CN110896212A - 二次电池保护电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供二次电池保护电路，减少基准电压的温度特性的偏差。该二次电池保护电路监视二次电池的状态，在检测出异常状态时保护上述二次电池，二次电池保护电路具备：基准电压电路，其使用耗尽型的第一晶体管和与上述第一晶体管串联连接的增强型的第二晶体管生成基准电压；分压电路，其输出对上述二次电池的电源电压进行分压而得到的检测电压；检测电路，基于上述基准电压和上述检测电压检测上述异常状态；第一调整电路，其基于上述第一晶体管的阈值电压和上述第二晶体管的阈值电压调整上述第一晶体管与上述第二晶体管的尺寸比；以及第二调整电路，其基于通过上述第一调整电路调整了上述尺寸比后的上述基准电压将上述检测电压调整为所希望的电压。

Description

二次电池保护电路
技术领域
本发明涉及二次电池保护电路。
背景技术
以往，公知有使用串联连接的耗尽型的晶体管和增强型的晶体管，生成恒定的基准电压的基准电压电路(例如，参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2016－143227号公报
然而，由于电路的制造偏差，有可能基准电压的温度特性产生偏差。
发明内容
因此，本公开提供能够减少基准电压的温度特性的偏差的二次电池保护电路。
本公开提供监视二次电池的状态，并在检测出异常状态时保护上述二次电池的二次电池保护电路，该二次电池保护电路具备：
基准电压电路，其使用耗尽型的第一晶体管和与上述第一晶体管串联连接的增强型的第二晶体管来生成基准电压；
分压电路，其输出对上述二次电池的电源电压进行分压而得到的检测电压；
检测电路，其基于上述基准电压和上述检测电压来检测上述异常状态；
第一调整电路，其基于上述第一晶体管的阈值电压和上述第二晶体管的阈值电压来调整上述第一晶体管与上述第二晶体管的尺寸比；以及
第二调整电路，其基于通过上述第一调整电路调整了上述尺寸比后的上述基准电压，将上述检测电压调整为所希望的电压。
发明效果
根据本公开的技术，能够减少基准电压的温度特性的偏差。
附图说明
图1是表示基本的基准电压电路的结构例的图。
图2是表示基准电压的温度特性的一个例子的示意图。
图3是表示过充电检测电压的温度特性的一个例子的图。
图4是表示具备本实施方式中的二次电池保护电路的电池组的结构例的图。
图5是表示本实施方式中的基准电压电路的第一结构例的图。
图6是表示本实施方式中的基准电压电路的第二结构例的图。
图7是例示出基准电压的温度特性的调整后的过充电检测电压的温度特性的图。
图8是例示出减少由基准电压的温度特性的偏差引起的过充电检测电压的偏差的结构的图。
附图标记说明
2...放电控制晶体管；3...开关电路；6...负端子；10...电池保护电路；13...接地端子；15...电源端子；18...监视端子；20...检测电路；24...基准电压电路；25...分压电路；26...监视电路；27...第一调整电路；28...第二调整电路；32...控制电路；33...输出电路；70...二次电池；80...电池保护装置；100...电池组；1000...基准电压源；DN...第一晶体管；EN...第二晶体管；N1...主晶体管；N2～N5...子晶体管。
具体实施方式
以下，根据附图对本发明的实施方式进行说明。首先，对由于电路的制造偏差产生的基准电压的温度特性的偏差进行说明。
图1是表示基本的基准电压电路的结构例的图。图1所示的基准电压源1000是能够输出恒定的基准电压VREF的基准电压电路，而不依存于高电源电位部VDD与低电源电位部GND之间的电源电压的电压值的变化。基准电压源1000使用在高电源电位部VDD与低电源电位部GND之间串联连接的耗尽型的NMOS(N-channel Metal Oxide Semiconductor：N沟道金属氧化物半导体)晶体管101和增强型的NMOS晶体管102，生成恒定的基准电压VREF。以下，有时简单地将耗尽型的NMOS晶体管101称为晶体管101，将增强型的NMOS晶体管102称为晶体管102。晶体管101的漏极电流ID1由式1表示，晶体管102的漏极电流ID2由式2表示。
【数学式1】
