CN110830097B - 一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信*** - Google Patents

一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信*** Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***，包括单天线发射基站、含多个独立可控的反射单元的智能反射面以及单天线主被动协同接收机，智能反射面与传感器连接；单天线发射基站和智能反射面构成互惠共生通信***发射部分，分别发射主动信号与被动信号；单天线协同接收机同时接收主动信号和被动信号，并分别解调出来自基站的主动信息和来自与智能反射面相连的传感器的被动信息，其中被动信息通过无线信道的时延长度进行指示。本发明能够极大地提高频谱效率和能量效率，并且没有发射额外的射频信号，降低了无线通信***的电磁干扰，具有极大的应用前景。

Description

一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***。
背景技术
万物互联被作为5G的愿景之一，说明物联网是5G以及下一代无线通信技术的重要组成部分，超大规模的物联网设备给能耗和无线通信技术提出了极大的挑战，某些场景下的物联网设备的电池寿命希望能够达到10年之久，否则频繁地更换电源设备将会带来巨大的成本开销和维护开销；此外，由于频谱资源匮乏，现在的通信频谱资源远不能满足超大规模的物联网设备接入，并且无线通信射频器件的高昂成本也会导致物联网部署的成本上升。
最近，智能反射面因为其可以动态地改变无线电磁波传播环境来增强无线通信而受到了学术界和工业界的极大关注。智能反射面包含大量无源的、低成本的、独立可控的、不包含射频发射链的反射单元，这些反射单元由人造超材料组成，能够对入射的电磁波进行相移和时延操作，从而使得随机的、不可控的无线传播环境可以被人为地编程控制，实现了无线智能传输。智能反射面可以根据信道环境动态地、智能地调整相移系数并且不引入新的噪声，使得反射信号可以形成对准接收机的被动波束，极大地提高了无线通信性能，智能反射面也可以从多个资源维度对入射信号进行信息调制以携带被动信息，这类被动信息调制方式以环境中已有电磁波为载波，不发送新的电磁信号，从而减少了环境中的无线电干扰。因此基于智能反射面的无线通信***具有高频谱效率、高能量效率，十分符合绿色通信的理念。
发明内容
为了实现上述目的，本发明提供一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***。本发明的一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***，包括单天线发射基站、含多个独立可控的反射单元的智能反射面以及单天线主被动协同接收机，智能反射面与传感器连接。其中，单天线发射基站和智能反射面构成互惠共生通信***发射部分，分别发射主动信号与被动信号；智能反射面的每个反射单元都通过微控制器独立可控，每个反射单元调整入射信号的相位偏移，同时对入射信号进行存储再发射，从而形成可控的时延效果。单天线协同接收机同时接收主动信号和被动信号，并分别解调出来自基站的主动信息和来自与智能反射面相连的传感器的被动信息，其中被动信息通过无线信道的时延长度进行指示。
单天线发射基站发送的主动信号表示为：
Figure BDA0002260319010000011
其中，P是基站发射功率，x′是基站主动发送的数据。主动数据采用单载波调制，其帧结构的基本单元是由保护字段“GI seq”和数据字段“Data”组成的一个主动发射符号；一个帧由一个或者多个主动发射符号组成；此外，帧中最后一个主动发射符号需要额外添加一个保护字段“GI seq”。
令智能反射面的反射单元数目为M，每个反射单元均根据信道信息独立调整相位偏移，此外还根据待发送的被动信息“1”或者“0”调整对反射信号的时延大小，如果需要发送“1”比特，则进行时延，但时延长度不超过“GI seq”信号的长度，如果需要发送“0”比特，则不进行时延。
实现时延的方法是：反射单元将入射信号先进行存储，然后经过设置的时延时间后，再将存储的信号发送出去，协同接收机接收到的信号为直接来自基站的信号与经过时延调制的被动信号的叠加信号：
y(n)＝hr TΘGx(n-k)+hdx(n)+ω
其中，
