
信号分配器2参照表，分别取得与数字信号D的频率f对应的电容值C1和电容值C2。
信号分配器2对第1可变电容元件32进行调整，使得第1可变电容元件32的电容值为取得的C1。
此外，信号分配器2对第2可变电容元件33进行调整，使得第2可变电容元件33的电容值为取得的C2。
例如，如果数字信号D的频率f高于基准频率f0，则信号分配器2对第1可变电容元件32进行调整，使得第1可变电容元件32的电容值C1小于基准电容值C1,0。此外，信号分配器2对第2可变电容元件33进行调整，使得第2可变电容元件33的电容值C2小于基准电容值C2,0。
如果数字信号D的频率f低于基准频率f0，则信号分配器2对第1可变电容元件32进行调整，使得第1可变电容元件32的电容值C1大于基准电容值C1,0。此外，信号分配器2对第2可变电容元件33进行调整，使得第2可变电容元件33的电容值C2大于基准电容值C2,0。
如果数字信号D的频率f与基准频率f0一致，则信号分配器2不对第1可变电容元件32和第2可变电容元件33进行调整。
由此，即使数字信号D的频率f变化，也能够将相位调整器7的信号相移量设定为90°。因此，如果第1数字信号D1的相位被设定为θ1＝0°，则相位调整器7的输出信号的相位为-90°。
在相位调整器7具有传输线路31、第1可变电容元件32和第2可变电容元件33的情况下，也能够与上述实施方式1同样，按照数字信号D的频率f对信号的相移量进行调整。
实施方式4
在上述实施方式1中，示出具有载波放大器6和峰值放大器8的多尔蒂放大器。
在本实施方式4中，对与载波放大器6串联连接有第1驱动放大器41且与峰值放大器8串联连接有第2驱动放大器42的例子进行说明。
图8是示出本发明的实施方式4的多尔蒂放大器的结构图。在图8中，与图1相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
第1驱动放大器41对从上变频器5输出的第1模拟信号A1进行放大，将放大后的第1模拟信号A1输出到载波放大器6。
第2驱动放大器42对从上变频器5输出的第2模拟信号A2进行放大，将放大后的第2模拟信号A2输出到峰值放大器8。
在载波放大器6的前级设置第1驱动放大器41，在峰值放大器8的前级设置第2驱动放大器42，除了这点以外，与上述实施方式1相同。
第1驱动放大器41对第1模拟信号A1进行放大，第2驱动放大器42对第2模拟信号A2进行放大，由此，与上述实施方式1相比，能够提高多尔蒂放大器的输出功率。
实施方式5
在本实施方式5中，对并联连接有多个多尔蒂放大器的放大电路进行说明。
图9是示出本发明的实施方式5的放大电路的结构图。在图9中，与图1相同的标号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
信号合成器50对从2个信号合成器9输出的合成信号S进行相互合成，将2个合成信号S的合成信号输出到输出端子10。
在图9中示出并联连接有2个多尔蒂放大器的放大电路，但是，也可以是并联连接有3个以上的多尔蒂放大器的放大电路。
在并联连接有多个多尔蒂放大器的情况下，也与上述实施方式1同样，能够抑制退避动作时的无用功耗，并且，即使放大对象信号的频率变化，也能够抑制功率效率的降低。
另外，本申请能够在其发明范围内进行各实施方式的自由组合或各实施方式的任意结构要素的变形，或者在各实施方式中省略任意结构要素。
产业上的可利用性
本发明适用于对放大对象信号进行放大的多尔蒂放大器和放大电路。
标号说明
1：输入端子；2：信号分配器；3、4：数字模拟转换器；5：上变频器；6：载波放大器；7：相位调整器；8：峰值放大器；9：信号合成器；10：输出端子；11：电感元件；12：第1可变电容元件；13：第2可变电容元件；21：第1电感元件；22：第2电感元件；23：可变电容元件；31：传输线路；32：第1可变电容元件；33：第2可变电容元件；41：第1驱动放大器；42：第2驱动放大器；50：信号合成器。

Claims (6)

1.一种多尔蒂放大器，其特征在于，所述多尔蒂放大器具有：
信号分配器，其分配放大对象信号；
载波放大器，其对由所述信号分配器分配的一个信号进行放大；
相位调整器，其对由所述载波放大器放大后的信号的相位进行调整；
峰值放大器，其对由所述信号分配器分配的另一个信号进行放大；以及
信号合成器，其对由所述相位调整器调整相位后的信号和由所述峰值放大器放大后的信号进行合成，
如果放大对象信号的功率为阈值以上，则所述信号分配器将所述一个信号输出到所述载波放大器，将相位比所述一个信号延迟90度的所述另一个信号输出到所述峰值放大器，并且，按照放大对象信号的频率对所述相位调整器的信号相移量进行调整，如果放大对象信号的功率小于所述阈值，则所述信号分配器不将所述另一个信号输出到所述峰值放大器，将所述一个信号输出到所述载波放大器。
2.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述相位调整器具有：
电感元件，该电感元件的一端与所述载波放大器的输出侧连接，该电感元件的另一端与所述信号合成器的一个输入侧连接；
第1可变电容元件，该第1可变电容元件的一端与所述载波放大器的输出侧连接，该第1可变电容元件的另一端接地；以及
第2可变电容元件，该第2可变电容元件的一端与所述信号合成器的一个输入侧连接，该第2可变电容元件的另一端接地。
3.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述相位调整器具有：
第1电感元件，该第1电感元件的一端与所述载波放大器的输出侧连接；
第2电感元件，该第2电感元件的一端与所述第1电感元件的另一端连接，该第2电感元件的另一端与所述信号合成器的一个输入侧连接；以及
可变电容元件，该可变电容元件的一端与所述第1电感元件的另一端连接，该可变电容元件的另一端接地。
4.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述相位调整器具有：
传输线路，该传输线路的一端与所述载波放大器的输出侧连接，该传输线路的另一端与所述信号合成器的一个输入侧连接；
第1可变电容元件，该第1可变电容元件的一端与所述载波放大器的输出侧连接，该第1可变电容元件的另一端接地；以及
第2可变电容元件，该第2可变电容元件的一端与所述信号合成器的一个输入侧连接，该第2可变电容元件的另一端接地。
5.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述多尔蒂放大器具有：
第1驱动放大器，其对由所述信号分配器分配的一个信号进行放大，将放大后的信号输出到所述载波放大器；以及
第2驱动放大器，其对由所述信号分配器分配的另一个信号进行放大，将放大后的信号输出到所述峰值放大器。
6.一种放大电路，该放大电路并联连接有多个多尔蒂放大器，所述多尔蒂放大器具有：
信号分配器，其分配放大对象信号；
载波放大器，其对由所述信号分配器分配的一个信号进行放大；
相位调整器，其对由所述载波放大器放大后的信号的相位进行调整；
峰值放大器，其对由所述信号分配器分配的另一个信号进行放大；以及
信号合成器，其对由所述相位调整器调整相位后的信号和由所述峰值放大器放大后的信号进行合成，
如果放大对象信号的功率为阈值以上，则所述信号分配器将所述一个信号输出到所述载波放大器，将相位比所述一个信号延迟90度的所述另一个信号输出到所述峰值放大器，并且，按照放大对象信号的频率对所述相位调整器的信号相移量进行调整，如果放大对象信号的功率小于所述阈值，则所述信号分配器不将所述另一个信号输出到所述峰值放大器，将所述一个信号输出到所述载波放大器。
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