CN1893259A - 功率放大器以及使用了该放大器的发射器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及功率放大器以及使用了该放大器的发射器。使多赫蒂型功率放大器的输出功率合成电路的电长可变，对于多频带或者宽频带谋求高功率附加效率，在载频放大器(Amp1)和峰值放大器(Amp2)的输入一侧连接90度相位延迟功率分配单元(PSPD)，在输出一侧连接可变电长功率合成单元(VTL2)，根据载波信号(RFs)的载波频带，通过从可变电长功率合成单元(VTL2)的控制端子(Ctrl)施加控制信号(Sig)进行调整，使得对于该载波频带的中心频率，可变电长功率合成单元(VTL2)的电长大致成为90度。

Description

功率放大器以及使用了该放大器的发射器
技术领域
本发明涉及功率放大器，尤其涉及多赫蒂型(Doherty)放大器以及使用了该放大器的发射器，涉及进行高效线性功率放大的功率放大器，特别是涉及用于多频调制方式、OFDM方式等包络振幅变动大、要求高度线性的无线机方式，进而用于在宽频带或多频带无线机的能够执行适宜的宽带高效功率放大的功率放大器。
背景技术
在多频调制方式、OFDM方式等包络振幅变动大的通信方式中，由于最大输出与平均输出之比(PAPR)大，因此在现有的功率放大器中难以实现高效率。作为解决该问题的方法，当前已知如以下的非专利文献1所记载的把工作点不同的放大器组合起来的多赫蒂型放大器。
【非专利文献1】W.H.Doherty，“New high efficiency poweramplifier for modulated waves”，Proceeding of the IRE，vol.24，no.9，pp.1163-1182，1936.
首先，使用图14至图18说明现有技术的多赫蒂型放大器。
图14是现有技术的多赫蒂型放大器的结构图。
图15是多赫蒂型放大器的信号波形图。
图16是表示多赫蒂型放大器的仿真结果中的输出功率范围与功率负载效率(PAE)的关系的曲线图。
图17是表示多赫蒂型放大器的仿真结果中的频带与功率负载效率(PAE)的关系的曲线图。
图18是表示多赫蒂型放大器中的载频放大器和峰值放大器的工作点的概略图。
多赫蒂型放大器的基本结构如图14所示，并联连接了不依赖于输入信号的振幅进行工作并输出与输入信号的振幅相对应的信号的第1放大器(载频放大器)和在输入信号的振幅大于等于某个阈值时进行工作并输出与输入信号的振幅相对应的信号的第2放大器(峰值放大器)。当输入信号振幅小时，载频放大器在线性区工作。当输入信号振幅是中等程度时，载频放大器工作至饱和功率，实现高功率效率。把该工作区的最大输入信号振幅设定为上述阈值。而且，当输入信号振幅大时，限幅载频放大器的输出电压，输出波形畸变，但是峰值放大器工作，向负载供给电流使得补偿被限幅了的部分，在缓和畸变的同时维持高功率效率。图15表示这时的信号波形的振幅形状，如图16所示，多赫蒂型放大器对于大输出功率范围能够实现高功率效率。
下面，更详细地说明多赫蒂型放大器的工作原理。一般，当并联连接了峰值放大器和载频放大器时，由于在从峰值放大器供给的电流下负载电压上升，因此如果从载频放大器观看，则视在负载电阻大，功率效率降低。在多赫蒂型放大器中，在载频放大器的输出与峰值放大器的输出之间连接1/4波长的传输线。连接在峰值放大器的输出一侧的负载R由于根据1/4波长的传输线可以视为Z0 2/R(其中，Z0是传输线的特性阻抗)，因此在从峰值放大器供给的电流下虽然负载电压上升，但是如果从载频放大器观看，则视在负载电阻减小。从而，增加载频放大器的效率。这里，由于通过输出一侧的1/4波长传输线，载频放大器的相位滞后90度，因此在输入一侧，需要使峰值放大器的相位滞后90度。
为了使图14所示的电路作为多赫蒂放大器进行工作，在Amp1(载频放大器)中，设定偏置电压或者电流使得作为乙类放大器进行工作，在Amp2(峰值放大器)中，设定偏置电压或者电流使得作为丙类放大器进行工作。图18表示Amp1以及Amp2的工作电压偏置条件，在Amp2中，加入与Amp1即将饱和时的输入电压振幅相同大小的偏置电压。
上述现有技术的多赫蒂型放大器进行输入的功率分配，进行90度的相位延迟。而且，进行载频放大器与峰值放大器的阻抗变换，在输出合成中使用1/4波长传输线。这时，对于放大器的中心频率，在相差很大的频率中由于不能够进行90度相位延迟和阻抗变换，因此仅在以对应于1/4波长的频率为中心的狭窄频带能够发挥高效率效果。如果把对于一个频率的12dB补偿的功率附加效率(PAE)绘制成曲线，则如图17所成为人字形，在某个频率成为最大，离该频率越远PAE越下降。
发明内容
本发明是为解决上述问题点而完成的，其目的在于使多赫蒂型功率放大器的输出功率合成电路的电长可变，对于多频带或者宽频带谋求高效率。
本发明的多赫蒂型放大器的特征之一在于作为实现输出合成的电路，使用与宽频带或者多频带相对应，能够调整成使电长成为90度的可变电长功率合成单元VTL2。
作为该可变电长功率合成单元VTL2，考虑这样的电路，即该电路设置连接了长度分别为L1a和L1b的传输线TL2a以及传输线TL2b的第1串联电路、由开关Sw1和电容器Cs1构成的第2串联电路、以及由开关Sw2和电容器Cs2构成且一方连接到开关Sw1与电容器Cs1的接点、另一方接地的第3串联电路，把第2串联电路与传输线TL2b并联连接，开关Sw1连接到载频放大器Amp1与传输线TL2a的接点。
而且，在载波频带是频带A的情况下，从控制端子Ctrl加入控制信号Sig1，使Sw1、Sw2断开，对于频带A的中心频率调整成使得VTL2的电长大致成为90度，在是比频带A低的频率的载波频带B的情况下，从控制端子Ctrl施加控制信号Sig2，使Sw1、Sw2接通，对于频带B的中心频率调整成使得VTL2的电长大致成为90度，优化各种情况下的功率附加效率。