Figure BDA0002136596760000031
Figure BDA0002136596760000032
在式1中，μND表示晶体管101中的电子的迁移率，COX表示晶体管101中的每单位面积的栅极电容，WND表示晶体管101的沟道宽度，LND表示晶体管101的沟道长度，Vthnd表示晶体管101的阈值电压。在式2中，μNE表示晶体管102中的电子的迁移率，COX表示晶体管102中的每单位面积的栅极电容，WNE表示晶体管102的沟道宽度，LNE表示晶体管102的沟道长度，Vthne表示晶体管102的阈值电压，VGS表示晶体管102的栅极－源极间的电压。
这里，对于沟道长度与沟道宽度之比(W/L)而言，定义如下：
【数学式2】
Figure BDA0002136596760000033
WND/LND表示耗尽型的晶体管的比(W/L)，WNE/LNE表示增强型的晶体管的比(W/L)，X表示耗尽型的晶体管与增强型的晶体管的尺寸比。也就是说，WND/LND为WNE/LNE的X倍。此时，若ID1和ID2相等，则基于式1～3，能够由式4表示晶体管102的栅极－源极间的电压VGS。
【数学式3】
Figure BDA0002136596760000034
Figure BDA0002136596760000035
Figure BDA0002136596760000036
Figure BDA0002136596760000037
晶体管102的栅极－源极间的电压VGS相当于基准电压VREF，所以基准电压VREF能够由式5表示。
【数学式4】
Figure BDA0002136596760000041
式5表示出基准电压源1000不管电源电压如何都能够输出恒定的基准电压VREF。
图2是表示由式5表示的基准电压VREF的温度特性的一个例子的示意图。Ta表示基准温度(例如，25℃)。ΔVREF表示与基准温度Ta下的基准电压VREF的差(基准电压VREF的变动量)，Δ|Vthnd|表示与基准温度Ta下的阈值电压|Vthnd|(也就是说，阈值电压Vthnd的绝对值)的差(阈值电压Vthnd的变动量)，ΔVthne表示与基准温度Ta下的阈值电压Vthne的差(阈值电压Vthne的变动量)。
Figure BDA0002136596760000042
表示式5中的
Figure BDA0002136596760000043
阈值电压Vthnd、Vthne以及迁移率μNE、μND分别具有其值根据温度变化的温度依存性。ΔVthne具有其值随着温度的上升而减少的负的温度特性，Δ|Vthnd|具有其值随着温度的上升而增加的正的温度特性。
Figure BDA0002136596760000044
Figure BDA0002136596760000045
的曲率根据迁移率μNE、μND的温度特性而产生。
这样，在式5的右边中，第一项中的|Vthnd|具有正的温度特性，第二项的阈值电压Vthne具有负的温度特性(阈值电压Vthnd具有负的温度特性)。因此，通过将式5中的√A(更具体而言，尺寸比X)设计为最佳值，能够将基准电压VREF的温度特性设定为温度依存性小的状态。
然而，若实际制造具备基准电压源的半导体电路，则由于元件等的制造偏差而晶体管的阈值电压有偏差，有可能每个半导体电路(产品)具有不同的尺寸比X的最佳的设计值。
例如，图3示出由于耗尽型的NMOS晶体管101的阈值电压Vthnd的偏差而产生的过充电检测电压的温度特性的偏差的一个例子。图3示出保护二次电池的电池保护电路中的过充电检测电压的温度特性数据。过充电检测电压是指二次电池的过充电的检测所使用的阈值。
在例如图4示出的电池保护电路10中，若与二次电池70分别连接的VDD端子与VSS端子之间的电源电压Vd上升，则通过电阻21、22对电源电压Vd进行分压而得到的检测电压VIN+也上升。若检测电压VIN+超过由基准电压电路24生成的基准电压VREF，则检测电路20中的比较器23的输出反相。将该反相时的电源电压Vd作为过充电检测电压。也就是说，过充电检测电压具有与基准电压VREF成比例的特性，过充电检测电压的温度特性具有与基准电压VREF相同的温度特性。