Figure BDA0002260319010000021
表示基站到协同接收机的信道，k表示智能反射面引入的时延，
Figure BDA0002260319010000022
表示基站到智能反射面的信道，
Figure BDA0002260319010000023
表示智能反射面的对角相移矩阵，θm∈[0,2π)表示第m个反射单元的相移角度，
Figure BDA0002260319010000024
表示智能反射表面到协同接收机的信道，hr T表示hr的转置，
Figure BDA0002260319010000025
表示a行b列的复数矩阵，,ω～CN(0,σ2)表示功率为σ2的加性高斯白噪声，CN(μ,σ2)表示均值为μ，方差为σ2的循环对称复高斯分布。
为了使得接收机获得最大的信噪比增益，需要根据信道信息优化调整智能反射面的每个反射单元的相移。实事上，只要保证经过智能反射面的每个反射单元的信号在接收端能够同相叠加，就能最大化接收信噪比，因此，每个反射单元的相移系数优化选取的原则是使得所有经过反射单元的信号在接收端具有相同的相位。
本发明考虑接收端分别采用相关法与频域均衡来解调被动信息与主动信息。协同接收机接收到叠加信号后，采用本地预先存储的保护序列与接收信号进行互相关运算，运算结果为：
Figure BDA0002260319010000026
其中，XC(n)表示相关运算的结果，GIseq表示保护序列“GI seq”，“GI seq”信号选用ZC 序列，Nd表示GIseq的序列长度。
需要根据信道条件设置合适的门限值，如果XC(n)超过规定的门限值，则认为检测到一条有效多径信号，通过此方法可以检测出信道的最大多径时延，计算其与第一径的时延差，若时延差超过了设定的门限值，则解调出被动信息“1”，若时延差没有超过设定的门限值，则解调出被动信息“0”。该***的时延操作是以帧信号为单位，因此，帧速率即表示被动信息速率，如果需要提高被动信息传输速率，则需要基站发送短帧信号，反之，如果对被动信息传输速率要求较低，可以发送长帧信号，以提高主动信号的传输速率。所以，在该***中，主被动传输速率存在折中关系。
解调完被动信息后，再解调主动信息。由于该***的接收信号由多径信号组成，因此在接收端使用简单的一抽头频域均衡算法对主动信号进行均衡，具体的操作方式是，将数据字段“Data”和其后的保护字段“GI seq”进行快速傅里叶变换(FFT变换)，然后使用频域信道系数，再进行均衡，得到均衡后的频域值，最后将均衡后的频域值通过快速傅里叶逆变换(IFFT 变换)恢复出时域的“Data”和“GI seq”，丢弃“GI seq”，最终得到主动信息“Data”，至此，完成了主被动解调过程。
本发明的有益技术效果为：
本发明提出了一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***，基站为智能反射面通过时延方式调制被动信息提供了射频载波，同时智能反射面通过优化反射相移系数，使得反射到接收端的被动信号极大地增强了主动信号强度，提升了信噪比增益，因此实现了主被动互惠共生通信。方案实施简单，接收机通过频域均衡和相关运算即可完成对主被动信号的解调，相比较于传统的无智能反射面辅助的无线通信***，本发明能够极大地提高频谱效率和能量效率，具有很强的应用价值。
附图说明
图1为本发明的***组成示意图；
图2为基站发射的主动信号的帧结构；
图3为本发明的误码率性能。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。
一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***如图1所示，包括单天线发射基站、含 M个独立可控的反射单元的智能反射面以及单天线主被动协同接收机。其中，单天线发射基站和智能反射面构成互惠共生通信***发射部分，分别发射主动信号与被动信号；智能反射面的每个反射单元都通过微控制器独立可控，每个反射单元调整入射信号的相位偏移，同时对入射信号进行存储再发射，从而形成可控的时延效果。单天线协同接收机同时接受主动信号和被动信号，并分别解调出来自基站的主动信息和来自与智能反射面相连的传感器的被动信息，其中被动信息通过无线信道的时延长度进行指示。
基站直接到协同接收机的信道建模为瑞利衰落信道hd，hd～CN(0,1)。由于基站到智能反射面的信道G往往存在视距(LOS)路径，因此将
Figure BDA0002260319010000041