另外，作为多赫蒂型放大器的结构，载频放大器Amp1由FET元件Mc和隔直电容器Cc1构成，把FET元件Mc的漏极端子连接到电源电压端子Vdc，把源极端子接地，把栅极端子连接到偏置电压端子Vgc，隔直电容器Cc1连接在90度相位延迟功率分配单元PSPD与FET元件Mc的栅极端子之间。另一方面，峰值放大器Amp2由FET元件Mp和隔直电容器Cp1构成，把FET元件Mp的漏极端子连接到电源电压端子Vdp，把源极端子接地，把栅极端子连接到偏置电压端子Vgp，隔直电容器Cp1连接在90度相位延迟功率分配单元PSPD与FET元件Mp的栅极端子之间。
而且，作为可变电长功率合成单元VTL2的结构，设置连接了长度分别为L1a和L1b的传输线TL2a以及传输线TL2b的第1串联电路、由FET元件Ms1和连接在其源极端子的电容器Cs1构成的第2串联电路、以及由FET元件Ms2和连接在上述FET元件Ms2的源极端子上的电容器Cs2构成且一方连接到上述FET元件Ms1的源极端子、另一方接地的第3串联电路，把FET元件Ms1的漏极端子连接在载频放大器Amp1与传输线TL2a的接点。
另外，在FET元件Mp的漏极端子上连接电容器Cp2，在输出端子OUT与电容器Cp2之间设置电容器Cb。
而且，从连接在FET元件Ms1的栅极端子与FET元件Ms2的栅极端子上的控制电压端子Ctrl，在载波频带是频带A的情况下，施加控制信号Sig1使得FET元件Ms1以及FET元件Ms2截止，在载波频带是频带B的情况下，施加控制信号Sig2使得FET元件Ms1以及FET元件Ms2导通，由此，切换进行工作，使得上述可变电长功率合成单元VTL2的电长分别在上述频带A、上述频带B中大致成为90度。
另外，在上述载频放大器、峰值放大器中，也可以代替FET元件，使用双极型元件。
作为可变电长功率合成单元VTL2，也可以考虑以下的实现方法。即，经过切换开关Sw1、Sw2，把并联连接了的大于等于2条的传输线TL21，TL22，……串联连接到载频放大器Amp1与传输线TL2b之间，使得TL21和TL2b的总计长度成为与载波频带A的中心频率相对应的波长的1/4长度，传输线TL22和传输线TL2b的总计长度成为与载波频带B的中心频率相对应的波长的1/4长度，……。而且，当在频带A，频带B，……的载波频带下发射时，切换开关元件Sw1、Sw2，选择传输线TL21，TL22，……进行工作，使得电长最接近90度，优化各种情况下的功率附加效率。
另外，作为可变电长功率合成单元VTL2还可以考虑以下的实现方法。即，把长度比为2的k次幂，k＝1，2，……的串联连接了的大于等于2条的传输线TL21，TL22，……、与各个分路FET元件Ms21，Ms22，……并联连接，串联连接到载频放大器Amp1与传输线TL2b之间。
而且，在分路FET元件Ms21，Ms22，……的栅极端子上分别从控制端子Ctrl1，Ctrl2，……施加控制信号，通过把分路FET元件Ms21、Ms22，……切换为导通或者截止，与载波频率相对应，通过把载频放大器Amp1与峰值放大器Amp2的输出之间的电长改变为最接近90度的值，优化各个情况下的功率附加效率。
利用上述功率放大器，作为对于多个频带能够实现高功率附加效率的发射器，可以考虑由把多个子频道信号D调制为振幅信号A以及相位信号P的调制单元Mod、把振幅信号A以及相位信号P变换为90度相位差的时间轴信号X、Y的时间信号变换单元FTC、变换为载波频率的X信号通道、Y信号通道构成的90度相位延迟功率分配单元PSPD。在经过上述90度相位延迟功率分配单元PSPD进行放大时，可以在希望载波频率中心生成90度相位差发射信号输入到载频放大器Amp1以及峰值放大器Amp2，进行调整使得对于希望载波频率，可变电长功率合成单元VTL2的电长最接近90度，对于希望载波频率优化功率附加效率。
进而，可以像以下那样考虑对于多个频带能够实现高功率附加效率的发射器。在载频放大器Amp1的输入一侧设置把通信前处理块PS、从数字信号生成0度相位延迟的第1调制信号的调制电路Mod1、把第1调制信号变换为模拟信号的DAC1、抑制无用高频分量的低通滤波器LPF1、进行频率变换的变频器Mix1、以及放大为所需要的输出电平的可变增益放大器PGA1串联连接了的X信号通道；在峰值放大器Amp2的输入一侧设置把通信前处理块PS、从数字信号生成90度相位延迟的第2调制信号的调制电路Mod2、把第2调制信号变换为模拟信号的DAC2、抑制无用高频分量的低通滤波器LPF2、进行频率变换的变频器Mix2、以及放大为所需要的输出电平的可变增益放大器PGA2串联连接了的Y信号通道，从而构成90度相位延迟功率分配单元PSPD。
而且，设定驱动变频器1、变频器2的局部信号源SG，90度相位延迟功率分配单元PSPD经过上述X信号通道、上述Y信号通道，生成90度相位差信号，在进行放大时，为了在希望载波频率中心生成90度相位差发射信号输入到载频放大器Amp1以及峰值放大器Amp2，可以改变局部信号源SG的频率，调整发射器，使得对于希望载波频率，可变电长功率合成单元VTL2的电长最接近90度，对于希望载波频带优化功率附加效率。
如上所述，本发明提供能够在宽载波频带或者多载波频带适用的以简单的结构实现的宽带多赫蒂型放大器技术以及发射器。另外，用在高频带下只是传输线、在低频带下把传输线以一部分容量分路这样的方式，能够比多个多赫蒂型放大器减小六成或其以上。
如果依据本发明，则能够使功率放大器的输出功率合成电路的电长可变，对于多频带或者宽频带谋求高效率。
附图说明
图1是本发明的多赫蒂型功率放大器的概要图。
图2是表示多赫蒂型放大器的频带为频带A和频带B时的频带与PAE的关系的曲线图。
图3是本发明第1实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