在图3中，“Vth＝Typ.”表示基准电压源1000使用阈值电压Vthnd为典型值的晶体管101来生成基准电压VREF时的数据。“Vth高”表示基准电压源1000使用阈值电压Vthnd比典型值高的晶体管101来生成基准电压VREF时的数据。“Vth低”表示基准电压源1000使用阈值电压Vthnd比典型值低的晶体管101来生成基准电压VREF时的数据。
根据图3可知，由于耗尽型的NMOS晶体管101的阈值电压Vthnd的制造偏差，基准电压VREF的温度特性产生个体差异，其结果，过充电检测电压的温度特性产生个体差异。
本实施方式中的基准电压电路具有能够减少由于制造偏差引起的基准电压VREF的温度特性的个体差异的结构。接下来，对本实施方式的结构进行说明。
图5是表示本实施方式中的基准电压电路的第一结构例的图。基准电压电路24A是能够输出恒定的基准电压VREF的电路，而不依存于高电源电位部VDD与低电源电位部GND之间的电源电压的电压值的变化。低电源电位部GND的电位比高电源电位部VDD低。
基准电压电路24A使用耗尽型的第一晶体管DN和与第一晶体管DN串联连接的增强型的第二晶体管EN来生成恒定的基准电压VREF。第一晶体管DN是耗尽型的NMOS晶体管，第二晶体管EN是增强型的NMOS晶体管。第一晶体管DN和第二晶体管EN串联连接在高电源电位部VDD与低电源电位部GND之间。第二晶体管EN包括串联连接的多个晶体管。图5例示出包括5个晶体管N1～N5的情况，但串联连接的晶体管的数量并不局限于该情况。
在图5所示的实施方式中，第一晶体管DN的漏极与高电源电位部VDD连接，源极与第二晶体管EN连接，栅极与节点24a连接。第一晶体管DN的栅极、源极、以及背栅相互连接。
第二晶体管EN包括与第一晶体管DN串联连接的主晶体管和与该主晶体管串联连接的多个子晶体管。基准电压电路24A至少使用第一晶体管DN、和与第一晶体管DN串联连接的主晶体管，生成从节点24a输出的恒定的基准电压VREF。
在本实施方式中，第二晶体管EN包括主晶体管N1和与主晶体管N1串联连接的4个子晶体管N2～N5。主晶体管N1和子晶体管N2～N5的各个的栅极共同与节点24a连接。主晶体管N1和子晶体管N2～N5的各个的背栅共同与低电源电位部GND连接。第二晶体管EN所包含的多个晶体管中最高电位侧的主晶体管N1的漏极与第一晶体管DN的源极连接。第二晶体管EN所包含的多个晶体管中最低电位侧的子晶体管N5的源极与低电源电位部GND连接。
基准电压电路24A具有对于多个子晶体管N2～N5的各个设置，且与对应的子晶体管串联连接的多个开关电路A1～A4。多个开关电路A1～A4分别具有开关元件和与开关元件串联连接的熔断元件。例如，开关元件是通过所供给的信号而导通或者截止的MOS晶体管，熔断元件是能够通过从半导体电路的外部照射的激光而切断的导体。
在图5的情况下，具有串联连接的开关元件S1和熔断元件F1的开关电路A1并联连接在子晶体管N2的漏极－源极之间。具有串联连接的开关元件S2和熔断元件F2的开关电路A2并联连接在子晶体管N3的漏极－源极之间。具有串联连接的开关元件S3和熔断元件F3的开关电路A3并联连接在子晶体管N4的漏极－源极之间。具有串联连接的开关元件S4和熔断元件F4的开关电路A4并联连接在子晶体管N5的漏极－源极之间。
也就是说，基准电压电路24A具备能够通过开关元件或者熔断元件调整第二晶体管EN的沟道长度L的调整电路27A。调整电路27A通过利用开关元件或者熔断元件断开与多个子晶体管N2～N5的各个并联连接的开关电路的任意一个，来变更第二晶体管EN的沟道长度L。越增加开关电路A1～A4中断开的开关电路的数量，对于调整电路27A越使第二晶体管EN的沟道长度L增长。
此外，开关元件S1设置为能够在与子晶体管N2并联连接的熔断元件F1的切断前变更第二晶体管EN的沟道长度L。但是，在熔断元件F1的切断后，第二晶体管EN的沟道长度L不被开关元件S1变更。对于开关元件S2～S4也同样。
调整电路27A通过这样变更第二晶体管EN的沟道长度L，来调整第一晶体管DN的(W/L)与第二晶体管EN的(W/L)的尺寸比X(参照上述的式3)。调整电路27A具有能够调整尺寸比X的结构，所以能够针对第一晶体管DN和第二晶体管EN的各个的阈值电压的制造偏差，选择能够减少基准电压VREF的温度特性的个体差异的最佳尺寸比X。