的每个元素建模为莱斯信道。即：
Figure BDA0002260319010000042
其中，K1是莱斯因子，
Figure BDA0002260319010000043
和
Figure BDA0002260319010000044
分别为视距路径分量和非视距(NLoS)路径分量，
Figure BDA0002260319010000045
的每个元素的能量为1，
Figure BDA0002260319010000046
的元素相互独立，且均服从CN(0,1)。智能反射面到协同接收机之间的信道
Figure BDA0002260319010000047
建模为瑞利信道，hr的每个元素都服从CN(0,1)。
基站发射功率归一化为1，x′是基站发送的数据，x′的每个元素均服从CN(0,1)，所以，基站发射的信号表示为x(n)＝x′(n)
接收端接收到的信号为
y(n)＝hr TΘGx(n-k)+hdx(n)+ω
其中，k表示智能反射面引入的时延，
Figure BDA0002260319010000048
表示智能反射面的对角相移矩阵，θm∈[0,2π)表示第m个反射单元的相移角度，ω～CN(0,σ2)表示功率为σ2的加性高斯白噪声。
基站以单载波发送主动信号，帧格式如图2所示，保护序列“GI seq”选用具有优异相关特性的ZC序列，其序列长度设为32，“Data”字段的长度设为224，因此接收端FFT/IFFT变换的点数是256，即一个发送符号的长度是256，一个帧包括一个或者多个发送符号。智能反射面的每个反射单元根据信道信息对入射信号进行特定的相移，相移系数的选择原则是使得所有经过反射单元处理的反射信号能够在协同接收机处同相叠加，以最大化接收增益。根据待传输的被动信息，智能反射面的每个反射单元对入射的帧信号引入相同的特定时延，即如果被动信息是“1”，则对帧信号延时22个采样间隔，如果被动信息是“0”，则不引入时延。
协作接收机首先采用本地存储的32位ZC序列与接收信号进行相关运算，运算结果为
Figure BDA0002260319010000049
其中，Nd为ZC序列长度32，GIseq为ZC序列。当XC(n)超过设定的门限值时，则认为检测到了有效的多径信号。假定由无线信道自身带来的最大时延小于22个采样间隔。由于最大的多径时延受智能反射面控制，因此，先检测接收的混叠信号的最大多径时延，若该值不小于22个采样间隔，则解调出被动信息“1”，若该值小于22个采样间隔，说明智能反射面没有对入射信号引入时延，解调出被动信息“0”。
接下来解调主动信号，由于存在多径信号，因此采用频域均衡来解调主动信号，以降低接收算法复杂度。丢弃接收信号最开始的32个采样信号，然后将剩余信号切分成若干个长度为256的符号。将每个长度为256的信号进行FFT变换，利用频域信道信息进行均衡，得到均衡后的信号
Xre(k)＝Y(k)/H(k)
其中，Y(k)表示y(n)的FFT变换，k＝0,1,…255,H(k)表示频域的第k个子信道。假设***已知所有的信道系数，频域信道H可以通过对时域信道进行FFT变换得到。
再对Xre进行IFFT变换即恢复出发送信号x，将x中的保护序列“GI seq”丢弃即得到主动发送的数据“Data”。至此分别完成了主被动信号的解调。
图3比较了基于智能反射面的主被动互惠共生无线通信***的误码率性能。仿真参数设置如下，基站直接到协同接收机的信道和智能反射面到协同接收机的信道均建模为瑞利信道，路径损耗指数分别设为3.6和2.2，路径损耗的参考距离均设为1m。基站到智能反射面的信道建模为莱斯信道，路径损耗指数设为2.2，路径损耗的参考距离设为3m。基站到智能反射面和协同接收机的距离均设为50m,智能反射面到协同接收机的距离设为2m。设定莱斯因子 K1＝15dB，σ2＝-80dBm。分别设定反射单元数量为M＝40和80。
相比较于传统的无智能反射面的无线通信***，本发明的实际意义在于智能反射面不仅通过无源方式传输了被动信息，还为主动传输带来了显著的信噪比增益，并且增益随着反射单元的增多而增大。该共生无线通信***，没有引入新的射频信号，利用环境中的电磁波为载波，显著提高了频谱效率和能量效率，降低了物联网设备的硬件成本，为物联网通信提供了新的解决方案。
图3比较了在不同的发射功率下，发射的主动信号为QPSK调制时的误码率性能，并且与无智能反射面的传统主动通信进行了比较，可以看出，在距离基站较远的区域，智能反射面在传输了被动信号的同时极大地提高了主动通信的性能。仿真结果还表明，对于被动信号，采用时延调制和相关检测具有良好的抗噪声性能，与主动传输相比，同等误码率的条件下，被动通信需要的解调信噪比更低。