图4是表示本发明第1实施例的多赫蒂型放大器的频带与相位变换的关系的曲线图。
图5是传输线的等效电路图。
图6是本发明第1实施形态的可变电长电路的等效电路图。
图7是本发明第2实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
图8是本发明第3实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
图9是本发明第4实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
图10是本发明第5实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
图11是本发明第6实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
图12是本发明的第7实施例，是发射器的电路图。
图13是本发明的第8实施例，是发射器的电路图。
图14是现有技术的多赫蒂型放大器的结构图。
图15是多赫蒂型功率放大器的信号波形图。
图16是表示多赫蒂型放大器的仿真结果中的输出功率范围与功率负载效率(PAE)的关系的曲线图。
图17是表示多赫蒂型放大器的仿真结果中的频带与功率负载效率(PAE)的关系的曲线图。
图18是表示多赫蒂型放大器中的载频放大器和峰值放大器的工作点的概略图。
具体实施方式
首先，使用图1以及图2说明本发明的多赫蒂型功率放大器的概要。
图1是本发明的多赫蒂型功率放大器的概要图。
图2是表示多赫蒂型放大器的频带是频带A和频带B时的频带与PAE的关系的曲线图。
本发明的多赫蒂型放大器如图1所示，载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2相对输入输出之间并联连接，在它们的输入一侧连接90度相位延迟功率分配单元PSPD，在输出一侧连接可变电长功率合成单元VTL2。而且，从输入端子IN输入发射信号，经过90度相位延迟功率分配单元PSPD，载波信号RFs和90度相位延迟载波信号RFsq分别经过载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2被放大，从输出端子OUT输出由可变电长功率合成单元VTL2合成了的输出信号。在载波频带是频带A的情况下，从控制端子Ctrl施加控制信号Sig1，调整成使得对于频带A的中心频率，VTL2的电长大致成为90度，在载波频带是离开频带A的频带B的情况下，从控制端子Ctrl施加控制信号Sig2，进行调整使得对于频带B的中心频率，VTL2的电长大致成为90度，优化各种情况下的PAE。
这时，图2表示在频带A以及频带B各自的大致中心频率下，12dB补偿的PAE成为最大的仿真结果。
而且，为了图1的电路作为多赫蒂型放大器进行工作，使载频放大器Amp1作为乙类放大器工作，峰值放大器Amp2作为丙类放大器工作那样，设定图18所示的偏置电压和电流条件。另外，在以下的各实施例中，作为多赫蒂型放大器的工作条件的设定也相同。
实施例1
下面，使用图3至图6说明本发明的第1实施例。
图3是本发明第1实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
图4是表示本发明第1实施例的多赫蒂型放大器的频带与相位变换的关系的曲线图。
图5是传输线的等效电路图。
图6是本发明第1实施形态的可变电长电路的等效电路图。
该实施例1表示实现图1的可变电长功率合成单元VTL2的更具体的电路。载频放大器Amp1、峰值放大器Amp2和90度相位延迟功率分配单元PSPD与图1的上述概要说明相同。
这里，设频带A是高频带，频带B是低频带。传输线TL2a以及传输线TL2b分别具有长度L1a和L1b，其总计电长在频带A的中心频率下是90度。由传输线TL2a和传输线TL2b构成的串联电路的传输线TL2a一侧的端子连接到载频放大器Amp1，传输线TL2b一侧的端子连接到峰值放大器Amp2。
而且，由开关Sw1和电容器Cs1构成的串联电路的开关Sw1一侧的端子连接在载频放大器Amp1与传输线TL2a的接点，电容器Cs1一侧的端子连接在传输线TL2a与传输线TL2b的接点。接地的电容器Cs2经过开关Sw2连接在开关Sw1与电容器Cs1的接点。这时，在输出载波频率是频带A的情况下，从控制端子Ctrl施加控制信号Sig1，使开关Sw1、开关Sw2断开，在输出载波频率是频带B的情况下，从Ctrl施加控制信号Sig2，使开关Sw1、开关Sw2接通。从而，可变电长功率合成单元VTL2的电长被切换使得分别在频带A、频带B大致成为90度。图4表示由可变电长功率合成单元VTL2进行的相位旋转。
下面，使用传输线和可变电长功率合成单元的等效电路图，简单地说明电路的工作原理。
在传输线比波长短很多的情况下，能够用图5表示的等效电路近似。如果把电容器的单位长度的电容记为Cu，把线圈的单位长度的电感记为Lu，把线路长度记为s2a，则图5的接地电容器的电容与Cu*s2a相等，串联电感与Lu*s2a相等，线路的电长从以下的(式1)求出。
【数1】
ELH＝sqrt((CU*s2a)*(LU*s2a))……(式1)
在图3的开关Sw1、Sw2成为接通时，能够用图6的等效电路近似，对于频率，电长能够如以下的(式2)所示那样变化。
【数2】
ELL＝sqrt((CU*s2a+Cs2)*
(LU*s2a)/(1-ω2*(LU*s2a)*Cs1))
                            ……(式2)
这意味着电容以及电感等效增大。如果从其它的观点观看，则当开关Sw1、开关Sw2断开时，为了成为相同的电长需要降低频率。然而，只是电长相等并不满足多赫蒂工作条件。即使当开关元件Sw1、开关Sw2接通时，外观上开关Sw1、开关Sw2也维持与断开相同的特性阻抗，则需要成立以下的(式3)的条件。