若决定要选择的尺寸比X，则在产品出厂前对多个熔断元件F1～F4中的1个或者多个熔断元件进行激光切断以便成为该尺寸比X。由此，在产品出厂后，基准电压电路24A也能够生成温度特性的个体差异被减少了的基准电压VREF。
图6是表示本实施方式中的基准电压电路的第二结构例的图。基准电压电路24B是能够输出恒定的基准电压VREF的电路，而不依存于高电源电位部VDD与低电源电位部GND之间的电源电压的电压值的变化。低电源电位部GND与高电源电位部VDD相比电位较低。
基准电压电路24B使用耗尽型的第一晶体管DN和与第一晶体管DN串联连接的增强型的第二晶体管EN来生成恒定的基准电压VREF。第一晶体管DN是耗尽型的NMOS晶体管，第二晶体管EN是增强型的NMOS晶体管。第一晶体管DN和第二晶体管EN串联连接在高电源电位部VDD与低电源电位部GND之间。第二晶体管EN包括并联连接的多个晶体管。图6例示出包括5个晶体管N1～N5的情况，但并联连接的晶体管的数量并不局限于该情况。
在图6所示的实施方式中，第一晶体管DN的漏极与高电源电位部VDD连接，源极与第二晶体管EN连接，栅极与节点24b连接。第一晶体管DN的栅极、源极、以及背栅相互连接。
第二晶体管EN包括与第一晶体管DN串联连接的主晶体管和与该主晶体管并联连接的多个子晶体管。基准电压电路24B至少使用第一晶体管DN和与第一晶体管DN串联连接的主晶体管，生成从节点24b输出的恒定的基准电压VREF。
在本实施方式中，第二晶体管EN包括主晶体管N1和与主晶体管N1并联连接的4个子晶体管N2～N5。主晶体管N1和子晶体管N2～N5的各个的栅极共同与节点24b连接。主晶体管N1和子晶体管N2～N5的各个的背栅以及源极共同与低电源电位部GND连接。主晶体管N1的漏极不经由开关电路与第一晶体管DN的源极连接。子晶体管N2～N5的各个的漏极经由分别对应的开关电路经由与第一晶体管DN的源极连接。
基准电压电路24B具有对于多个子晶体管N2～N5的各个设置，且与对应的子晶体管串联连接的多个开关电路A1～A4。多个开关电路A1～A4分别具有开关元件、和与开关元件串联连接的熔断元件。例如，开关元件是通过所供给的信号而导通或者截止的MOS晶体管，熔断元件是能够通过从半导体电路的外部照射的激光而切断的导体。
在图6的情况下，具有串联连接的开关元件S1和熔断元件F1的开关电路A1串联连接在子晶体管N2的漏极与第一晶体管DN的源极之间。具有串联连接的开关元件S2和熔断元件F2的开关电路A2串联连接在子晶体管N3的漏极与第一晶体管DN的源极之间。具有串联连接的开关元件S3和熔断元件F3的开关电路A3串联连接在子晶体管N4的漏极与第一晶体管DN的源极之间。具有串联连接的开关元件S4和熔断元件F4的开关电路A4串联连接在子晶体管N5的漏极与晶体管DN的源极之间。
也就是说，基准电压电路24B具备能够通过开关元件或者熔断元件调整第二晶体管EN的沟道宽度W的调整电路27B。调整电路27B通过利用开关元件或者熔断元件断开与多个子晶体管N2～N5的各个串联连接的开关电路的任意一个，来变更第二晶体管EN的沟道宽度W。越增加开关电路A1～A4中断开的开关电路的数量，调整电路27B越缩短第二晶体管EN的沟道宽度W。
此外，开关元件S1设置为能够在与子晶体管N2串联连接的熔断元件F1的切断前变更第二晶体管EN的沟道宽度W。但是，在熔断元件F1的切断后，第二晶体管EN的沟道宽度W不被开关元件S1变更。对于开关元件S2～S4也同样。
调整电路27B通过这样变更第二晶体管EN的沟道宽度W，来调整第一晶体管DN的(W/L)与第二晶体管EN的(W/L)的尺寸比X(参照上述的式3)。调整电路27B具有能够调整尺寸比X的结构，所以能够针对第一晶体管DN和第二晶体管EN的各个的阈值电压的制造偏差，选择能够减少基准电压VREF的温度特性的个体差异的最佳尺寸比X。
若决定要选择的尺寸比X，则在产品出厂前对多个熔断元件F1～F4中的1个或者多个熔断元件进行激光切断，以便成为该尺寸比X。由此，在产品出厂后，基准电压电路24B也能够生成温度特性的个体差异被减少了的基准电压VREF。
图7是例示通过调整电路27A减少了基准电压VREF的温度特性的个体差异后的过充电检测电压的温度特性的图。根据图6可知，与图3相比较，过充电检测电压的温度特性的个体差异减少。