Claims (1)

1.一种基于反射面的主被动互惠共生传输通信***，其特征在于，包括单天线发射基站、含多个独立可控的反射单元的智能反射面以及单天线主被动协同接收机，所述智能反射面与传感器连接；所述单天线发射基站和智能反射面构成互惠共生通信***发射部分，分别发射主动信号与被动信号；智能反射面的每个反射单元都通过微控制器独立可控，每个反射单元调整入射信号的相位偏移，同时对入射信号进行存储再发射，从而形成可控的时延效果；所述单天线协同接收机同时接收主动信号和被动信号，并分别解调出来自基站的主动信息和来自与智能反射面相连的传感器的被动信息，其中被动信息通过无线信道的时延长度进行指示；基站直接到协同接收机的信道建模为瑞利衰落信道hd，hd～CN(0,1)；由于基站到智能反射面的信道G往往存在视距(LOS)路径，因此将
Figure FDA0002979634650000011
的每个元素建模为莱斯信道，即：
Figure FDA0002979634650000012
其中，K1是莱斯因子，
Figure FDA0002979634650000013
和
Figure FDA0002979634650000014
分别为视距路径分量和非视距NLoS路径分量，
Figure FDA0002979634650000015
的每个元素的能量为1，
Figure FDA0002979634650000016
的元素相互独立，且均服从CN(0,1)；智能反射面到协同接收机之间的信道
Figure FDA0002979634650000017
建模为瑞利信道，hr的每个元素都服从CN(0,1)；
基站发射功率归一化为1，x′是基站发送的数据，x′的每个元素均服从CN(0,1)，所以，基站发射的信号表示为：
x(n)＝x′(n)
接收端接收到的信号为
Figure FDA0002979634650000018
其中，k表示智能反射面引入的时延，
Figure FDA0002979634650000019
表示智能反射面的对角相移矩阵，θm∈[0,2π)表示第m个反射单元的相移角度，ω～CN(0,σ2)表示功率为σ2的加性高斯白噪声；
基站以单载波发送主动信号，保护序列“GI seq”选用ZC序列，其序列长度设为32，“Data”字段的长度设为224，因此接收端FFT/IFFT变换的点数是256，即一个发送符号的长度是256，一个帧包括一个或者多个发送符号；智能反射面的每个反射单元根据信道信息对入射信号进行特定的相移，相移系数的选择原则是使得所有经过反射单元处理的反射信号能够在协同接收机处同相叠加，以最大化接收增益；根据待传输的被动信息，智能反射面的每个反射单元对入射的帧信号引入相同的特定时延，即如果被动信息是“1”，则对帧信号延时22个采样间隔，如果被动信息是“0”，则不引入时延；
协作接收机首先采用本地存储的32位ZC序列与接收信号进行相关运算，运算结果为
Figure FDA0002979634650000021
其中，Nd为ZC序列长度32，GIseq为ZC序列；当XC(n)超过设定的门限值时，则认为检测到了有效的多径信号；假定由无线信道自身带来的最大时延小于22个采样间隔；由于最大的多径时延受智能反射面控制，因此，先检测接收的混叠信号的最大多径时延，若该值不小于22个采样间隔，则解调出被动信息“1”，若该值小于22个采样间隔，说明智能反射面没有对入射信号引入时延，解调出被动信息“0”；
接下来解调主动信号，由于存在多径信号，因此采用频域均衡来解调主动信号，以降低接收算法复杂度；丢弃接收信号最开始的32个采样信号，然后将剩余信号切分成若干个长度为256的符号；将每个长度为256的信号进行FFT变换，利用频域信道信息进行均衡，得到均衡后的信号
Xre(k)＝Y(k)/H(k)
其中，Y(k)表示y(n)的FFT变换，k＝0,1,…255,H(k)表示频域的第k个子信道；假设***已知所有的信道系数，频域信道H可以通过对时域信道进行FFT变换得到；
再对Xre进行IFFT变换即恢复出发送信号x，将x中的保护序列“GI seq”丢弃即得到主动发送的数据“Data”；分别完成了主被动信号的解调。
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