【数3】
sqrt((LU*s2a)/(CU*s2a))
＝sqrt((LU*s2a)/(1-ω2*(LU*s2a)*Cs1)/(CU*s2a+Cs2))
                                   ……(式3)
依据本实施例，如图3所示，通过用总计电长在频带A的中心频率下是90度的传输线TL2a以及TL2b、TL2a以及TL2b的总计电长在频带B的中心频率下为90度那样的电容器Cs1以及Cs2构成图1的可变电长功率合成单元VTL2，能够进行切换使得可变电长功率合成单元VTL2的电长在频带A、频带B的两方下大致为90度，而且，特性阻抗在频带A、频带B的两方下大致相等。由此，能够对于两种不同频带的发射信号，使包括载频放大器Amp1以及峰值放大器Amp2的功率放大器的输出功率合成电路的电长以及特性阻抗大致成为恒定，使多频带发射信号的放大或者宽频带发射信号的放大成为高效率。另外，作为使对于频带B的电长在其中心频率下大致为90度的结构，也可以不是设置传输线TL2a以及TL2b以外的新传输线，代之通过设置能够用开关切换连接/非连接的电容器，具有能够抑制由设置传输线引起的增大可变电长功率合成单元VTL2的构成方法的电路面积的效果。
实施例2
使用图7说明本发明的第2实施例。
图7是本发明第2实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
本实施例把第1实施例的开关置换为FET元件。
本发明第2实施例的多赫蒂型放大器的载频放大器Amp1如图3所示，由FET元件Mc和隔直电容器Cc1构成，FET元件Mc的漏极端子连接到电源电压端子Vdc，源极端子接地，栅极端子连接到偏置电压端子Vgc，隔直电容器Cc1连接在90度相位延迟功率分配单元PSPD与FET元件Mc的栅极端子之间。
另一方面，峰值放大器Amp2由FET元件Mp和隔直电容器Cp1构成，FET元件Mp的漏极端子连接到电源电压端子Vdp，源极端子接地，栅极端子连接到偏置电压端子Vgp，隔直电容器Cp1连接在上述90度相位延迟功率分配单元PSPD与FET元件Mp的栅极端子之间。
作为可变电长功率合成单元VTL2，其第1串联电路由长度分别为L1a和L1b的传输线TL2a以及传输线TL2b构成这一点与第1实施例相同。在本实施例中，第2串联电路由FET元件Ms1和连接在其源极端子的电容器Cs1构成，第3串联电路由FET元件Ms2和连接在上述FET元件Ms2的源极端子上的电容器Cs2构成，一方连接在上述FET元件Ms1的源极端子，另一方接地。
而且，该可变电长功率合成单元VTL2是FET元件Ms1的漏极端子连接到载频放大器Amp1与传输线TL2a的接点的结构。
另外，在FET元件Mp的漏极端子上连接电容器Cp2，在输出端子OUT与电容器Cp2之间设置电容器Cb。
而且，从连接在FET元件Ms1的栅极端子和FET元件Ms2的栅极端子上的控制电压端子Ctrl，在载波频带是频带A的情况下，施加控制信号Sig1使得FET元件Ms1以及FET元件Ms2截止，在载波频带是频带B的情况下，施加控制信号Sig2使得FET元件Ms1以及FET元件Ms2导通，由此，进行切换并工作使得可变电长功率合成单元VTL2的电长分别在频带A、频带B下大致成为90度。这里也与第1实施例相同，设频带A比频带B的频率高。另外，具有栅极长度以及栅极宽度，使得当FET元件Ms1、FET元件Ms2截止时成为在上述第2串联电路中几乎不流过电流的大阻抗、导通时漏极端子与源极端子之间的高频阻抗充分小。在图7所示的电路中，需要设定偏置条件使得FET元件Mc起到载频放大器的作用、FET元件Mp起到峰值放大器的作用，其详细情况与图18中的上述说明相同。
另外，本实施例中的开关FET元件Ms1以及Ms2不限于分别用单个FET元件构成的情况。即，Ms1以及Ms2既可以分别用单个FET元件构成，或者也可以用多个FET元件的纵列连接或T型连接开关电路构成Ms1以及Ms2的某一方或者双方。在用多个FET元件的电路构成的情况下，与单个元件的情况相比较，能够期待提高开关的隔离(isolation)特性以及缓和对构成电路的一个个FET元件所要求的耐压特性。
依据本实施例，通过用开关FET元件Ms1以及Ms2构成图3中的开关Sw1以及Sw2，能够用更高的隔离(isolation)特性实现频带A与频带B之间的可变电长功率合成单元VTL2的结构的切换，由此能够在频带A与频带B之间较高精度地使电长以及特性阻抗一致。另外，通过分别用FET元件Mc以及Mp构成了载频放大器Amp1以及峰值放大器Amp2，即使在可变电长功合成单元VTL2与载频放大器Amp1以及峰值放大器发Mp2之间分别设置的输出匹配电路(未图示)中多少发生了不匹配的情况下，也能够从热击穿比较少这样的FET具有的特性避免功率放大元件的破坏。换言之，能够缓和对于输出匹配电路要求的精度，提高成品率。
实施例3
下面，使用图8说明本发明的第3实施例。
图8是本发明第3实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
本实施例当构成第2实施例的载频放大器和峰值放大器时，代替FET元件使用双极型元件。
本实施例的载频放大器Amp1如图8所示，用双极型元件Bc和隔直电容器Cc1构成，双极型元件Bc的集电极端子连接到电源电压端子Vdc，发射极端子接地，基极端子连接到偏置电压端子Vgc，隔直电容器Cc1连接在90度相位延迟功率分配单元PSPD与双极型元件Bc的基极端子之间。
另一方面，峰值放大器Amp2由双极型元件Bp和隔直电容器Cp1构成，双极型元件Bp的集电极端子连接到电源电压端子Vdp，发射极端子接地，基极端子连接到偏置电压端子Vgc，隔直电容器Cp1连接在90度相位延迟功率分配单元PSPD与双极型元件Bp的基极端子之间。