接下来，对使用过充电检测电压来保护二次电池的二次电池保护电路的结构、以及具备该二次电池保护电路的电池组的结构进行说明。
图4是表示具备本实施方式中的二次电池保护电路的电池组的结构例的图。图4所示的电池组100内置地具备二次电池70和电池保护装置80。
二次电池70是能够充放电的电池的一个例子。二次电池70将电力供给到与正端子5(P+端子)和负端子6(P－端子)连接的负荷90。二次电池70能够被与正端子5和负端子6连接的充电器91充电。作为二次电池70的具体例子，举出了锂离子电池、锂聚合物电池等。电池组100既可以内置于负荷90，也可以外部连接。
负荷90是将电池组100的二次电池70作为电源的负荷的一个例子。作为负荷90的具体例子，举出了电动工具等电动机械、能够携带的移动终端装置等电子设备。作为电子设备的具体例子，举出了移动电话、智能手机、计算机、游戏机、电视机、照相机等。负荷90并不局限于这些设备。
电池保护装置80是将二次电池70作为电源而动作的二次电池保护装置的一个例子，通过控制二次电池70的充放电来保护二次电池70免受过充电或过放电等的影响。电池保护装置80具备正端子5、负端子6、开关电路3、以及电池保护电路10。
正端子5是能够连接有负荷90或者充电器91的电源端子的端子的一个例子。负端子6是能够连接有负荷90或者充电器91的接地的端子的一个例子。
二次电池70的正极和正端子5通过正侧电流路径9a连接，二次电池70的负极和负端子6通过负侧电流路径9b连接。正侧电流路径9a是二次电池70的正极与正端子5之间的充放电电流路径的一个例子，负侧电流路径9b是二次电池70的负极与负端子6之间的充放电电流路径的一个例子。
开关电路3被串联***二次电池70的负极与能够与负荷90或者充电器91的接地端连接的负端子6之间的电流路径9b。
开关电路3例如具备充电控制晶体管1和放电控制晶体管2。充电控制晶体管1是断开二次电池70的充电路径的充电路径断开部的一个例子，放电控制晶体管2是断开二次电池70的放电路径的放电路径断开部的一个例子。在图4的情况下，充电控制晶体管1断开二次电池70的充电电流流过的电流路径9b，放电控制晶体管2断开二次电池70的放电电流流过的电流路径9b。晶体管1、2是切换电流路径9b的导通/断开的开关元件，被串联地***电流路径9b。晶体管1、2例如是N沟道型的MOS(Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管。
电池保护电路10是二次电池保护电路的一个例子。电池保护电路10通过使开关电路3截止来进行二次电池70的保护动作。电池保护电路10是通过二次电池70的正极与负极之间的电池电压(也称为“电池(cell)电压”)进行动作的集成电路(IC)。电池保护电路10例如具备充电控制端子11(COUT端子)、放电控制端子12(DOUT端子)、监视端子18(V－端子)、电源端子15(VDD端子)以及接地端子13(VSS端子)。
COUT端子与充电控制晶体管1的栅极连接，输出使充电控制晶体管1导通或者截止的信号。DOUT端子与放电控制晶体管2的栅极连接，输出使放电控制晶体管2导通或者截止的信号。
V－端子用于负端子6的电位的监视，与负端子6连接。V－端子例如用于控制电路32监视负荷90或者充电器91的连接的有无，并在晶体管1、2与负端子6之间经由电阻14与负侧电流路径9b连接。
VDD端子是电池保护电路10的电源端子，与二次电池70的正极以及正侧电流路径9a连接。VSS端子是电池保护电路10的接地端子，与二次电池70的负极以及负侧电流路径9b连接。
电池保护电路10是监视二次电池70的状态，并在检测出二次电池70的过充电或过放电等异常状态时保护二次电池70的集成电路。电池保护电路10通过使充电控制晶体管1截止，来保护二次电池70免受过充电等充电异常的影响，通过使放电控制晶体管2截止，来保护二次电池70免受过放电等放电异常、短路异常的影响。电池保护电路10例如具备控制电路32、输出电路33、计时器31以及检测电路20。