载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2的输出一侧的结构和工作与第2实施例的情况相同。另外，在图7所示的电路中，设定偏置条件使得双极型元件Bc起到载频放大器的作用、双极型元件Bp起到峰值放大器的作用，其详细情况与图18的上述说明相同。
另外，本实施例中的开关FET元件Ms1以及Ms2不限于分别用单个FET元件构成的情况。即，Ms1以及Ms2既可以分别用单个FET元件构成，或者也可以用多个FET元件的纵列连接或T型连接开关电路构成Ms1以及Ms2的某一方或者双方。在用多个FET元件的电路构成的情况下，与单个元件的情况相比较，能够期待提高开关的隔离特性，以及缓和对构成电路的一个个FET元件所要求的耐压特性。
依据本实施例，通过用开关FET元件Ms1以及Ms2构成图3中的开关Sw1以及Sw2，能够用更高的隔离特性实现频带A与频带B之间的可变电长功率合成单元VTL2的结构的切换，由此能够在频带A与频带B之间较高精度地使电长以及特性阻抗一致。另外，由于通过分别用双极型元件Bc以及Bp构成了载频放大器Amp1以及峰值放大器Amp2，能够简化在90度相位延迟功率分配单元PSPD与载频放大器Amp1以及峰值放大器Amp2之间分别设置的输入匹配电路(未图示)，因此能够减小功率放大器整体的电路面积。
实施例4
下面，使用图9说明本发明的第4实施例。
图9是本发明的第4实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
本实施例通过切换大于等于2条传输线实现可变电长功率合成单元VTL2。载频放大器Amp1、峰值放大器Amp2和90度相位延迟功率分配单元PSPD与图1的概要相同。
作为本实施例的可变电长功率合成单元VTL2，如图所示，经过切换开关Sw1、Sw2，在载频放大器Amp1和传输线TL2b之间把并联连接了的大于等于2条的传输线TL21、TL22、……串联连接，使得TL21和TL2b的总计长度成为与载波频带A的中心频率相对应的波长的1/4长度，传输线TL22和传输线TL2b的总计长度成为与载波频带B的中心频率相对应的波长的1/4长度，……。而且，当在频带A、频带B、……的载波频带发射时，切换开关Sw1、Sw2，选择传输线TL21、TL22、……进行工作，使得电长最接近90度，优化各种情况下的功率附加效率。
依据本实施例，能够对于大于等于2的频带，使功率合成单元的电长以及特性阻抗维持为几乎恒定，由此，能够优化各个频带中的功率附加效率。
实施例5
下面，使用图10说明本发明的第5实施例。
图10是本发明第5实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
本实施例也通过切换大于等于2条传输线路实现可变电长功率合成单元VTL2，但是连接方法与第4实施例不同。
本实施例的可变电长功率合成单元VTL2如图10所示，是把长度比为2的k次幂，k＝1，2，……的串联连接了的大于等于2条的传输线TL21、TL22、……与各个分路FET元件Ms21、Ms22、……并联连接，在载频放大器Amp1与传输线TL2b之间串联连接的结构。
而且，从各个控制端子Ctrl1、Ctrl2、……在分路FET元件Ms21、Ms22、……的栅极端子上施加控制信号，通过把分路FET元件Ms21、Ms22、……切换为导通或者截止，与载波频率相对应，把载频放大器Amp1与峰值放大器Amp2的输出之间的电长改变为最接近90度的值，优化各种情况下的功率附加效率。例如，传输线TL21、TL22、TL23的长度比是1∶2∶4。而且，通过在控制端子Ctrl1、Ctrl2、Ctrl3上施加控制信号，切换分路FET元件Ms21、Ms22、Ms23的导通和截止，与载波频率相对应，把载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2的输出之间的电长改变为最接近90度的值。
依据本发明，对于大于等于2的频带，能够把功率合成单元的电长以及特性阻抗维持为几乎恒定，由此，能够优化各种频带下的功率附加效率。
实施例6
下面，使用图11说明本发明的第6实施例。
图11是本发明第6实施例的多赫蒂型放大器的电路图。
本实施例与图7所示的实施例1相同，在放大单元和开关中使用FET元件，而在具有2个用于开关的控制端子方面不同。
本实施例的载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2是与实施例2同样的构造。
本实施例的多赫蒂型放大器的可变电长功率合成单元VTL2如图11所示，具有连接了传输线TL2a和传输线TL2b的第1串联电路、第1切换电路和第2切换电路，第1切换电路和第2切换电路是每一个都并联连接在传输线TL2a两端的结构。
而且，第1切换电路具有由FET元件Ms11和连接在其源极端子上的电容器Cs11构成的第2a串联电路、以及由FET元件Ms12和电容器Cs12构成且一方连接在上述FET元件Ms11与上述电容器Cs11的接点、另一方接地的第3a串联电路，是使第2串联电路与传输线TL2a并联、FET元件Ms11的漏极端子连接在上述载频放大器Amp1与上述TL2a的接点的结构。
第2切换电路具有由FET元件Ms21和连接在其源极端子上的电容器Cs21构成的第2b串联电路、以及由FET元件Ms22和电容器Cs22构成且一方连接在上述FET元件Ms21与上述电容器Cs21的接点，另一方接地的第3b串联电路。
而且，通过从连接在FET元件Ms11的栅极端子以及FET元件Ms12的栅极端子上的控制电压端子Ctrl1、从连接在FET元件Ms21的栅极端子以及FET元件Ms22的栅极端子上的控制电压端子Ctrl2施加不同的控制信号，进行切换并工作使得对于载波频率、VTL2的电长最接近90度。
图11所示的电路设定偏置条件，使得FET元件Mc起到载频放大器的作用、FET元件Mp起到峰值放大器的作用，其详细情况与实施例2相同。
依据本实施例，由于具有用于开关的ON/OFF控制的相互独立的2个控制端子Ctrl1以及Ctrl2，因此用Ctrl1实现两种电路结构，进而对于每一种实现两种电路结构，从而能够实现总计四种电路结构。由此，能够对于四种不同频带的发射信号使可变电长功率合成单元VTL2的电长以及特性阻抗几乎为恒定，即使在多频带中，也能够特别地使四重频带(quad band)发射信号放大更有效。
实施例7
下面，使用图12说明本发明的第7实施例。
图12是本发明第7实施例的发射器的电路图。
本实施例详细地表示把90度相位延迟功率分配单元PSPD组装到输出功率放大器的前一级的发射器电路中实现的发射器的具体例子。
在本实施例中，在并联接地的载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2的输入一侧，具备把多个子频道的发射信号D调制为振幅信号A以及相位信号P的调制单元Mod、把振幅信号A以及相位信号P变换为90度相位差的时间轴信号X、Y的时间轴信号变换单元FTC、把时间轴信号X、Y的中心频率变换为载波频率的X信号通道、Y信号通道。X信号通道由进行频率变换的变频器Mix1、抑制无用频率分量的带通滤波器BPF1、放大为所需要的输出电平的可变增益放大器PGA1的串联电路构成，Y信号通道由进行频率变换的变频器Mix2、抑制无用频率分量的带通滤波器BPF2、放大为所需要的输出电平的可变增益放大器PGA2的串联电路构成。位于上述载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2的输入一侧的电路实现与90度相位延迟功率分配单元PSPD同等的功能。在放大时，经过调制单元Mod、时间信号变换单元FTC、X信号通道以及Y信号通道，在希望载波频率中心生成90度相位差发射信号，输入到载频放大器Amp1以及峰值放大器Amp2，通过进行调整使得对于希望载波频率，可变电长功率合成单元VTL2的电长最接近90度，对于希望载波频率优化功率附加效率。
依据本实施例，发射器用调制以及频率变换的一般功能生成90度相位差发射信号，输入到载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2，能够实现与90度相位延迟功率分配单元PSPD同等的功能，能够省略90度相位延迟功率分配单元PSPD占有的面积，同时，能够在宽带优化功率附加效率。
实施例8
下面，使用图13说明本发明的第8实施例。
图13是作为本发明第8实施的发射器的电路图。
本实施例用发射器的输出功率放大器前一级的电路实现载频放大器Amp1、峰值放大器Amp2输入一侧的90度相位延迟功率分配单元PSPD。
在本实施例中，在并联设置的载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2的输入一侧具备X信号通道和Y信号通道这两个信号通道，该X信号通道由通信前处理块PS、从数字信号生成0度相位延迟的第1调制中间信号的调制电路Mod1、把第1调制中间信号变换为模拟信号的DAC1、抑制无用高频分量的低通滤波器LPF1、进行频率变换的变频器Mix1、抑制局部振荡器信号以及图像信号的带通滤波器BPF1、放大为所需要的输出电平的可变增益放大器PGA1的串联电路构成，该Y信号通道由从数字信号生成90度相位延迟的第2调制中间信号的调制电路Mod2、把第2调制中间信号变换为模拟信号的DAC2、抑制无用高频分量的低通滤波器LPF2、进行频率变换的变频器Mix2、抑制局部振荡器信号以及图像信号的带通滤波器BPF2、放大为所需要的输出电平的可变增益放大器PGA2的串联电路构成。而且，配置具有驱动变频器Mix1、变频器Mix2的局部信号源SG的90度相位延迟功率分配单元PSPD。
这时，从输入端子IN输入发射信号，经过90度相位延迟功率分配单元PSPD，载波信号RFs和90度相位延迟载波信号RFsq分别经过载频放大器Amp1和峰值放大器Amp2被放大，由可变电长功率合成单元VTL2合成了的输出信号从输出端子OUT输出。在载波频带是频带A的情况下，从控制端子Ctrl施加控制信号Sig1，进行调整使得对于频带A的中心频率，VTL2的电长成为1/4波长。另外，在载波频带是离开频带A的载带B的情况下，从控制端子Ctrl施加控制信号Sig2，进行调整使得对于频带B的中心频率，VTL2的电长成为90度，使各种情况下的PAE为最大。
依据本实施例，用上述调制电路Mod1、Mod2发生正确的90度相位延迟信号，能够用变频器Mix1、Mix2变换为相离很远的载波频率，因此能够在更宽的频带优化功率附加效率。另外，由于Mod1、Mod2进行数字信号处理，因此能够适应多种调制方式，优化功率附加效率。

Claims (10)

1.一种功率放大器，该功率放大器并联连接不依赖于输入信号的振幅进行工作并输出与输入信号的振幅相对应的信号的第1放大器、和在输入信号的振幅大于等于预定的阈值时进行工作并输出与输入信号的振幅相对应的信号的第2放大器而成，由上述第1放大器和上述第2放大器分别把从输入端子输入的信号进行功率放大，从输出端子输出把这些输出合成而成的输出信号，其特征在于，
在上述第1放大器和上述第2放大器的输入一侧连接有90度相位延迟功率分配单元，在上述第1放大器和上述第2放大器的输出一侧连接有可变电长功率合成单元，
输入信号从上述输入端子被输入，经过上述90度相位延迟功率分配单元，第1载波信号和对于上述第1载波信号实施了90度相位延迟后的载波信号即第2载波信号分别被输入到上述第1放大器和上述第2放大器，由上述第1以及第2放大器分别把上述第1以及第2载波信号进行放大，从上述输出端子输出由上述可变电长功率合成单元合成了的输出信号，