控制电路32例如在二次电池70的过充电或者充电过电流被持续检测直至经过预定的延迟时间为止的情况下，经由输出电路33从COUT端子输出使充电控制晶体管1从导通成为截止的信号(例如，低电平的栅极控制信号)。控制电路32通过使充电控制晶体管1截止，来禁止对二次电池70进行充电的方向的电流流过电流路径9b。由此，二次电池70的充电停止，能够保护二次电池70免受过充电或者充电过电流的影响。
控制电路32例如在二次电池70的过放电或者放电过电流被持续检测直至经过预定的延迟时间为止的情况下，经由输出电路33从DOUT端子输出使放电控制晶体管2从导通成为截止的信号(例如，低电平的栅极控制信号)。控制电路32通过使放电控制晶体管2截止，来禁止使二次电池70放电的方向的电流流过电流路径9b。由此，二次电池70的放电停止，能够保护二次电池70免受过放电或者放电过电流的影响。
控制电路32例如不使用CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)而使用多个模拟逻辑电路来形成。
输出电路33是驱动开关电路3的电路，更具体而言，具有驱动充电控制晶体管1的驱动电路部和驱动放电控制晶体管2的驱动电路部。
计时器31用于延迟时间的计测，例如，包括对所输入的预定的脉冲信号进行计数的计数电路。
检测电路20监视VDD端子与VSS端子之间的电压亦即电源电压Vd。VDD端子与二次电池70的正极连接，VSS端子与二次电池70的负极连接，所以电源电压Vd与二次电池70的电池电压大致相等。因此，检测电路20能够通过监视电源电压Vd来检测二次电池70的电池电压。
检测电路20也可以具有监视V－端子的电位并将其监视结果输出到控制电路32的监视电路34。监视电路34例如是CMOS(Complementary MOS：互补MOS)逆变器。监视器电路34也可以是使用比较器监视V－端子的电位的电路。检测电路20监视将VSS端子作为基准电位的V－端子的电压亦即监视电压V－。
检测电路20基于基准电压VREF和检测电压VIN+检测二次电池70的过充电等异常状态。
检测电路20为了检测二次电池70的过充电，例如具备分压电路25、基准电压电路24、以及比较器23。分压电路25包括串联连接在VDD端子与VSS端子之间的电阻21和电阻22。基准电压电路24是生成恒定的基准电压VREF的电路。上述的基准电压电路24A(图5)或者基准电压电路24B(图6)是基准电压电路24的一个例子。
分压电路25通过电阻21、22对VDD端子与VSS端子之间的电压亦即电源电压Vd进行分压，并输出通过对电源电压Vd进行分压而得到的检测电压VIN+。比较器23对由分压电路25生成的检测电压VIN+和由基准电压电路24生成的基准电压VREF进行比较，并将其比较结果输出到控制电路32。
若检测电压VIN+超过基准电压VREF，则比较器23的输出信号的电平从无效电平(例如，低电平)反相为有效电平(例如，高电平)。将该反相时的电源电压Vd作为过充电检测电压Vdet1。另一方面，在比较器23设置有滞后现象。该情况下，若检测电压VIN+比基准电压VREF降低，则比较器23的输出信号的电平从有效电平(例如，高电平)反相为无效电平(例如，低电平)。将该反相时的电源电压Vd作为过充电恢复电压Vrel1。过充电恢复电压Vrel1比过充电检测电压Vdet1低。
检测电路20在由比较器23检测到比过充电检测电压Vdet1高的电源电压Vd的情况下，将表示检测到二次电池70的过充电的状态的有效电平的信号输出到控制电路32。另一方面，检测电路20在由比较器23检测到比过充电恢复电压Vrel1低的电源电压Vd的情况下，输出表示未检测到二次电池70的过充电的状态的无效电平的信号。
图8是例示减少由于基准电压VREF的偏差引起的过充电检测电压Vdet1的偏差的结构的图。基准电压VREF的温度特性主要根据第一晶体管DN的阈值电压Vthnd、第二晶体管EN的阈值电压Vthne、以及第一晶体管DN的(W/L)与第二晶体管EN的(W/L)的尺寸比X而变化。
因此，使用设置于两晶体管的附近的虚拟元件(ダミー素子)，监视阈值电压Vthnd与阈值电压Vthne的各自的偏差，根据其监视结果调整尺寸比X，从而能够调整基准电压VREF的温度特性。
具体而言，电池保护电路10具备配置于基准电压电路24的附近的监视电路26。监视电路26具有配置于第一晶体管DN的附近的第一虚拟元件DNx和配置于第二晶体管EN内的主晶体管N1的附近的第二虚拟元件Nx。