根据上述第1载波信号的载波频带，控制上述可变电长功率合成单元，使得对于该载波频带的中心频率，可变电长功率合成单元的电长大致成为90度。
2.根据权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，
在上述第1载波信号的载波频带是频带A的情况下，控制上述可变电长功率合成单元，使得对于上述频带A的中心频率，上述可变电长功率合成单元的电长大致成为90度，在上述第1载波信号的载波频带是与上述频带A不同的频带B的情况下，控制上述可变电长功率合成单元，使得对于上述频带B的中心频率，上述可变电长功率合成单元的电长大致成为90度。
3.根据权利要求2所述的功率放大器，其特征在于，
上述频带A是中心频率比上述频带B高的频带，
上述可变电长功率合成单元具有连接有第1传输线和第2传输线的第1串联电路、具备第1开关和第1电容器的第2串联电路、以及具备第2开关和第2电容器且一方连接到上述第1开关与上述第1电容器的接点、另一方接地的第3串联电路，
并联连接上述第2串联电路和上述第1传输线，上述第1开关和上述第1传输线共同连接到上述第1放大器的输出节点，
在上述第1载波信号的载波频带是上述频带A的情况下，根据来自控制端子的控制信号，使上述第1开关以及上述第2开关断开，控制上述可变电长功率合成单元，使得对于上述频带A的中心频率，上述可变电长功率合成单元的电长大致成为90度，
在上述第1载波信号的载波频带是上述频带B的情况下，根据来自上述控制端子的控制信号，使上述第1开关以及上述第2开关接通，控制上述可变电长功率合成单元，使得对于上述频带B的中心频率，上述可变电长功率合成单元的电长大致成为90度。
4.根据权利要求3所述的功率放大器，其特征在于，
上述第1放大器具备第1FET元件和第1隔直电容器，上述第1FET元件的漏极端子连接到电源电压端子，源极端子接地，栅极端子连接到偏置电压端子；上述第1隔直电容器连接在上述90度相位延迟功率分配单元与上述第1FET元件的栅极端子之间，
上述第2放大器具备第2FET元件和第2隔直电容器，上述第2FET元件的漏极端子连接到电源电压端子，源极端子接地，栅极端子连接到偏置电压端子；上述第2隔直电容器连接在上述90度相位延迟功率分配单元与上述第2FET元件的栅极端子之间，
上述第2串联电路具备第1开关FET元件和连接在其源极端子上的第1电容器，
上述第3串联电路具备第2开关FET元件和连接在上述第2开关FET元件的源极端子上的第2电容器且一方连接在上述第1开关FET元件的源极端子、另一方接地，
上述可变电长功率合成单元在上述第1放大器的输出节点上共同连接有上述第1开关FET元件的漏极端子和上述第1传输线，在上述第2FET元件的漏极端子上连接有第3电容器，包括连接在上述输出端子与上述第3电容器之间的第4电容器，
从连接在上述第1开关FET元件的栅极端子与上述第2开关FET元件的栅极端子上的控制电压端子，在上述频带A的情况下，施加第1控制信号，使得上述第1开关FET元件以及上述第2开关FET元件截止，在上述频带B的情况下，施加与上述第1控制信号不同的第2控制信号，使得上述第1开关FET元件以及上述第2开关FET元件导通，由此，上述可变电长功率合成单元的电长在上述频带A以及上述频带B的每一个下大致成为90度。
5.根据权利要求3所述的功率放大器，其特征在于，
上述第1放大器具备第1双极型元件和第1隔直电容器，上述第1双极型元件的集电极端子连接到电源电压端子，发射极端子接地，基极端子连接到偏置电压端子；上述第1隔直电容器连接在上述90度相位延迟功率分配单元与上述第1双极型元件的基极端子之间，
上述第2放大器具备第2双极型元件和第2隔直电容器，上述第2双极型元件的集电极端子连接到电源电压端子，发射极端子接地，基极端子连接到偏置电压端子；上述第2隔直电容器连接在上述90度相位延迟功率分配单元与上述第2双极型元件的基极端子之间，
上述第2串联电路具备第1开关FET元件和连接在其源极端子上的第1电容器，
上述第3串联电路具备第2开关FET元件和连接在上述第2开关FET元件的源极端子上的第2电容器且一方连接到上述第1开关FET元件的源极端子、另一方接地，
上述可变电长功率合成单元在上述第1放大器的输出节点上共同连接有上述第1开关FET元件的漏极端子和上述第1传输线，在上述第2双极型元件的集电极端子上连接有第3电容器，包括连接在上述输出端子与上述第3电容器之间的第4电容器，
从连接在上述第1开关FET元件的栅极端子与上述第2开关FET元件的栅极端子上的控制电压端子，在上述频带A的情况下，施加第1控制信号，使得上述第1开关FET元件以及上述第2开关FET元件截止，在上述频带B的情况下，施加与上述第1控制信号不同的第2控制信号，使得上述第1开关FET元件以及上述第2开关FET元件导通，由此，上述可变电长功率合成单元的电长在上述频带A以及上述频带B的每一个下大致成为90度。
6.根据权利要求2所述的功率放大器，其特征在于，
串联连接在上述第1开关与上述第2开关之间并联连接了的多条第1传输线、上述第1放大器和上述第2传输线，
上述多条第1传输线中的第1传输线与上述第2传输线的总计长度是与上述频带A的中心频率相对应的波长的1/4的长度，
上述多条第1传输线中的第2传输线与上述第2传输线的总计长度是与上述频带B的中心频率相对应的波长的1/4的长度，
当在上述频带A以及上述频带B的各个的载波频带下进行发射时，上述第1开关以及上述第2开关被切换并工作，使得输出信号分别流过上述第1传输线中的第1传输线以及上述第1传输线中的第2传输线。
7.根据权利要求2所述的功率放大器，其特征在于，
使k为大于等于1的整数时的长度比是2的k次幂，而且，相互串联连接的多条第1传输线以分别根据上述k与上述多条第1传输线相对应的多个分路FET元件的源极端子以及漏极端子为连接点并联连接，
上述多条第1传输线串联连接在上述第1放大器的输出节点与上述第2传输线之间，
在上述多个分路FET元件的栅极端子上分别施加控制信号，
通过上述多个分路FET元件切换为导通或者截止，与载波频率相对应地进行工作使得上述第1放大器和上述第2放大器的输出之间的电长变成最接近90度的值。
8.根据权利要求3所述的功率放大器，其特征在于，
上述第1放大器具备第1FET元件和第1隔直电容器，上述第1FET元件的漏极端子连接到电源电压端子，源极端子接地，栅极端子连接到偏置电压端子；上述第1隔直电容器连接在上述90度相位延迟功率分配单元与上述第1FET元件的栅极端子之间，
上述第2放大器具备第2FET元件和第2隔直电容器，上述第2FET元件的漏极端子连接到电源电压端子，源极端子接地，栅极端子连接到偏置电压端子；上述第2隔直电容器连接在上述90度相位延迟功率分配单元与上述第2FET元件的栅极端子之间，在上述第2FET元件的漏极端子上连接有第1电容器，包括连接在上述输出端子与上述第1电容器之间的第2电容器，
上述可变电长功率合成单元具备连接第1传输线和第2传输线而成的第1串联电路、第1切换电路和第2切换电路，上述第1切换电路和上述第2切换电路分别并联连接在上述第1传输线两端，
上述第1切换电路具有具备第1开关FET元件和连接在其源极端子上的第3电容器的第2串联电路、以及具备第2开关FET元件和第4电容器且一方连接在上述第1开关FET元件与上述第3电容器的接点、另一方接地的第3串联电路，把上述第2串联电路与上述第1传输线并联，上述第1开关FET元件的漏极端子连接到上述第1放大器与上述第1传输线的接点，
上述第2切换电路具有具备第3开关FET元件和连接在其源极端子上的第5电容器的第4串联电路、以及具备第4开关FET元件和第6电容器且一方连接在上述第3开关FET元件与上述第5电容器的接点、另一方接地的第5串联电路，
通过从连接在上述第1开关FET元件的栅极端子以及上述第2开关FET元件的栅极端子上的第1控制电压端子、连接在上述第3开关FET元件的栅极端子以及上述第4开关FET元件的栅极端子上的第2控制电压端子施加不同的控制信号，进行切换并工作使得对于载波频带上述可变电长功率合成单元的电长成为最接近90度。
9.一种发射器，具备：
把多个子频道的发射信号调制成振幅信号以及相位信号的调制单元；
连接到上述调制单元的输出一侧，把上述振幅信号以及上述相位信号分别变换为相互具有90度相位差的时间轴信号X以及时间轴信号Y的时间信号变换单元；
把上述时间轴信号X以及时间轴信号Y的中心频率变换为各自的载波频率的X信号通道以及Y信号通道；
连接在上述X信号通道以及上述Y信号通道的与上述时间信号变换单元相反的一侧的端部的90度相位延迟功率分配单元；
连接在上述90度相位延迟功率分配单元的输出一侧的功率放大器；
连接在上述功率放大器的输出一侧的可变电长功率合成单元，其特征在于，
上述功率放大器并联连接不依赖于输入信号的振幅进行工作并输出与输入信号的振幅相对应的信号的第1放大器、和在输入信号的振幅大于等于预定的阈值时进行工作并输出与输入信号的振幅相对应的信号的第2放大器而成，由上述第1放大器和上述第2放大器分别把从输入端子输入的信号进行功率放大，从输出端子输出把这些输出合成而成的输出信号，
在上述第1放大器与上述第2放大器的输入一侧连接有上述90度相位延迟功率分配单元，在上述第1放大器和上述第2放大器的输出一侧连接有上述可变电长功率合成单元，输入信号从上述输入端子被输入，经过上述90度相位延迟功率分配单元，第1载波信号和对于上述第1载波信号实施了90度相位延迟后的载波信号即第2载波信号分别被输入到上述第1放大器和上述第2放大器，由上述第1以及第2放大器分别把上述第1以及第2载波信号进行放大，从上述输出端子输出由上述可变电长功率合成单元合成了的输出信号，
根据上述第1载波信号的载波频带，控制上述可变电长功率合成单元，使得对于该载波频带的中心频率，可变电长功率合成单元的电长大致成为90度。
10.根据权利要求9所述的发射器，其特征在于，
上述90度相位延迟功率分配单元在上述第1放大器的输入一侧具备第1信号通道、在上述第2放大器的输入一侧具备第2信号通道，该第1信号通道串联连接通信前处理块、从数字信号发生0度相位延迟的第1调制信号的第1调制电路、把上述第1调制信号变换为模拟信号的第1DA变换器、抑制不需要的高频分量的第1低通滤波器、进行频率变换的第1变频器、以及放大成所需要的输出电平的第1可变增益放大器而成；该第2信号通道串联连接通信前处理块、从数字信号发生90度相位延迟的第2调制信号的第2调制电路、把上述第2调制信号变换为模拟信号的第2DA变换器、抑制不需要的高频分量的第2低通滤波器、进行频率变换的第2变频器、以及放大成所需要的输出电平的第2可变增益放大器而成；并且包括驱动上述第1变频器以及上述第2变频器的局部信号源，
由上述90度相位延迟功率分配单元，经过上述第1信号通道以及上述第2信号通道生成90度相位差信号，
输入信号从上述输入端子被输入，经过上述90度相位延迟功率分配单元，第1载波信号和对于上述第1载波信号实施了90度相位延迟后的载波信号即第2载波信号分别经过上述第1放大器和上述第2放大器被放大，从上述输出端子输出由上述可变电长功率合成单元合成了的输出信号，
为了在希望载波频率中心生成90度相位差发射信号后输入到上述第1放大器以及上述第2放大器中，改变上述局部信号源的频率，控制上述功率放大器并工作，使得对于上述希望载波频率，上述可变电长功率合成单元的电长最接近于90度。
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