第一虚拟元件DNx是由与第一晶体管DN相同的形状(例如，相同的(W/L))形成的耗尽型的NMOS晶体管，以监视第一晶体管DN的阈值电压Vthnd的制造偏差。第二虚拟元件Nx是由与主晶体管N1相同的形状(例如，相同的(W/L))形成的增强型的NMOS晶体管，以监视第二晶体管EN内的主晶体管N1的阈值电压Vthne的制造偏差。
并且，电池保护电路10具备第一调整电路27和第二调整电路28。
第一调整电路27基于第一晶体管DN的阈值电压Vthnd和第二晶体管EN的阈值电压Vthne，调整第一晶体管DN与第二晶体管EN的尺寸比X。上述的调整电路27A(图5)或者调整电路27B是第一调整电路27的一个例子。
第一调整电路27通过断开与多个子晶体管N2～N5的各个连接的开关电路的任意一个来调整尺寸比X。开关电路分别具有设置为能够在第二调整电路28调整检测电压VIN+后切断的熔断元件、和设置为能够在该熔断元件的切断前变更尺寸比X的开关元件。
第一调整电路27除了上述的开关电路(图5的情况下，开关电路A1～A4)以外，还具备使该开关电路内的各开关元件(图5的情况，开关元件S1～S4)导通截止的开关元件控制电路。开关控制电路例如具有计数电路、数据保持电路等。
第二调整电路28基于通过第一调整电路27调整了尺寸比X后的基准电压VREF，将检测电压VIN+调整为所希望的电压(例如，过充电检测电压Vdet1)。第二调整电路28通过变更电源电压Vd的分压比来调整检测电压VIN+。第二调整电路28例如通过使电阻21的电阻值变化来变更电源电压Vd的分压比。
这里，若第一晶体管DN的阈值电压Vthnd和第二晶体管EN的阈值电压Vthne的至少一方变化，则基准电压VREF的温度特性变化。另外，若第一晶体管DN的(W/L)与第二晶体管EN的(W/L)的尺寸比X变化，则基准电压VREF的温度特性变化。
因此，预先导出阈值电压Vthnd、阈值电压Vthne、以及针对各个阈值电压Vthnd和Vthne减少基准电压VREF的温度特性的最佳尺寸比X(也可以是沟道长度L或者沟道宽度W)的三者的对应关系。然后，将规定了该对应关系的表格数据预先存储到存储器。尺寸比X的调整前的阈值电压Vthnd能够视为由监视电路26测量出的第一虚拟元件DNx的阈值电压。尺寸比X的调整前的阈值电压Vthne能够视为由监视电路26测量出的第二虚拟元件Nx的阈值电压。
接下来，对进行减少基准电压VREF的温度特性和减少过充电检测电压Vdet1的偏差的动作进行说明。
首先，监视电路26基于来自二次电池保护电路10的外部的控制信号，分别测量尺寸比X的调整前的阈值电压Vthnd、Vthne。第一调整电路27基于由监视电路26测量出的阈值电压Vthnd、Vthne和上述的表格数据，使开关元件S1～S4中的任意一个截止，来将沟道长度L或者沟道宽度W调整为最佳值。由此，尺寸比X被调整为用于减少基准电压VREF的温度特性的最佳值。
接下来，第二调整电路28在保持了将尺寸比X调整为最佳值时的开关元件S1～S4各自的导通状态或者截止状态的状态下，调整电阻21的电阻值以使检测电压VIN+与所希望的电压(例如，过充电检测电压Vdet1)一致。
而且，对熔断元件F1～F4的任意一个进行激光切断以便成为与将尺寸比X调整为最佳值时的开关元件S1～S4各自的截止状态相同的状态。同样地，通过熔断元件等的激光切断固定检测电压VIN+与所希望的电压(例如，过充电检测电压Vdet1)一致时的电阻21的电阻值。
由此，能够进行基准电压VREF的温度特性的减少和过充电检测电压Vdet1的偏差的减少。
以上，通过实施方式对二次电池保护电路进行了说明，但本发明并不局限于上述实施方式。能够在本发明的范围内进行与其他的实施方式的一部分或者全部的组合、置换等各种变形以及改进。
例如，在上述的实施方式中，将第二调整电路28调整的对象作为过充电检测电压Vdet1，但也可以是过放电检测电压Vdet2。检测电路20例如具备与图4相同的电路结构(分压电路以及比较器)，以检测二次电池70的过放电。若通过分割电路对电源电压Vd进行分压而得到的检测电压VIN－比基准电压VREF降低，则该比较器的输出信号的电平从无效电平(例如，低电平)反相为有效电平(例如，高电平)。将该反相时的电源电压Vd作为过放电检测电压Vdet2。检测电路20在由比较器检测到比过放电检测电压Vdet2低的电源电压Vd的情况下，将表示检测到二次电池70的过放电的状态的有效电平的信号输出到控制电路32。
另外，主晶体管N1并不局限于由1个晶体管构成的方式，也可以是由多个晶体管构成的方式。
另外，例如，充电控制晶体管1和放电控制晶体管2的配置位置也可以相对于图示的位置相互置换。
另外，并不局限于充电控制晶体管1以及放电控制晶体管2***负侧电流路径9b的方式，充电控制晶体管1以及放电控制晶体管2也可以***正侧电流路径9a。

Claims (11)

1.一种二次电池保护电路，监视二次电池的状态，并在检测出异常状态时保护上述二次电池，其特征在于，
上述二次电池保护电路具备：
基准电压电路，其使用耗尽型的第一晶体管和与上述第一晶体管串联连接的增强型的第二晶体管，生成基准电压；
分压电路，其输出对上述二次电池的电源电压进行分压而得到的检测电压；
检测电路，其基于上述基准电压和上述检测电压来检测上述异常状态；
第一调整电路，其基于上述第一晶体管的阈值电压和上述第二晶体管的阈值电压来调整上述第一晶体管与上述第二晶体管的尺寸比；以及
第二调整电路，其基于通过上述第一调整电路调整了上述尺寸比后的上述基准电压将上述检测电压调整为所希望的电压。
2.根据权利要求1所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述第一调整电路通过变更上述第二晶体管的沟道长度来调整上述尺寸比。
3.根据权利要求2所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述第二晶体管包括主晶体管和与上述主晶体管串联连接的多个子晶体管，
上述第一调整电路通过断开与上述多个子晶体管的每一个并联连接的开关电路的任意一个，来变更上述沟道长度。
4.根据权利要求3所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述开关电路具有：熔断元件，其被设置为能够在上述第二调整电路调整了上述检测电压之后切断；以及开关元件，其被设置为能够在上述熔断元件的切断之前变更上述沟道长度。
5.根据权利要求1所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述第一调整电路通过变更上述第二晶体管的沟道宽度来调整上述尺寸比。
6.根据权利要求5所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述第二晶体管包括主晶体管和与上述主晶体管并联连接的多个子晶体管，
上述第一调整电路通过断开与上述多个子晶体管的每一个串联连接的开关电路的任意一个来变更上述沟道宽度。
7.根据权利要求6所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述开关电路具有：熔断元件，其被设置为能够在上述第二调整电路调整了上述检测电压之后切断；以及开关元件，其被设置为能够在上述熔断元件的切断之前变更上述沟道宽度。
8.根据权利要求1所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述第二晶体管包括主晶体管和与上述主晶体管连接的多个子晶体管，
上述第一调整电路通过断开与上述多个子晶体管的每一个连接的开关电路的任意一个来调整上述尺寸比。
9.根据权利要求8所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述开关电路具有：熔断元件，其被设置为能够在上述第二调整电路调整了上述检测电压之后切断；以及开关元件，其被设置为能够在上述熔断元件的切断之前变更上述尺寸比。
10.根据权利要求1～9的任一项所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述第二调整电路通过变更上述电源电压的分压比来调整上述检测电压。
11.根据权利要求1～9的任一项所述的二次电池保护电路，其特征在于，
上述所希望的电压是上述二次电池的过充电检测电压或者过放电检测电压。
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